JP3181326B2 - Microstrip and array antennas - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、同時送受信ができるマ
イクロストリップパッチと地導体板とからなるマイクロ
ストリップアンテナに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a microstrip antenna comprising a microstrip patch and a ground conductor plate capable of simultaneous transmission and reception.

【０００２】[0002]

【従来の技術】自動車等の移動体と固定局又は移動体と
移動体との間を衛星を介して通信する移動体衛星通信シ
ステムにおいて、この移動体に設けられるアンテナとし
ては、小型・軽量で、円偏波による電波を異なる周波数
で送受信できることが要求されている。このため、出力
がはるかに大きい送信チャンネルから、受信チャンネル
を分離する。すなわち、送信信号が受信信号に漏れ込む
ことを防ぐためには、一般的には送受信共用のアンテナ
素子を用いた場合はダイプレクサが用いられ、送受信分
離のアンテナ素子を用いた場合はフィルタが用いられ
る。2. Description of the Related Art In a mobile satellite communication system for communicating between a mobile unit such as an automobile and a fixed station or between a mobile unit and a mobile unit via a satellite, an antenna provided on the mobile unit is small and lightweight. In addition, it is required that radio waves due to circular polarization can be transmitted and received at different frequencies. This separates the receive channel from the transmit channel, which has a much higher output. That is, in order to prevent a transmission signal from leaking into a reception signal, a diplexer is generally used when an antenna element for both transmission and reception is used, and a filter is used when an antenna element for separation of transmission and reception is used.

【０００３】アクティブアレーアンテナにおいては、ア
ンテナ素子の各々にひとつの送受分離素子が必要であ
る。ダイプレクサやフィルタなどの送受分離素子は一般
的にアンテナ素子よりかさばり、重量も重い。素子数が
多くなるにつれ重量が重くなり、体積が増すためアンテ
ナの空間的占有領域が大きくなる。このままでは、移動
体用には適さない。そのため、送受信間のアイソレーシ
ョンをアンテナ素子間でとり、フィルタやダイプレクサ
への要求を低減する必要がある。In an active array antenna, one transmitting / receiving separating element is required for each antenna element. Transmission / reception separation elements such as diplexers and filters are generally bulkier and heavier than antenna elements. As the number of elements increases, the weight increases and the volume increases, so that the space occupied by the antenna increases. This is not suitable for mobile objects. For this reason, it is necessary to reduce the requirements for filters and diplexers by taking isolation between transmission and reception between antenna elements.

【０００４】この問題に対する解決方法を示す第１の従
来例として、図２３に示す塩川等によって提案されたマ
イクロストリップアンテナ（電子情報通信学会、アンテ
ナ・伝搬研究会Ａ・Ｐ86-60 ）がある。このアンテナ
は、円偏波アンテナで、送信と受信を別々の素子で行う
送受分離型アンテナである。このアンテナは、送信用の
上パッチと受信用の下パッチ間の周波数選択度を利用し
ている。提案されているアンテナの送信と受信間のアイ
ソレーションは−２８ｄＢである。要求されるアイソレ
ーションは、６０〜７０ｄＢであるので、要求値を満足
するためのアイソレーションを得るには、帯域フィルタ
を具備することが現段階では必要である。[0004] As a first conventional example showing a solution to this problem, there is a microstrip antenna proposed by Shiokawa et al. Shown in FIG. This antenna is a circularly polarized antenna, and is a transmission / reception separated antenna in which transmission and reception are performed by separate elements. This antenna utilizes the frequency selectivity between the upper patch for transmission and the lower patch for reception. The isolation between transmission and reception of the proposed antenna is -28 dB. Since the required isolation is 60 to 70 dB, it is necessary at this stage to provide a bandpass filter in order to obtain the isolation that satisfies the required value.

【０００５】このアンテナは、送信アンテナ３０と受信
アンテナ３１を上下に重ねた構成であるため、平面的な
面積は小さい。送受信のアンテナを重ねる方式を用いて
いるためアンテナの構造が複雑であり、セミリジッドケ
ーブル３２，３３，３４，３５の同軸線路を使用してい
るので半田ずけ作業などが必要になる。更に、送信アン
テナ３０と受信アンテナ３１を分離するために、受信ア
ンテナ３１を円環形状にする必要があり、地導体板３６
と受信アンテナ３１とを多数のアースピンで短絡しなけ
ればならない。[0005] Since this antenna has a structure in which the transmitting antenna 30 and the receiving antenna 31 are vertically stacked, the planar area is small. Since the transmitting and receiving antennas are stacked, the structure of the antenna is complicated. Since the coaxial lines of the semi-rigid cables 32, 33, 34, and 35 are used, soldering work or the like is required. Further, in order to separate the transmitting antenna 30 and the receiving antenna 31, the receiving antenna 31 needs to have an annular shape.
And the receiving antenna 31 must be short-circuited by a large number of ground pins.

【０００６】このため、このアンテナは、構造が複雑に
なり製作工程が増え製造コストが高くなる。また、円偏
波を発生させるには、セミリジッドケーブル３２と３
３、セミリジッドケーブル３４と３５の間に、９０度位
相差を発生させる９０度ハイブリッドが必要である。For this reason, the structure of the antenna becomes complicated, the number of manufacturing steps increases, and the manufacturing cost increases. To generate circularly polarized waves, semi-rigid cables 32 and 3
3. A 90-degree hybrid that generates a 90-degree phase difference between the semi-rigid cables 34 and 35 is required.

【０００７】もう一つの解決方法を示す第２の従来例と
しては、公開特許公報平2-116202である円偏波同時送受
信用複合アンテナである。このアンテナは、図２４に示
すように、矩形パッチアンテナ４０と同一面上に形成さ
れたマイクロストリップ線路４３で直接アンテナ端面４
１を給電し、水平偏波である周波数ｆ１を発生させ、ま
た、マイクロストリップ線路４４で直接アンテナ端面４
２を給電し、垂直偏波である周波数ｆ２を発生させる。
また、図２４では、このアンテナを４素子用い右回りに
空間的に９０度回転させた配置をとり、かつ、９０度の
位相差で給電する構成を示す。A second conventional example showing another solution is a composite antenna for simultaneous transmission and reception of circularly polarized waves disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-116202. As shown in FIG. 24, this antenna has a microstrip line 43 formed on the same plane as a rectangular patch antenna 40, and has an antenna end face 4
1 to generate a frequency f1, which is a horizontally polarized wave.
2 to generate a frequency f2 which is a vertically polarized wave.
FIG. 24 shows a configuration in which four antennas are used and the antenna is spatially rotated clockwise by 90 degrees and power is supplied with a phase difference of 90 degrees.

