JPH02162330A - 偏波ダイバシティ光受信方法とその装置および中間周波数安定化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、従来に比較して構成が単純で低コスト化に適
する偏波ダイバシティ光受信方法とその装置、光伝送装
置および中間周波数安定化方法に関する。

〔従来の技術〕

コヒーレント光伝送に用いられる偏波ダイバシティ光受
信方法とその装置は、ふたつの枝の合成方法の点から、
中間周波合成型とベースバンド合成型とに大別される。

従来の中間周波合成型偏波ダイバシティ光受信方法とそ
の装置に関しては、例えばアイ・オー・オー・シー　′
８３゜３０Ｃ３−２，第３８６頁カラ第３８７頁。

１９８３年（１００Ｃ’８３，３０Ｃ３−２゜ｐ、３８
６〜３８７．１９８３）において論じらている。また、
従来のベースバンド合成型偏波ダイバシティ光受信方法
とその装置に関しては、例えば電子情報通信学会、光量
子エレク）ヘロニクス研究会、オー・キュー・イー　８
８−７０゜１９８８年において論じられている。

従来の中間周波数安定化方法に関しては、例えば、電子
情報通信学会、光量子エレクトロニクス研究会、オー・
キュー・イー　８８−８５゜１９８８年において論しら
れている。

〔発明が解決しようとする課題〕

」二記ベースバンド合成型の従来技術では、ふたつの中
間周波信号をそれぞれベースバント信号に変換するため
に、特性が一致した２台の復調器が不可欠であった。さ
らに、復調器には無限大（ｄＢ）のダイナミック・レイ
ンジ（ｄｙｎａｍｉｃｒａｎｇｅ　、復調器が正常に動
作する人力信号電力の範囲２通常は電力の最大値と最小
値の比で表わす。）が要求される。これは、信号光の偏
波変動に起因して、一方の枝に入力する信号光強度の割
合が０％から１００％まで変動するためである。

一方、中間周波合成型の場合には、必要とされる復調器
は１台であり、入力する信号の電力の変動幅も３ｄＢと
小さく、ベースバンド合成型のような問題は無い。しか
し、ふたつの中間周波（ａ号を、位相が略一致した状態
で加算するために必要とされる位相整合装置は送信光源
や局発光源として使用される半導体レーザの位相が非常
に不安定であるため（通常の半導体レーザでは、スペク
ｌ−ル線幅と呼ばれる位相雑音が数ＭＨｚ〜数十Ｍ　Ｆ
−Ｉ　Ｉ−Ｉ　ｚである）、その構成が非常に複雑とな
る。この結果、偏波ダイバシティ光受信装置を大型化、
構成複雑化および高コスト化するという問題があった。

上記中間周波数安定化方法の従来技術では、安定化のた
めに、発振器と変調器とか必要とされており、安定化を
実現する装置が高コスｌ−化するという問題があった。

本発明の目的は、従来よりも小型、構成単純、目つ、低
コストな中間周波合成型の偏波ダイバシティ光受信方法
とその装置を実現することにある。

本発明の他の目的は、低コストの装置で実現で上記目的
は、ヘテロダイン検波により得られるふたつの中間周波
信号の少なくとも一方を周波数変換した後に、ふたつの
中間周波信号を加算して復調器しこ人力することにより
達成される。これは、周波数変換器が、単純な構成で容
易に実現できるためである。

上記他の目的は、上記加算信号を周波数弁別検波器に入
力し、該検波器からの出力が略一定となるように局発光
の周波数あるいは周波数変換の変換周波数の少なくとも
一方を調整することにより達成される。

〔作用〕

第２図を用いて周波数変換および加算の過程を、信号の
スペクトルの点から説明する。第２図には、偏波ダイバ
シティ光受信装置の各部における中間周波信号のスペク
Ｉ−ルを示しである。横軸は周波数を、また、縦軸は電
力密度を表わしている。信号の変調方法はＡ、ＳＫ（振
幅偏移キーイング）。

狭帯域ＦＳＫ（Ｉ？ｉｌ波数偏移キーイング）およびＤ
ＰＳＫ　（差動同期位相偏移キーイング）のいずれでも
良い。また、広帯域ＦＳＫの場合には、同図がマーク信
号成分あるいはスペース信号成分のいずれか一方を表わ
していると考えてよい。偏波タイバシティ光受信装置が
有するふたつの枝をそれぞれＸおよびｙと呼ぶものとす
る。同図の（ａ）および（ｂ）はそれぞれＸおよびｙの
中間周波信号のスペクＩ−ルシ表わしている。ｆｏｒは
中間周波数である。信号帯域幅Ｗは、信号の変調方法、
ピットレー）・および変調条件等に依存している。