【０００８】この構成を用いることで円偏波同時送受信
用複合アンテナを実現している。アンテナ素子単位で周
波数が異なる直交偏波を作り、対の素子を用いること
で、円偏波を実現している。このため送信アンテナと受
信アンテナを分離することができる。このアンテナは、
構成が簡単である。更に、アンテナ素子と給電線路を同
一の基板上に形成することができる。By using this configuration, a composite antenna for simultaneous transmission and reception of circularly polarized waves is realized. Circularly polarized waves are realized by creating orthogonally polarized waves having different frequencies for each antenna element and using a pair of elements. Therefore, the transmitting antenna and the receiving antenna can be separated. This antenna is
The configuration is simple. Further, the antenna element and the feed line can be formed on the same substrate.

【０００９】しかし、この構成では、アンテナの端面に
マイクロストリップ線路で直接給電しなければならな
い。アンテナの端面から見たアンテナの入力インピーダ
ンスは２００から３００Ωになる。給電線路の特性イン
ピーダンスは５０Ωであるので、インピーダンス整合を
図るためには、λｇ／４の線路長を有するトランスフォ
ーマを設けなければならない。更に、送信用と受信用に
それぞれλｇ／４の線路長を有するトランスフォーマが
必要であり、かつ、アレーを構成するのでアンテナ素子
ごとに設けなければならない。６０度以上の広角ビーム
走査を行うためには、アレーアンテナの素子間隔は半波
長程度にする必要がある。従って、限定されている空間
に送信用と受信用の給電線路にそれぞれλｇ／４の線路
長を有するインピーダンストランスフォーマを含む給電
線路を配置することが要求される。However, in this configuration, power must be supplied directly to the end face of the antenna by a microstrip line. The input impedance of the antenna viewed from the end face of the antenna is 200 to 300Ω. Since the characteristic impedance of the feed line is 50Ω, a transformer having a line length of λg / 4 must be provided in order to achieve impedance matching. Further, a transformer having a line length of λg / 4 is required for transmission and reception, respectively, and an array must be provided for each antenna element. In order to perform wide-angle beam scanning of 60 degrees or more, the element spacing of the array antenna needs to be about half a wavelength. Therefore, it is required to dispose a feed line including an impedance transformer having a line length of λg / 4 on the feed line for transmission and the feed line for reception in a limited space.

【００１０】このため、給電線路を互いに近接したり、
アンテナ素子と給電線路とが近接するために、両者の間
に相互結合が生じ、アンテナ素子に対し、等振幅で９０
度の位相差で給電しなければならない条件がくずれ、良
好な円偏波を発生させることができなくなる。更に、送
信用の給電線路と受信用の給電線路間で相互結合が生じ
るため、送信帯域と受信帯域とのアイソレーションが劣
化する。For this reason, the power supply lines are brought close to each other,
Since the antenna element and the feed line are close to each other, mutual coupling occurs between the two and the antenna element has an equal amplitude of 90%.
The condition that power must be supplied with a phase difference of degrees degrades, and good circular polarization cannot be generated. Further, since mutual coupling occurs between the transmission power supply line and the reception power supply line, isolation between the transmission band and the reception band is deteriorated.

【００１１】同発明者による文献ＡＰ−Ｓ９０ｐｐ８０
３−８０６，SELFDIPLEXING CIRCULARLY POLARIZED ANT
ENNA,で報告されているように、送信と受信のアイソレ
ーションは２０から２３ｄＢしか得られない。また、基
板厚を厚くすると高次モードＴＭ20による送信ポートと
受信ポート間の結合が生じ、アイソレーションが劣化
し、送信と受信との分離度が低下する。Document AP-S90pp80 by the same inventor
3-806, SELF DIPLEXING CIRCULARLY POLARIZED ANT
As reported by ENNA, transmit and receive isolation is only 20-23 dB. Further, when the substrate thickness is increased, coupling between the transmission port and the reception port by the higher-order mode TM20 occurs, the isolation is deteriorated, and the degree of separation between transmission and reception is reduced.

【００１２】さらに、移動体衛星通信システムにおいて
は、この移動体に設けられるアンテナとしては、小型・
軽量で衛星を追尾しながら通信を可能とするための広角
で高速ビーム走査が行え、しかも円偏波による電波を送
信及び受信できる高性能で高機能なアンテナが要求され
ている。図２５は、この種の移動体衛星通信システムに
おいて用いられる第３の従来例である円偏波マイクロス
トリップアンテナ素子２０の平面図であり、図２６は、
図２５におけるＡ−Ａについての縦断面図である。図２
５及び図２６において、方形状の誘電体基板５１の上面
に導体板にてなる円形状のマイクロストリップパッチ５
２が形成され、また、この誘電体基板５１の裏面に地導
体板５３が形成される。マイクロストリップパッチ５２
の中央Ｑより図中右寄りの箇所に、このパッチ５２と電
気的に接続した導体ピン５４が、誘電体基板５１を貫通
して設けられ、この導体ピン５４の他端は、地導体板５
３を非接触に貫通し、地導体板５３の裏面に設けられた
コネクタ５５の中央電極５５ａに接続される。コネクタ
５５の外側電極５５ｂは地導体板５３と電気的に接続さ
れる。５９は前記導体ピン５４の位置よりＱを中心とし
て９０度回転した箇所に設けられた導体ピンであり、こ
の導体ピン５９にも、前記コネクタ５５と同様なコネク
タ５６が設けられている。Further, in a mobile satellite communication system, an antenna provided on the mobile body is small-sized and
There is a demand for a lightweight, high-performance, high-performance antenna capable of performing wide-angle, high-speed beam scanning to enable communication while tracking a satellite and transmitting and receiving radio waves by circular polarization. FIG. 25 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna element 20 as a third conventional example used in this type of mobile satellite communication system, and FIG.
FIG. 26 is a longitudinal sectional view taken along AA in FIG. 25. FIG.
5 and FIG. 26, a circular microstrip patch 5 made of a conductive plate is formed on the upper surface of a rectangular dielectric substrate 51.
2 are formed, and a ground conductor plate 53 is formed on the back surface of the dielectric substrate 51. Microstrip patch 52
A conductor pin 54 electrically connected to the patch 52 is provided through the dielectric substrate 51 at a position on the right side of the center Q of the drawing, and the other end of the conductor pin 54 is connected to the ground conductor plate 5.
3 in a non-contact manner, and is connected to a central electrode 55 a of a connector 55 provided on the back surface of the ground conductor plate 53. The outer electrode 55b of the connector 55 is electrically connected to the ground conductor plate 53. Reference numeral 59 denotes a conductor pin provided at a position rotated by 90 degrees about the Q from the position of the conductor pin 54. The conductor pin 59 is also provided with a connector 56 similar to the connector 55.

【００１３】ここで、導体ピン５４のコネクタ５５ある
いは導体ピン５９のコネクタ５６のいずれか一方に９０
度位相を遅らせる移相器を挿入し、このコネクタ５５，
５６を介し、それぞれ互いに位相差９０度の関係にある
信号をパッチ５２に給電すれば、この円偏波マイクロス
トリップアンテナ５０より、円偏波の電波が放射され
る。Here, one of the connector 55 of the conductor pin 54 and the connector 56 of the conductor pin 59 has a 90
A phase shifter that delays the phase by a
When signals having a phase difference of 90 degrees from each other are supplied to the patch 52 via the 56, circularly polarized radio waves are emitted from the circularly polarized microstrip antenna 50.

【００１４】図２７は、上記の移動体衛星通信システム
に用いられる第４の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナ６０の平面図であり、図２８は、図２７の
Ａ−Ａラインについての縦断面図である。FIG. 27 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna 60 which is a fourth conventional example used in the above-mentioned mobile satellite communication system. FIG. It is a longitudinal cross-sectional view.

【００１５】前記の従来例と同様に、誘電体基板６１の
それぞれの面にマイクロストリップパッチ６２と地導体
板６３が形成され、また、前述の導体ピン６４と同じ位
置に導体ピン６４及び、中央電極６５ａと外側電極６５
ｂよりなるコネクタ６５が設けられている。そして、マ
イクロストリップパッチ６２の中央Ｑと導体ピン６４の
位置を結ぶラインと４５度の角度をなすライン上のマイ
クロストリップパッチの周縁に“コ”の字形状の切欠６
２ａ，６２ｂが設けられている。このように形成された
円偏波マイクロストリップアンテナ６０に対しコネクタ
６５より信号を供給すると、円偏波の電波が放射され
る。As in the above-described conventional example, a microstrip patch 62 and a ground conductor plate 63 are formed on each surface of a dielectric substrate 61, and a conductor pin 64 and a center are located at the same positions as the conductor pins 64 described above. Electrode 65a and outer electrode 65
b is provided. A "U" shaped notch 6 is formed at the periphery of the microstrip patch on a line forming an angle of 45 degrees with the line connecting the center Q of the microstrip patch 62 and the position of the conductor pin 64.
2a and 62b are provided. When a signal is supplied from the connector 65 to the circularly polarized microstrip antenna 60 thus formed, a circularly polarized radio wave is emitted.

【００１６】前記の従来例と同様に、図２９は、上記の
移動体衛星通信システムに用いられる第５の従来例であ
る円偏波マイクロストリップアンテナ７０の平面図であ
り、図３０は、図２９のＡ−Ａラインについての縦断面
図である。誘電体基板７１のそれぞれの面にマイクロス
トリップパッチ７２と地導体板７３が形成され、また、
前述と同じ位置に中央電極７５ａと外側電極７５ｂより
なるコネクタ７５が設けられている。そして、マイクロ
ストリップパッチ７２の中央Ｑとコネクタ７５の位置を
結ぶラインと４５度の角度をなすライン上でＱを中心に
マイクロストリップパッチの中心にスロット７６が設け
られている。この場合、円偏波を発生させるためにはス
ロット７６の長さは微小でなければならない。このよう
に形成された円偏波マイクロストリップアンテナ７０に
対しコネクタ７５より信号を供給すると、スロットがな
いパッチアンテナとほぼ同じ共振周波数で円偏波の電波
が放射される。FIG. 29 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna 70 as a fifth conventional example used in the above-mentioned mobile satellite communication system, similarly to the above conventional example, and FIG. It is a longitudinal cross-sectional view about 29 AA line. On each surface of the dielectric substrate 71, a microstrip patch 72 and a ground conductor plate 73 are formed.
A connector 75 including a center electrode 75a and an outer electrode 75b is provided at the same position as described above. A slot 76 is provided at the center of the microstrip patch centered on Q on a line that forms an angle of 45 degrees with a line connecting the center Q of the microstrip patch 72 and the position of the connector 75. In this case, in order to generate circular polarization, the length of the slot 76 must be very small. When a signal is supplied from the connector 75 to the circularly polarized microstrip antenna 70 thus formed, a circularly polarized radio wave is radiated at substantially the same resonance frequency as a patch antenna having no slot.

【００１７】上記第３，第４あるいは第５の従来例のア
ンテナ５０，６０，７０を複数個アレー状に配列し、そ
して各々のアンテナのコネクタに可変移相器を接続し、
これらの可変移相器の他端を、電力分配／合成器を介し
て送信機又は受信機に接続する。このように構成したシ
ステムにおいて、各移相器における位相量を制御するこ
とにより、ビーム走査が行われる。A plurality of the third, fourth or fifth prior art antennas 50, 60 and 70 are arranged in an array, and a variable phase shifter is connected to a connector of each antenna.
The other ends of these variable phase shifters are connected to a transmitter or a receiver via a power divider / combiner. In the system configured as described above, beam scanning is performed by controlling the amount of phase in each phase shifter.

【００１８】[0018]

【発明が解決しようとする課題】第１の従来例のアンテ
ナにおいては、送信用と受信用のアンテナが２個必要で
ある。かつ、両者間のアイソレーションを得るために
は、受信アンテナを円環形状にし、多数のアースピンを
アンテナと地導体板間に設けなければならない。更に、
送信用と受信用の給電線路に同軸コネクタを必要とし、
円偏波を発生させるために、９０度ハイブリッドも必要
である。このため、このアンテナは、構造が複雑で半田
ずけなどの作業が必要なため製作工程が増え製造コスト
が高くなるという問題点があった。The first prior art antenna requires two transmitting and receiving antennas. In addition, in order to obtain isolation between the two, the receiving antenna must be formed in an annular shape and a number of ground pins must be provided between the antenna and the ground conductor plate. Furthermore,
Requires coaxial connectors on the feed lines for transmission and reception,
In order to generate circular polarization, a 90-degree hybrid is also required. For this reason, this antenna has a problem that the structure is complicated and work such as soldering is required, so that the number of manufacturing steps is increased and the manufacturing cost is increased.