（ａ）と（ｂ）のスベクＩ・ル形状はほぼ相似であるが
、それぞれの電力は信号光の偏波状態に依存して変動す
る。信号光および局発光の強度が一定のとき、　（ａ）
および（ｂ）の電力の比はＣ０８２０：　５ｊｎ２Ｂに
等しくなることが知られている（但し、Ｏは信号光の偏
波状態を表わす変数てあり、０度くθく９０度である）
。従って、（ａ）と（ｂ）の電力の和は、信号光の偏波
状態に係わらず一定となる（０から独立となる）。（ｃ
）は、（）〕）に周波数ｆｃの周波＠変換を施して得ら
れた中間周波信号のスペクＩ〜ルである。中間周波数が
ｆＩ「からｆ＋ｐ＋ｆｃに変換されている。また、振幅
に変換係数ｋが掛かっている。（ｃ）は上方変換（アッ
プ・コンバート）の場合の例であるが、下方変換（ダウ
ン・コンバート）でもよい。（ｄ）は、（ａ）と（ｃ）
とを加算して得られたスペクトルである。ｆｃがＷ以上
（ｆｃ＞Ｗ）であれば、ふたつの中間周波信号の間の干
渉は少なく、相互に略独立となる。従って、（ｄ）のス
ペク１−ルの電力は（ａ）と（ｃ）の電力の和に等＜、
ｃＯ８２０＋に２・５ｉｎ２０に比例する。θは、０度
から９０度の範囲で変動するので、電力の最大値と最小
値との比は２０１ｏｇｋ　（ｄ　Ｂ）となる。例えば、
変換係数に＝０．５の場合、比は約６ｄＢとなる。

また、ｋ＝１の場合には、比は１となり、信号光の偏波
変動に係わらず電力が一定になる。従って、（ｄ）が入
力する復調器に要求されるダイナミック・レインジはｌ
　２０１ｏｇｋ　ｌ　（ｄ　Ｂ）であり、その最小値は
に＝１の場合に得られてＯ（ｄＢ）となる。

（ｄ）の復調方法は、変調方法により異なる。

変調方法がＡＳＫあるいは広帯域ＦＳＸの場合、復調方
法として包絡線検波を用いることができる。

（ｄ）に含まれるふたつの中間周波信号の振幅をそれぞ
れｃｏｓ　ｆｌおよびに−５」ｎＯとすると、入力（ｄ
）に対する包絡線検波器の出力はベースパン士 ド信号であり、その振幅は（ｃｏｓθ／に一５ｉｎＯ）
に比例する。但し、包絡線検波器が振幅２乗特性（出力
信号の振幅が入力信号の振幅の略２乗に比例する特性）
を有する場合、ベースバンド信号の振幅は（ｃＯ８２θ
＋に２・５ｉｎ２θ）に比例する。従児 って、ｋ＝１が略満足される場合、信号２の偏波変動に
係わらず、ベースバンド信号の振幅および電力も略一定
となる。

変調方法が狭帯域ＦＳＫの場合、復調方法として遅延検
波型の周波数弁別検波を用いることができる。第３図（
ｂ）には、周波数弁別検波器の入出力特性を示す。同図
（ａ）は、第２図（ｄ）と同じである。例えば同図に示
すように、ふたつの中間周波信号の中間周波数ｆ■Ｆお
よびｆ＋ｐ＋ｆｃを、（ｂ）の零交差周波数に略一致さ
せることに＋ より、振幅が（ｃｏｓＯｌ　ｋ−ｓｉｎＯ）に略比例す
るベースバンド信号を得ることができる。ペースバンド
信号の電力の性質は、包絡線検波の場合と同じである。

変調方法がＤＰＳＫの場合、復調方法として差動同期検
波を用いることができる。ｆｌＦおよびｆ　ＩＦ＋ｆ　
ｃを１／Ｔ　（Ｔは１ビツトの時間）の整数倍とするこ
とにより、狭帯域ＦＳＸと同じ結果を得ることができる
。