【００１９】また、第２の従来例のアンテナは、構造は
簡単であるが、アンテナ素子と給電線路との整合をとる
ために、λｇ／４のインピーダンス変換トランスフォー
マが、送信と受信の各給電ポートに必要となるため、給
電線路の配置が複雑、かつ、線路間隔が密になり、互い
の線路間の相互結合が生じ、給電電流の振幅と位相が所
望値からずれ、正確に給電されなくなる。このため、ア
ンテナの特性が劣化するという問題点があった。The antenna of the second conventional example has a simple structure. However, in order to match the antenna element with the feed line, the impedance conversion transformer of λg / 4 is provided with each feed port for transmission and reception. Therefore, the arrangement of the feed lines becomes complicated and the line intervals become dense, mutual coupling between the lines occurs, the amplitude and phase of the feed current deviate from desired values, and accurate feeding is not performed. For this reason, there was a problem that the characteristics of the antenna deteriorated.

【００２０】第３の従来例のアンテナ５０においては、
２個の導体ピン５４，５９及び、コネクタ５５，５６を
必要とし、また、第４，５の従来例のアンテナ６０，７
０においても導体ピン６４，７４を必要とし、構造が複
雑なために製作工程が増え製造コストが高くつく。In a third prior art antenna 50,
Two conductor pins 54 and 59 and connectors 55 and 56 are required, and the fourth and fifth prior art antennas 60 and 7 are used.
In the case of 0, the conductor pins 64 and 74 are required, and the structure is complicated.

【００２１】第３，４，５の従来例共に、第１及び第２
の従来例と同じようにセミリジッドケーブルなどの同軸
線路を介して可変移相器や電力分配／合成器に接続する
ため給電損失が大きくなり、これらの機能回路を含めた
アンテナシステムの形状が大きくなるという問題があっ
た。In both the third, fourth and fifth conventional examples, the first and second
In the same manner as in the conventional example, the power loss is increased because the antenna is connected to a variable phase shifter or a power distribution / combiner through a coaxial line such as a semi-rigid cable, and the shape of the antenna system including these functional circuits is increased. There was a problem.

【００２２】本発明の目的は、以上の問題を解決し、従
来例に比較してセミリジッドケーブルなどを用いる必要
がないため製作が容易で、給電線路の配置が簡単で、送
信と受信の周波数に対する互いの影響を抑えたマイクロ
ストリップアンテナを提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and to eliminate the necessity of using a semi-rigid cable or the like as compared with the conventional example. An object of the present invention is to provide a microstrip antenna in which mutual influences are suppressed.

【００２３】また、本発明の他の目的は、アンテナ素子
が良好な円偏波特性を有する近接結合円偏波マイクロス
トリップアンテナを提供することにある。It is another object of the present invention to provide a close-coupled circularly polarized microstrip antenna in which the antenna element has good circularly polarized wave characteristics.

【００２４】[0024]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、円形もしくは矩形であるマイクロストリップ
パッチと地導体板とからなるマイクロストリップアンテ
ナにおいて、前記パッチと地導体板間に、前記パッチの
外側から内側に任意の長さを有する給電線路を２本挿入
し、該２本の給電線路が互いに重ならず、かつ、ほぼ９
０度の角度で配置し、かつ前記パッチ上にスロットを設
け、前記給電線路の少なくとも一方を該スロットと同じ
方向から挿入したことを特徴とする。According to the present invention, there is provided a microstrip antenna comprising a circular or rectangular microstrip patch and a ground conductor plate, wherein the patch is provided between the patch and the ground conductor plate. Two feeder lines having an arbitrary length are inserted from the outside to the inside of the device, the two feeder lines do not overlap each other, and
It was placed in a 0 degree angle, and set a slot on the patch
And at least one of the feed lines is the same as the slot.
And said that you were inserted from the direction.

【００２５】[0025]

【００２６】[0026]

【００２７】[0027]

【作用】本発明によれば、同時に異なる周波数で送信と
受信が行えるマイクロストリップアンテナを実現でき、
かつ、送信と受信アンテナの給電線路間のアイソレーシ
ョンレベルを約−３２ｄＢ以上得ることができる。この
ため、フィルタやダイプレクサに要求されるアイソレー
ションレベルの値を低減できる。また、アンテナ素子と
給電線路の整合がとれているため、従来必要であるλｇ
／４の長さを有するインピーダンストランスフォーマが
不要である。このため、給電線路の配置が簡単になり、
線路間や線路とアンテナ間の結合がはるかに減少するの
で、精度よく電流を制御できるため、良好なアンテナ特
性を得ることができる。更に、同軸コネクタを用いない
ので、製作が容易となり、コストの低下が図れる。According to the present invention, a microstrip antenna capable of transmitting and receiving at different frequencies simultaneously can be realized.
In addition, the isolation level between the feed lines of the transmitting and receiving antennas can be obtained at about -32 dB or more. Therefore, the value of the isolation level required for the filter and the diplexer can be reduced. Further, since the antenna element and the feed line are matched, λg
No impedance transformer having a length of / 4 is required. This simplifies the layout of the feed line,
Since the coupling between the lines or between the line and the antenna is greatly reduced, the current can be controlled with high accuracy, and thus good antenna characteristics can be obtained. Further, since a coaxial connector is not used, the production becomes easy and the cost can be reduced.

【００２８】[0028]

【実施例】以下、本発明の実施例について図面に基づき
説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００２９】図１にこの発明の第１の実施例である２周
波数円形マイクロストリップアンテナの平面図、図２に
そのＡ−Ａによる断面図を示す。図１，図２において、
１は方形状で所定厚の誘電体基板で、２は導体板からな
る円形パッチで、３は地導体で、４，５は前記パッチの
外側から内側に任意の長さを有する給電線路である。FIG. 1 is a plan view of a two-frequency circular microstrip antenna according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a sectional view taken along line AA of FIG. 1 and 2,
Reference numeral 1 denotes a rectangular dielectric substrate having a predetermined thickness, 2 denotes a circular patch formed of a conductor plate, 3 denotes a ground conductor, and 4 and 5 denote feed lines having an arbitrary length from outside to inside of the patch. .

【００３０】この給電線路４，５は互いに重ならず、か
つ、９０度の角度をなすように配置してある。図３に、
図１に示した給電線路４を取り除き、給電線路５のみで
給電しパッチアンテナを励振した場合における給電線路
長Ｓｌ（円形パッチ２の中心と給電線路端までの距離）
と共振周波数・反射損失の関係を示す。給電線路長Ｓｌ
は、円形パッチ２の中心を原点として計っており、給電
線路端が円形パッチ２の中心を越えた場合はプラス、越
えない場合はマイナスとしている。図３から給電線路長
により共振周波数が変化し、給電線路長が−２５mmと５
mmのとき給電線路（インピーダンス５０Ω）と整合がと
れることが分かる。The power supply lines 4 and 5 are arranged so that they do not overlap each other and form an angle of 90 degrees. In FIG.
The feed line length Sl (distance from the center of the circular patch 2 to the end of the feed line) when the feed line 4 shown in FIG.
And the relationship between the resonance frequency and the return loss. Feed line length Sl
Is measured with the center of the circular patch 2 as the origin, and is positive when the feed line end exceeds the center of the circular patch 2 and negative when it does not. From FIG. 3, the resonance frequency changes depending on the feed line length, and the feed line length is -25 mm and 5
It can be seen that at the time of mm, matching with the feed line (impedance 50Ω) can be obtained.

【００３１】従来のセミリジッドケーブルなどのプロー
ブ給電を用いた場合、円形パッチアンテナの共振周波数
は、半径ｒで一義的に定まる。ところが、この給電方式
を用いれば円形パッチの半径ｒが一定でも給電線路長Ｓ
１を変えることで共振周波数が変化する。すなわち、給
電線路長で共振周波数を制御できる。この結果から、図
１に示したアンテナにおいて、給電線路４の長さを−２
５mm、給電線路５の長さを５mmとしたときの、各給電線
路４及び５から見た反射損失と給電線路４と５の相互結
合を図４に示す。When using a conventional semi-rigid cable or other probe power supply, the resonance frequency of the circular patch antenna is uniquely determined by the radius r. However, if this feeding method is used, even if the radius r of the circular patch is constant, the feeding line length S
Changing 1 changes the resonance frequency. That is, the resonance frequency can be controlled by the feed line length. From this result, in the antenna shown in FIG.
FIG. 4 shows the reflection loss and the mutual coupling of the feed lines 4 and 5 as viewed from the feed lines 4 and 5 when the length of the feed line 5 is 5 mm and the length of the feed line 5 is 5 mm.

【００３２】給電線路４から見た共振周波数は１．５２
９ＧＨｚ、給電線路５からの共振周波数は１．５８ＧＨ
ｚである。また、給電線路間４，５のアイソレーション
レベルは約−３５ｄＢである。すなわち、この方式を用
いることで、２周波マイクロストリップアンテナが実現
していることが分かる。The resonance frequency viewed from the feed line 4 is 1.52
9 GHz, resonance frequency from the feed line 5 is 1.58 GHz
z. The isolation level between the feed lines 4 and 5 is about -35 dB. That is, it can be seen that a two-frequency microstrip antenna is realized by using this method.

【００３３】図５に、図１に示した円形パッチに一本の
スロット６を新たに設けた第２の実施例によるスロット
付き円形パッチアンテナを示す。図６は図５のＡ−Ａに
よる断面図である。スロット６は給電線路５と同じ線上
にあり、給電線路４と直交している。FIG. 5 shows a slotted circular patch antenna according to a second embodiment in which one slot 6 is newly provided in the circular patch shown in FIG. FIG. 6 is a sectional view taken along line AA of FIG. The slot 6 is on the same line as the feed line 5 and is orthogonal to the feed line 4.

【００３４】図５に示した給電線路５を取り除き、給電
線路４の長さを−２５mmとし、スロット長Ｌｓを変えた
ときの共振周波数の変化を図７に示す。この図より、ス
ロット６を長くするにつれ、単調に共振周波数は低下す
る。この結果を用い、図５に示したアンテナにおいて、
スロット長Ｌｓを２０mm、給電線路４，５の長さをそれ
ぞれ−２５mmとした場合の、給電線路４、給電線路５か
ら見た反射損失と給電線路４，５間の相互結合を図８に
示す。これら結果より、給電線路間のアイソレーション
は約−３２ｄＢ得られている。給電線路４から見た共振
周波数は、１．５３１ＧＨｚ、給電線路５から見た共振
周波数は１．６３３ＧＨｚである。この結果より、この
アンテナ方式を用いることで、２周波数マイクロストリ
ップアンテナが得られていることが分かる。FIG. 7 shows a change in resonance frequency when the feed line 5 shown in FIG. 5 is removed, the length of the feed line 4 is set to -25 mm, and the slot length Ls is changed. As shown in this figure, as the length of the slot 6 increases, the resonance frequency decreases monotonously. Using this result, in the antenna shown in FIG.
FIG. 8 shows the reflection loss seen from the feed lines 4 and 5 and the mutual coupling between the feed lines 4 and 5 when the slot length Ls is 20 mm and the lengths of the feed lines 4 and 5 are each -25 mm. . From these results, about -32 dB of isolation between the feed lines is obtained. The resonance frequency viewed from the power supply line 4 is 1.531 GHz, and the resonance frequency viewed from the power supply line 5 is 1.633 GHz. From this result, it can be seen that a two-frequency microstrip antenna is obtained by using this antenna system.

【００３５】次に、図１、図５に示したアンテナを用
い、４素子を右回りに空間的に９０度ずつ回転させ、か
つ、給電位相を９０ずつ遅らせた給電線路長を有するア
レーアンテナを図９（ａ）に示す。この給電方式は、第
２の従来例と同じである。この方式を用いることで、２
周波円偏波アンテナが得られることは明らかである。こ
こで、各共振周波数に対応する各素子アンテナの偏波方
向は任意である。更に、給電線挿入損失を最小化するア
レーアンテナを図９（ｂ），（ｃ）に示す。図９（ｂ）
はアレーアンテナのパッチを示す図、図９（ｃ）はアレ
ーアンテナの給電線路（送信Ｔx 、受信Ｒx ）を示す図
であり、送信アンテナの高利得化に有効である（この逆
を行えば受信アンテナの高利得化になる。）。ここで
は、４素子での円偏波化を示したが、２素子以上のシー
ケンシャルアレー配列を用いても同様の効果が得られ
る。Next, using the antenna shown in FIG. 1 and FIG. 5, an array antenna having a feed line length in which four elements are spatially rotated clockwise by 90 degrees clockwise and the feed phase is delayed by 90 is used. This is shown in FIG. This power supply method is the same as the second conventional example. By using this method, 2
Obviously, a circularly polarized antenna is obtained. Here, the polarization direction of each element antenna corresponding to each resonance frequency is arbitrary. FIGS. 9B and 9C show an array antenna that minimizes feed line insertion loss. FIG. 9B
FIG. 9C is a diagram showing a patch of an array antenna, and FIG. 9C is a diagram showing a feed line (transmission Tx, reception Rx) of the array antenna, which is effective for increasing the gain of the transmission antenna (or vice versa). The antenna gain is increased.) Here, circular polarization is shown by four elements, but the same effect can be obtained by using a sequential array arrangement of two or more elements.