以上より、本発明によれば、位相整合装置を用いること
無く、構成が単純な周波数変換器を用いて中間周波合成
型の偏波ダイバシティ光受信方法とその装置を実現でき
る。この結果、装置を小型化、構成単純化および低コス
ト化できるという効果を得る。

また、信号光の偏波変動に係わらず、第２図（ｄ）の加
算信号の電力の変動幅は１２ｏ１０ｇｋ（ｄ　Ｂ）以内
となる。従って加算信号の一部を分岐し、ダイナミック
・レインジ１２０１ｏｇｋ（ｄＢ）以上を有する周波数
弁別検波器に入力し、該検波器からの出力が略一定とな
るように局発光源の周波数あるいは両方の枝の周波数変
換の変換周波数の少なくとも一方を調整すれば、中間周
波数を安定化できる。加算信号を直接周波数弁別検波器
に入力するだけてよいので、従来よりも低コストに周波
数安定化を実現できるという効果を得る。

〔実施例〕

第１図により、本発明の偏波ダイバシティ光受信装置の
第１実施例を説明する。信号光１は、ヘテロダイン検波
器２に入力する。２では、半導体レーザ等の局発光源７
から出力された局発光８が光カプラ９により１と合波さ
れ、合波光１０として出力される。１ｏは、偏光分離器
１１により直交するふたつの偏波成分１２ｘおよび１２
ｙに分・離される。１２ｘおよび１．２　ｙは、フォ１
−・ダイオード等から成る光検出器１３ｘおよび１．３
　ｙに入力し、中間周波信号１４ｘおよび１４ｙとして
出力される。このとき、局発光は１４ｘおよび１４ｙに
それぞれ略等しく分配される。１４．　ｘおよび１４ｙ
のスペクトルの例は、第２図（ａ）および（ｂ）に示さ
れている。１４．　ｙは、周波数変換器３Ａに入力し、
中間周波数がｆｃだけ偏移した中間周波信号］−５ｙと
して出力される。３Ａでは、周波数ミキサ１７に１４．
　ｙと発振器１６から出力する正弦波ｆｃとを入力する
ことにより、１４ｙを周波数ｆｃだけ上方変換した中間
周波信号と、周波数ｆｃだけ下方変換した中間周波信号
とが１７の出力として得られる。帯域通過フィルタ１８
は、１７から出力されるふたつの中間周波信号のいずれ
か一方のみを抽出する。１８が下方変換された信号を抽
出する場合、３Ａは下方変換の周波数変換器として、ま
た、上方変換された信号を抽出する場合、３Ａは上方変
換の周波数変換器として動作する。３Ａから出力される
］−５ｙのスペクＩ−ルの例については、第２図の（ｃ
）に示しである。１−４ｘと１５ｙとは加算器４しこで
加算され１９を出力する。１９のスペク１−ルの例につ
いては、第２図の（ｄ）に示しである。５は復調器であ
り、１９からベースバンド信号６を得る。

信号１９の電力の変動幅は〔作用〕の項で説明した通り
、ｌ　２０］、ｏｇｋ　ｌ　　（ｄ　Ｂ）となる。但し
、ｋは、周波数変換器３の出力信号振幅し３対する人力
信号振幅の比（変換係数）である。

信号の変調方法がＡＳＫの場合、あるいは、広帯域Ｆ　
Ｓ　Ｋで、マークあるいはスペース信号成分のいずれか
一方を復調しようとする場合、復調器５としては包絡線
検波器を用いることができる。

包絡線検波器は、例えば、第４図の（ａ）および（ｂ）
の構成により実現することができる。同図（ａ）は、ダ
イオードとコンデンサと抵抗とを用いた場合の例である
。同図（ｂ）では、１９を分岐器２０で分岐し、分岐さ
れたふたつの信号を略同じ遅延時間を与えて１７に入力
し、」７の出力からベースパン１〜信号のみを低域通過
フィルタ２１により抽出することにより、包絡線検波器
を実現している。広帯域Ｆ　Ｓ　Ｋの場合、マークある
いはスペース信号成分のみを抽出するための帯域通過フ
ィルタを、例えば（ａ）のダイオードの前段および（ｂ
）の２０の前段に付加してもよい。