【００３６】この方式を用いると、アンテナ素子と給電
線路は５０Ωで整合しているため、従来方式で必要とな
り、λｇ／４の長さを有するインピーダンストランスフ
ォーマは本発明では不要になる。従って、給電線路間や
給電線路とパッチアンテナとの間隔を十分にとることが
できる。このため、送受信間のアイソレーションは、図
４、図８に示したのと同程度の特性が得られる。When this method is used, since the antenna element and the feed line are matched at 50Ω, the antenna element is required in the conventional method, and the impedance transformer having a length of λg / 4 is not required in the present invention. Therefore, a sufficient interval between the feed lines or between the feed line and the patch antenna can be secured. Therefore, the same level of isolation between transmission and reception as shown in FIGS. 4 and 8 can be obtained.

【００３７】尚、以上の実施例では、マイクロストリッ
プパッチを円形としたが、これに限定されず、正方形、
矩形、楕円等の他の形状であっても良い。更に、スロッ
トも矩形に限らず、楕円、菱形等の同様の効果を有する
ものであっても良い。In the above embodiment, the microstrip patch is circular. However, the present invention is not limited to this.
Other shapes such as a rectangle and an ellipse may be used. Further, the slot is not limited to a rectangle, but may be an ellipse, a rhombus, or the like having similar effects.

【００３８】また、図１０と図１１に本発明の第３の実
施例によるマイクロストリップアンテナの平面図とその
Ａ−Ａによる断面図を示す。この実施例のように、十字
スロット７をパッチアンテナ上に設けても良い。また、
給電線路４，５は、それぞれ十字スロット７の直交する
スロットと同じ方向から挿入してある。更に、給電線路
長が異なり、スロット長が違っても良い。また、スロッ
トとどちらか又は両方の給電線路が同一線上にある必要
もない。更に、１個のスロット及び十字スロットにおい
て、各給電線路は同一平面上ある必要はない。FIGS. 10 and 11 are a plan view of a microstrip antenna according to a third embodiment of the present invention and a sectional view taken along line AA. As in this embodiment, the cross slot 7 may be provided on the patch antenna. Also,
The feed lines 4 and 5 are inserted from the same direction as the orthogonal slots of the cross slot 7, respectively. Further, the feed line length may be different, and the slot length may be different. Also, the slot and one or both feeder lines need not be on the same line. Furthermore, in one slot and cross slot, each feed line need not be coplanar.

【００３９】図１２及び図１３に本発明の第４の実施例
である近接結合円形マイクロストリップアンテナの平面
図とそのＡ−Ａによる断面図を示す。図１２，図１３に
おいて、１１，１２は方形状で所定厚の誘電体基板で、
１３は導体板からなる矩形パッチで、１４は地導体で、
１５は前記矩形パッチの外側から内側に任意の長さを有
するマイクロストリップ給電線路である。FIGS. 12 and 13 are a plan view and a sectional view taken along the line AA of a proximity-coupled circular microstrip antenna according to a fourth embodiment of the present invention. 12 and 13, reference numerals 11 and 12 denote rectangular dielectric substrates having a predetermined thickness.
13 is a rectangular patch made of a conductor plate, 14 is a ground conductor,
Reference numeral 15 denotes a microstrip feed line having an arbitrary length from the outside to the inside of the rectangular patch.

【００４０】矩形パッチアンテナの共振周波数は、矩形
パッチアンテナの外形寸法と一義的に対応している。そ
こで、図１４に示すアンテナを考える。アンテナの寸法
はＬａ，Ｌｂで、Ｌａ＞Ｌｂである。Ｌａの中心線上の
給電点Ａの方向から給電したときの共振周波数はｆａ，
Ｌｂの中心線上の給電点Ｂの方向から給電したときの共
振周波数はｆｂとなり、両者の周波数はｆａ＞ｆｂの関
係になる。The resonance frequency of the rectangular patch antenna uniquely corresponds to the external dimensions of the rectangular patch antenna. Thus, consider the antenna shown in FIG. The dimensions of the antenna are La and Lb, and La> Lb. The resonance frequency when power is supplied from the direction of the power supply point A on the center line of La is fa,
The resonance frequency when power is supplied from the direction of the power supply point B on the center line of Lb is fb, and the two frequencies have a relationship of fa> fb.

【００４１】そこで、図１５に示すように給電線路１５
をＬａの中心の給電点Ａから左方向の給電点Ａ´にシフ
トさせると（なお、シフトとは、中心に線路があると仮
定したとき線路幅以上に線路の中心線をずらすことをい
う。すなわち、製造誤差によるシフトを意味しな
い。）、図１４に示したように共振周波数ｆａを有する
第１の直線偏波マイクロストリップアンテナと共振周波
数ｆａより低い共振周波数であるｆｂを有する直線偏波
マイクロストリップアンテナが形成される。第１、第２
の直線偏波マイクロストリップアンテナの励振電流の振
幅値と位相値の周波数特性は図１６に示すようになる。
２つの直線偏波マイクロストリップアンテナの励振電流
ｌａ，ｌｂの振幅値が等しく、位相差が９０度になる周
波数ｆｏにおいて、第１及び第２のアンテナより放射さ
れる直線偏波が空間的に合成され、円偏波アンテナとし
て機能する。Therefore, as shown in FIG.
Is shifted from the feeding point A at the center of La to the feeding point A ′ in the left direction (the shift means to shift the center line of the line by more than the line width when the line is assumed to be at the center. In other words, this does not mean a shift due to a manufacturing error.) As shown in FIG. 14, a first linearly polarized microstrip antenna having a resonance frequency fa and a linearly polarized microstrip having a resonance frequency fb lower than the resonance frequency fa. A strip antenna is formed. 1st, 2nd
FIG. 16 shows the frequency characteristics of the amplitude value and the phase value of the excitation current of the linearly polarized microstrip antenna.
At the frequency fo where the amplitude values of the excitation currents la and lb of the two linearly polarized microstrip antennas are equal and the phase difference is 90 degrees, linearly polarized waves radiated from the first and second antennas are spatially combined. And functions as a circularly polarized antenna.

【００４２】アンテナ寸法はＬａ＝５８ｍｍ、Ｌｂ＝５
６ｍｍ、基板厚はｈ＝１．６ｍｍ、オフセット量Ｌｏは
１４．４ｍｍ、マイクロストリップ線路長Ｌｓは１３．
６ｍｍである。本発明のアンテナの反射損失の周波数特
性を図１７に示す。誘電体基板の誘電率は２．５５であ
る。また、給電線路１５の特性インピーダンスは５０Ω
である。図１８にこのアンテナの放射指向性を示す。最
大放射方向であるθ＝０度における放射電力を０ｄＢと
して正規化して示してある。この図から分かるように上
記円偏波アンテナは、正面方向において約０．２ｄＢの
軸比（放射電力の最大値と最小値との差）が得られた。The antenna dimensions are La = 58 mm, Lb = 5
6 mm, the substrate thickness h = 1.6 mm, the offset amount Lo is 14.4 mm, and the microstrip line length Ls is 13.
6 mm. FIG. 17 shows the frequency characteristics of the reflection loss of the antenna of the present invention. The dielectric constant of the dielectric substrate is 2.55. The characteristic impedance of the feed line 15 is 50Ω.
It is. FIG. 18 shows the radiation directivity of this antenna. The radiation power at the maximum radiation direction θ = 0 degrees is normalized as 0 dB. As can be seen from this figure, the circularly polarized antenna has an axial ratio of about 0.2 dB (the difference between the maximum value and the minimum value of the radiated power) in the front direction.

【００４３】図１９に、前記給電線路長Ｌｓとオフセッ
ト量Ｌｏを変えた場合における軸比を示す。図１９よ
り、中心線とエッジの中央付近で良好な円偏波特性が得
られていることが分かる。また、給電線路１５の位置精
度はラフでも良い。FIG. 19 shows the axial ratio when the feed line length Ls and the offset Lo are changed. From FIG. 19, it can be seen that good circular polarization characteristics are obtained near the center line and the center of the edge. Further, the positional accuracy of the feed line 15 may be rough.

【００４４】図２０から図２２に本発明による近接結合
円形マイクロストリップアンテナの変形例を示す。給電
線路１５は中心線に平行である必要はなく、ある傾斜を
有していても良い。また、矩形パッチの長さの比（Ｌｂ
／Ｌａ）は任意で良く、Ｌｂ＞Ｌａでもかまわない。FIGS. 20 to 22 show modified examples of the proximity-coupled circular microstrip antenna according to the present invention. The feed line 15 does not need to be parallel to the center line, and may have a certain inclination. In addition, the ratio of the lengths of the rectangular patches (Lb
/ La) may be arbitrarily determined, and Lb> La may be satisfied.

【００４５】この方式を用いると、給電線路１５と放射
素子は、ピン等の直接的な接続を用いず電磁界的に非接
触で結合しているため従来例で示した半田ずけが不要に
なる。また、アンテナ素子と給電線路１５と整合がとれ
ているため、従来必要であるλｇ／４の長さを有するイ
ンピーダンストランスフォーマが不要となる。また、従
来例に比べて円偏波を発生させるための９０度ハイブリ
ッドが不要となり給電回路の簡単化が図れる。When this method is used, the feed line 15 and the radiating element are electromagnetically connected in a non-contact manner without using a direct connection such as a pin, so that the soldering shown in the conventional example becomes unnecessary. . Further, since the antenna element and the feed line 15 are matched, an impedance transformer having a length of λg / 4, which is conventionally required, becomes unnecessary. Further, a 90-degree hybrid for generating circularly polarized waves is not required as compared with the conventional example, and the power supply circuit can be simplified.

【００４６】[0046]

【発明の効果】以上説明したように請求項１の本発明に
よれば、同時に異なる周波数で送信と受信が行えるマイ
クロストリップアンテナを実現でき、かつ、送信と受信
アンテナの給電線路間のアイソレーションレベルを約−
３２ｄＢ以上得ることができる。このため、フィルタや
ダイプレクサに要求されるアイソレーションレベルの値
を低減できるため、アンテナ系の低価格化と小型化が図
れる。As described above, according to the first aspect of the present invention, a microstrip antenna capable of transmitting and receiving at different frequencies simultaneously can be realized, and the isolation level between the feed lines of the transmitting and receiving antennas can be realized. About-
32 dB or more can be obtained. Therefore, the value of the isolation level required for the filter and the diplexer can be reduced, so that the cost and size of the antenna system can be reduced.

【００４７】また、アンテナ素子と給電線路の整合がと
れているため、従来必要であるλｇ／４の長さを有する
インピーダンストランスフォーマが不要である。このた
め、給電線路の配置が簡単になり、線路間や線路とアン
テナ間の結合がはるかに減少するので、精度よく電流を
制御できるため、良好なアンテナ特性を得ることができ
る。更に、同軸コネクタを用いないので、製作が容易と
なり、コストの低下が図れる。Further, since the antenna element and the feed line are matched, there is no need for a conventionally required impedance transformer having a length of λg / 4. For this reason, the arrangement of the feeder lines is simplified, and the coupling between the lines or between the line and the antenna is greatly reduced, so that the current can be controlled with high accuracy, and good antenna characteristics can be obtained. Further, since a coaxial connector is not used, the production becomes easy and the cost can be reduced.

【００４８】[0048]

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の第１の実施例による２周波マイクロ
ストリップアンテナの平面図である。FIG. 1 is a plan view of a dual-frequency microstrip antenna according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 図１に示す２周波マイクロストリップアンテ
ナのＡ−Ａによる断面図である。FIG. 2 is a sectional view of the dual-frequency microstrip antenna shown in FIG.

【図３】 図１の１周波におけるマイクロストリップア
ンテナの共振周波数特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a resonance frequency characteristic of the microstrip antenna at one frequency in FIG. 1;

【図４】 図１の２周波におけるマイクロストリップア
ンテナの共振特性と相互結合の実験値を示す図である。4 is a diagram showing experimental values of resonance characteristics and mutual coupling of the microstrip antenna at two frequencies in FIG. 1;

【図５】 本発明の第２の実施例による２周波マイクロ
ストリップアンテナの平面図である。FIG. 5 is a plan view of a dual frequency microstrip antenna according to a second embodiment of the present invention.

【図６】 図５に示す２周波マイクロストリップアンテ
ナのＡ−Ａによる断面図である。6 is a cross-sectional view of the dual-frequency microstrip antenna shown in FIG. 5 taken along AA.

【図７】 図５の１周波におけるマイクロストリップア
ンテナの共振周波数特性を示す図である。7 is a diagram showing a resonance frequency characteristic of the microstrip antenna at one frequency in FIG.

【図８】 図５の２周波におけるマイクロストリップア
ンテナの共振特性と相互結合の実験値を示す図である。8 is a diagram showing experimental values of resonance characteristics and mutual coupling of the microstrip antenna at the two frequencies in FIG.

【図９】 本発明を適用した４素子円偏波アレーアンテ
ナの平面図である。FIG. 9 is a plan view of a four-element circular polarization array antenna to which the present invention is applied.

【図１０】 本発明の第３の実施例による２周波マイク
ロストリップアンテナの平面図である。FIG. 10 is a plan view of a dual-frequency microstrip antenna according to a third embodiment of the present invention.