信号の変調方式が狭帯域ＦＳＫの場合、５として遅延検
波型の周波数弁別検波器を用いることがてきる。該検波
器は、例えば第４図（ｃ）のような構成により実現する
ことができる。（ｃ）は、（ｂ）に遅延線２２を付加し
た構成となっており、遅延時間τを調整することにより
、出力電圧の零交差周波数を第３図に示すように、ｆ＋
ｐおよびｆ　ＩＦ＋　ｆ　ｃに一致させることができる
。信号の変調方式がＤＰＳＫの場合、５として差動同期
検波器を用いることができる。該検波器の構成は、第４
図（ｃ）と同じである。但し、では、信号の１ツ ビ≠トの時間Ｔに略一致させる必要がある。

本実施例によれば、位相整合装置を用いることなく、構
成単純な周波数変換器を用いて中間周波合成型の偏波タ
イバシティ光受信方法とその装置を実現できるので、装
置を小型化、構成単純化および低コスト化できるという
効果を得る。

上記効果は、ヘテロダイン検波器に、バランスド・レシ
ーバを用いた場合にも、同様に得られる。

また、両方の枝に、それぞれ周波数変換器を設けた場合
にも、同様の効果が得られる。このとき、ふたつの周波
数変換器は、１台の発振器を共用しても良い。

本発明の偏波ダイバシティ光受信方法とその装置の第２
の実施例では、周波数変換器が第５図の構成を有する。

本実施例では、周波数変換器３Ａおける各部の信号を第
６図に示す。（ａ）および（ｂ）は、１４〜およびｌ　
４−　ｙのスペク１〜ルを示す。（ｃ）は、（ｂ）を３
Ｂに入力して得られる信号のスペク１〜ルてあり、（ｂ
）を周波数ｆｃだけ下方変換した中間周波信号と、（ｂ
）を周波数ｆｃだけ」一方変換した中間周波信号とから
成る。

（ｄ）は加算信号１９のスペク１−ルてあり、（ａ）と
（Ｃ）との和となっている。（ｄ）は、第１実施例の場
合と同様の復調器によりベースバンド信号に変換するこ
とができる。

本実施例によれば、第１実施例と同様の効果を得ると同
時に、周波数変換器の帯域通過フィルタを省略できるの
で、装置髪さらに構成単純化、小型化および低コスト化
できるという効果を得る。

偏波ダイバシティ光受信方法および装置の第３実施例に
用いる周波数変換器の構成を第７図に示す。同図の周波
数変換器は、第１および第２実施例の周波数変換器の前
段あるいは後段に増幅器２３を付加したものである。信
号１９の電力の変動幅はｌ　２０１ｏｇｋ　ｌ　　（ｄ
　Ｂ）で与えられるが、ｋの値は、２３の利得により制
御できる。ｋが略１となるように２３の利得を調整する
ことにより、信号光の偏波状態に係わらす１９の電力の
変動幅を略０　（ｄＢ）にできる。即ち、復調器に入力
する信号の電力は常に一定となり、復調器に要求される
ダイナミック・レインジも略０　（ｄＢ）に狭められる
。

本実施例によれば、第１および第２実施例と同様の効果
を得ると同時に、復調器に要求されるダイナミック・レ
インジを略０（ｄＢ）に狭められるという効果も得る。

第８図には、偏波ダイバシティ光受信方法とその装置の
第４実施例を示す。本実施例では、１４Ｘおよび１５ｙ
を、それぞれ帯域通過フィルタ２４ｘおよび２４ｙを通
した後に加算することにより、１４ｘと１５ｙとの干渉
を抑圧し、該干渉に起因する伝送特性の劣化を抑圧して
いる。干渉を抑圧できれば２４ｘおよび２４ｙは、高域
通過フィルタあるいは低域通過フィルタでもよい。また
、本実施例では、１９の電力が変動した場合でも、復調
器に入力する信号の電力が略一定となるように、自動利
得制御増幅器２５の利得が制御されている。ｋ＝１の場
合であっても、信号光や局発光の強度の変動によって１
９の電力は変動する。

従って、２５を付加することにより、信号光および局発
光の強度変動に対しても、復調器５への入力信号電力を
略一定にできる。同図の３は、３Ａ。

３Ｂおよび３Ｃのいずれでもよい。

本実施例によれば、第１〜３実施例と同様の効果を得る
と同時に、ふたつの中間周波信号の干渉や、信号光およ
び局発光の強度変動による加算信号電力変動に起因する
伝送特性劣化を抑圧できるという効果も得る。２４およ
び２５のいずれか一方のみを使用した場合であっても、
それぞれに起因する効果は得られる。

第９図には、第５の実施例を示す。本実施例は、広帯域
ＦＳＸ信号光を受信し、マークおよびスペースの両信号
成分を復調し、復調信号６のＳＮＲを改善しようとする
ものである。４から出力された信号は分岐器２０により
ふたつに分岐される。

帯域通過フィルタ２６Ｍは、一方の分岐信号からマーク
信号成分のみを抽出する。帯域通過フィルタ２６Ｓは、
他方の分岐信号からスペース信号成分のみを抽出する。

４．．２６Ｍおよび２６Ｓから出力する信号のスペクト
ルの例を第１０図に示す。

（ａ）は４からの出力信号である。周波数変換器として
３Ｂを用いた場合の例を示している。ｆｓおよびｆＭは
それぞれ周波数変換前のマークおよびスペース信号成分
の中心周波数を表わしている。

また、破線は、２６Ｍおよび２６Ｓの通過特性例を表わ
している。但し、フィルタの通過域は、下方変換された
中間周波信号を含んでもよい。（ｂ）は２６Ｍの出力で
あり、マーク信号成分のみが抽出されている。また、（
ｃ）は２６Ｓの出力であす、スペース信号成分のみが抽
出されている。

（ｂ）および（ｃ）の復調方法は、第１〜４実施例と同
じである。復調器５Ｍおよび５ｓは、包絡線検波器であ
る。５Ｍおよび５Ｓから出力されるベースバンド信号は
引算器２７により引算され、ひとつのベースバンド信号
６を得る。６のＳＮＲは、５Ｍおよび５Ｓの出力信号の
ＳＮＲよりも略３ｄＢ高い。従って、符号誤り率特性お
よび受信感度が改善される。

本実施例によれば、第１〜３実施例と同様の効果を得る
と同時に、広帯域ＦＳＫ信号に対して、符号誤り率特性
および受信感度を改善できるという効果を得る。

第１１図には、中間周波数安定化方法の実施例を示す。

同図において周波数変換器は第５図の３Ｂである。２５
から出力される信号のスペクトルは第６図の（ｄ）のよ
うに、ｆ＋Ｆを中心として左右対称となる。この対称性
は、信号光の偏波状態に係わらず保たれる。２８は、２
５の出力の中で下方変換あるいは上方変換された中間周
波信号の一方を除いた残りの信号を通過させるフィルタ
である。３０は、上記安定化を実現する中間周波数安定
化回路である。２５からの出力は分岐され、その一方が
３０に入力し、周波数弁別される。周波数弁別検波器は
例えば第４図（Ｃ）のような構成で実現できる。中間周
波数が変動すると、周波数弁別検波器からの出力電圧は
変動する。２９は、該出力電圧と基準電圧との差電圧を
検出し、該差電圧が零トこ近づくように局発光源７の光
周波数を制御する回路であり、例えば演算増幅器を用い
て実現できることが知られている。例えは、周波数弁別
検波器の零交差周波数をｆ＋「に設定し、２９の基準電
圧を零ボルトに設定しておくと、中間周波数はｆｏｐに
安定化される。

本実施例によれば、従来よりも簡易な構成で、中間周波
数安定化を実現できるという効果を得る。

上記効果は、２５および２８が無い場合でも得ることが
できる。また、３Ｂのかわりに３Ａあるいは３Ｃを用い
ても同様の効果を得る。さらに、ふたつの枝Ｘおよびｙ
の両方に周波数変換器を設け、それぞれが内蔵する発振
器を２９の出力により制御しても同様の効果を得る。

第１２図には、光伝送装置の実施例を示す。

３１は通常の光送信装置であり、ＡＳＫ、ＦＳＫあるい
はＤＰＳＫ信号光を出力する。３２は、信号光」を導波
する光ファイバである。３３は、本発明の偏波ダイバシ
ティ光受信装置である。