【図１１】 図１０に示す２周波マイクロストリップア
ンテナのＡ−Ａによる断面図である。11 is a cross-sectional view of the dual-frequency microstrip antenna shown in FIG. 10 taken along line AA.

【図１２】 本発明の第４の実施例による近接結合円偏
波マイクロストリップアンテナの平面図である。FIG. 12 is a plan view of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment of the present invention.

【図１３】 図１２に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナのＡ−Ａによる断面図である。13 is a cross-sectional view of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna shown in FIG. 12, taken along AA.

【図１４】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの原理を説明する図である。FIG. 14 is a diagram illustrating the principle of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図１５】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの原理を説明する図である。FIG. 15 is a diagram illustrating the principle of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図１６】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの励振電流の振幅値と位相値の周
波数特性を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating frequency characteristics of an amplitude value and a phase value of an excitation current of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図１７】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの反射損失特性を示す図である。FIG. 17 is a diagram illustrating a return loss characteristic of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図１８】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの放射指向性を示す図である。FIG. 18 is a diagram illustrating the radiation directivity of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図１９】 第４の実施例による近接結合円偏波マイク
ロストリップアンテナの給電線路のオフセット量Ｌｏと
給電線路長Ｌｓと円偏波特性の関係を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a relationship between an offset Lo of a feed line, a feed line length Ls, and circular polarization characteristics of a close-coupled circularly polarized microstrip antenna according to a fourth embodiment.

【図２０】 図１２に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナの第１の変形例を示す図である。20 is a diagram showing a first modification of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna shown in FIG.

【図２１】 図１２に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナの第２の変形例を示す図である。FIG. 21 is a diagram illustrating a second modification of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna illustrated in FIG. 12;

【図２２】 図１２に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナの第３の変形例を示す図である。FIG. 22 is a diagram illustrating a third modification of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna illustrated in FIG. 12;

【図２３】 第１の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナの平面図である。FIG. 23 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna as a first conventional example.

【図２４】 第２の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナの平面図である。FIG. 24 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna according to a second conventional example.

【図２５】 第３の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナの平面図である。FIG. 25 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna as a third conventional example.

【図２６】 図２５に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナのＡ−Ａによる断面図である。26 is a cross-sectional view of the proximity-coupled circularly polarized microstrip antenna shown in FIG. 25, taken along AA.

【図２７】 第４の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナの平面図である。FIG. 27 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna according to a fourth conventional example.

【図２８】 図２７に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナのＡ−Ａによる断面図である。28 is a cross-sectional view of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna shown in FIG. 27, taken along AA.

【図２９】 第５の従来例である円偏波マイクロストリ
ップアンテナの平面図である。FIG. 29 is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna as a fifth conventional example.

【図３０】 図２９に示す近接結合円偏波マイクロスト
リップアンテナのＡ−Ａによる断面図である。30 is a sectional view of the close-coupled circularly polarized microstrip antenna shown in FIG. 29, taken along AA.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，１１…誘電体基板 ２ …円形パッチ ３ …地導体板 ４，５…給電線路 ６ …スロット ７ …十字スロット １３…矩形パッチ 1, 11 dielectric substrate 2 circular patch 3 ground conductor plate 4, 5 feed line 6 slot 7 cross slot 13 rectangular patch

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−1304（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−254208（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−122104（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−50203（ＪＰ，Ａ) 米国特許4590478（ＵＳ，Ａ) 米国特許4843400（ＵＳ，Ａ) 米国特許4775866（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01Q 13/08 H01Q 5/00 H01Q 21/06 Continuation of the front page (56) References JP-A-62-1304 (JP, A) JP-A-3-254208 (JP, A) JP-A-4-122104 (JP, A) JP-A-63-50203 (JP) U.S. Pat. No. 4,590,478 (US, A) U.S. Pat. No. 4,843,400 (US, A) U.S. Pat. No. 4,775,866 (US, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) H01Q 13/08 H01Q 5 / 00 H01Q 21/06

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 円形もしくは矩形であるマイクロスト
リップパッチと地導体板とからなるマイクロストリップ
アンテナにおいて、 前記パッチと地導体板間に、前記パッチの外側から内側
に任意の長さを有する給電線路を２本挿入し、該２本の
給電線路が互いに重ならず、かつ、ほぼ９０度の角度で
配置し、かつ前記パッチ上にスロットを設け、前記給電
線路の少なくとも一方を該スロットと同じ方向から挿入
したことを特徴とするマイクロストリップアンテナ。1. A microstrip antenna comprising a circular or rectangular microstrip patch and a ground conductor plate, wherein a feed line having an arbitrary length is provided between the patch and the ground conductor plate from outside to inside of the patch. insert 2, do not overlap the two feed lines to each other, and then <br/> placed at an angle of approximately 90 degrees, and a slot provided on the patch, the power supply
Insert at least one of the tracks from the same direction as the slot
Microstrip antenna characterized by a lower child. 【請求項２】 複数のマイクロストリップパッチと、 地導体板と、 前記複数のマイクロストリップパッチそれぞれの上に設
けられたスロットと、 前記複数のマイクロストリップパッチそれぞれと前記地
導体板間に該複数のマイクロストリップパッチそれぞれ
の外側から内側に挿入された２本の給電路であって、互
いにほぼ９０度の角度で配置され、かつ少なくとも一方
を前記スロットと同じ方向から挿入された２本の給電路
とを具備することを特徴とするアレーアンテナ。 2. A plurality of microstrip patches, a ground conductor plate, and a plurality of microstrip patches provided on each of the plurality of microstrip patches.
The plurality of microstrip patches and the ground.
Each of the plurality of microstrip patches between conductive plates
Two power supply lines inserted from outside to inside
At an angle of approximately 90 degrees and at least one
Power supply lines inserted from the same direction as the slot
An array antenna comprising: 【請求項３】 前記複数のマイクロストリップパッチの
内少なくとも４つの上に設けられた前記スロットのそれ
ぞれが、互いに右回りに略９０度ずつ空間的に回転さ
れ、かつ前記少なくとも４つのマイクロストリップパッ
チに挿入された前記給電路のそれぞれが、互いに給電位
相を９０度ずつ遅らせた給電路長を有することを特徴と
する請求項２記載のアレーアンテナ 3. The plurality of microstrip patches
Of said slots provided on at least four of them
Each is spatially rotated approximately 90 degrees clockwise with respect to each other.
And the at least four microstrip packages
Each of the power supply paths inserted into the
Characterized in that it has a feed path length with phases delayed by 90 degrees
3. The array antenna according to claim 2, wherein