本実施例によれば、信号光の偏波変動による伝送特性劣
化が少ない光伝送装置を低コストに実現できるという効
果を得る。

上記効果は、信号光が光ファイバではなく空間を伝搬す
る場合にも同様に得ることができる。

第コー３図には、偏波ダイバシティ光受信装置の第６実
施例を示す。本実施例は、ふたつの枝Ｘおよびｙの両方
に周波数変換器を設け１発振器１６をふたつの該変換器
で共用したものである。」７Ｘおよび１７．ｙは周波数
ミキサである。１８ｘは、例えば、上方変換された中間
周波信号を抽出する帯域通過フィルタであり、一方、」
−９ｙは、逆に下方変換された信号を抽出するフィルタ
である。

また、３４は、ふたつの枝Ｘおよびｙの電気長を略一致
させるための遅延線であり、その長さは、最適値に設定
した後に固定してよい。

本実施例によれば、第１実施例と同様の効果を得ると同
時にふたつの中間周波信号に略同し変換係数が掛けられ
るので、４から出力する信号の電力を略一定にできると
いう効果を得る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、位相整合装置を用いることなく、構成
単純な周波数変換器を用いて中間周波合成型の偏波ダイ
バシティ光受信方法とその装置を実現できるので、装置
を小型化、構成単純化および低コスト化できるという効
果を得る。

また、本発明によれば、従来よりも簡易な構成で中間周
波数安定化を実現できるという効果を得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の構成図、第２図は第］同
各部における信号のスペク１−ルを表わす図、第３図は
スペクトルと復調器の周波数弁別検波特性の周波数対応
関係を表わす図、第４図は復調器の構成例を表わす図、
第５図および第７図は第２および第３実施例に用いる周
波数変換器の構成を表わす図、第６図は第２実施例の各
部における信号のスペク）・ルを表わす図、第８図、第
９図および第１３図は第４，５および第６実施例の構成
図、第１０図は第５実施例の各部における信号のスペク
トルを表わす図、第１１図は中間周波数安定化方法の実
施例を説明する図、第１２図は光伝送装置の構成図であ
る。 ］−・信号光、２　・ヘテロダイン検波器、３　周波数
変換器、３Ａ、３Ｂ、３Ｃおよび３　Ｄ　−３の第１．
２．３および４の実施例、４・加算器、５　復調器（５
Ｍおよび５Ｓは、それぞれマーク信号成分用およびスペ
ース信号成分用の５を表わす。）、６・復調されたベー
スバント信号、７・・局発光源、８・局発光、９−光カ
プラ、１０　合波光、１１　＠光分離器、 コ−２ｘおよび］、　２　ｙ　−１０の直交するふたつ
の偏波成分、］３　光検出器（１３ｘおよび１３ｙには
、それぞれ１２ｘおよび１２ｙが入力する。）、１４・
・周波数変換を受けていない中間周波信号（但し、１４
ｘおよび１４ｙは、枝Ｘおよびｙの１４を表わす。）、
１５・・・周波数変換を受けた後の中間周波信号（但し
、１５ｘおよび１５ｙは、枝Ｘおよびｙの１５を表わす
、）、１６・・・発振器、１７・・・周波数ミキサ、１
８・・・帯域通過フィルタ、１９・・・４から出力され
る加算信号、２０・・・分岐器、２１・・・低域通過フ
ィルタ、２２・・・遅延線、２３・・・増幅器、２４・
・・フィルタ、２５・・・自動利得制御増幅器、２６Ｍ
および２６Ｓ・・・マーク信号成分およびスペース信号
成分を抽出する帯域通過フィルタ、２７・・・引算器、
２８・・・フィルタ、２９・・・制御回路、３０・・・
中間周波数安定化回路、３１・・・光送信装置、３２・
・・光ファイバ、３３・・・本発明の偏波ダイバシティ
光受信装置、３４・・・遅延線。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、信号光をふたつの偏波成分に分離し、それぞれをヘ
   テロダイン検波してふたつの中間周波信号を得る偏波ダ
   イバシティ光受信方法において、少なくとも一方の中間
   周波信号を周波数変換した後に、ふたつの中間周波信号
   を加算して復調することを特徴とする偏波ダイバシティ
   光受信方法。 ２、信号光をふたつの偏波成分に分離し、それぞれをヘ
   テロダイン検波してふたつの中間周波信号を得る偏波ダ
   イバシティ光受信装置において、中間周波信号を周波数
   変換する少なくとも１台の周波数変換器と、ふたつの中
   間周波信号を加算する加算器と、該加算器から出力され
   る信号をベースバンド信号に変換する復調器とを有する
   偏波ダイバシテイ光受信装置。 ３、請求項２記載の偏波ダイバシティ光受信装置におい
   て、ふたつの中間周波信号を加算する前に、一方の中間
   周波信号を帯域ろ波あるいは低域ろ波するフィルタと、
   他方の中間周波信号を帯域ろ波あるいは高域ろ波するフ
   ィルタとを設けたことを特徴とする偏波ダイバシティ光
   受信装置。 ４、請求項２または３記載の周波数変換器は、発振器と
   、該発振器からの出力と中間周波数とが入力する周波数
   ミキサとから構成されることを特徴とする偏波ダイバシ
   テイ光受信装置。 ５、請求項２または３記載の周波数変換器は、発振器と
   、該発振器からの出力と中間周波信号とが入力する周波
   数ミキサと、該周波数ミキサから出力される信号を構成
   する上方変換および下方変換されたふたつの中間周波信
   号のうち一方を抽出する帯域通過フィルタとから構成さ
   れることを特徴とする偏波ダイバシティ光受信装置。 ６、請求項４または５の周波数変換器は、増幅器を有す
   ることを特徴とする偏波ダイバシティ光受信装置。 ７、請求項４乃至６のいずれかに記載の周波数変換器に
   よる中間周波信号の周波数変換量は、該中間周波信号の
   帯域幅以上であることを特徴とする偏波ダイバシティ光
   受信装置。８、請求項２または３記載の復調器は、包絡
   線検波器から少なくとも構成されることを特徴とする偏
   波ダイバシティ光受信装置。 ９、請求項２または３記載の復調器は、上記加算器から
   出力される中間周波信号を構成するマーク信号成分およ
   びスペース信号成分のうち一方を抽出する帯域通過フィ
   ルタと、該帯域通過フィルタから出力される信号を入力
   とする包絡線検波器とから構成されることを特徴とする
   偏波ダイバシティ光受信装置。 １０、請求項２または３記載の復調器は、上記加算器か
   ら出力される中間周波信号をふたつに分岐する分岐器と
   、該分岐器から出力される一方の中間周波信号からマー
   ク信号成分を抽出する第１帯域通過フィルタと、該第１
   帯域通過フィルタからの出力を入力とする第１包絡線検
   波器と、該分岐器から出力される他方の中間周波信号か
   らスペース信号成分を抽出する第２帯域通過フィルタと
   、該第２帯域通過フィルタからの出力を入力とする第２
   包絡線検波器と、該第１包絡線検波器の出力から該第２
   包絡線検波器の出力を引算する引算器とから構成される
   ことを特徴とする偏波ダイバシティ光受信装置。 １１、請求項２または３記載の復調器は、周波数弁別検
   波器から少なくとも構成されることを特徴とする偏波ダ
   イバシティ光受信装置。 １２、請求項２または３記載の復調器は、差動同期検波
   器から少なくとも構成されることを特徴とする偏波ダイ
   バシティ光受信装置。 １３、請求項２、３または８乃至１２のいずれかに記載
   の復調器は、出力信号の振幅が入力信号の振幅の略２乗
   となる特性を有することを特徴とする偏波ダイバシティ
   光受信装置。 １４、請求項２、３または８乃至１３のいずれかに記載
   の復調器の前段に、該復調器に入力する信号の電力が略
   一定となるような自動利得制御増幅器を設けたことを特
   徴とする偏波ダイバシティ光受信装置。 １５、偏波ダイバシティ光受信装置中の加算器から出力
   される信号の一部を分岐して周波数弁別検波器に入力し
   、該検波器からの出力が略一定となるように局発光の周
   波数あるいは発振器の周波数の少なくとも一方を調整す
   ることを特徴とする中間周波数安定化方法。１６、光送
   信装置と光伝送路と請求項２または３記載の偏波ダイバ
   シティ光受信装置とから構成されることを特徴とする光
   伝送装置。 １７、請求項２記載の偏波ダイバシティ光受信装置にお
   いて、周波数変換器をそれぞれの枝に設け、ふたつの該
   変換器が１台の発振器を共用することを特徴とする偏波
   ダイバシティ光受信装置。 １８、請求項２記載の偏波ダイバシティ光受信装置にお
   いて、ふたつの枝の電気長が略一致するように、少なく
   とも一方の枝に遅延線を設けることを特徴とする偏波ダ
   イバシティ光受信装置。