JPH03259632A - 光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 目　　　　　次 概要 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段及び作用 実　　施　　例 発明の効果 概要 偏波成分毎に得られた信号を中間周波信号段で合成する
光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器に関し、 上記合成を行うに際して、中間周波信号の位相整合が不
要でしかも重み付は加算が不要な上記受信器の提供を主
目的とし、 信号光を偏波面が直交する偏波成分毎に局発光と共に光
−電気変換して上記信号光の周波数と上記局発光の周波
数の差に相当する周波数の２つの中間周波信号を上記偏
波成分毎に出力する光−電気変換部と、所定の発振周波
数で発振する発振器と、上記２つの中間周波信号のいず
れか一方と上記発振器の出力信号とを混合するミキサと
、上記２つの中間周波信号の他方と上記ミキサの出力信
号とがそれぞれ入力する第１及び第２の帯域通過フィル
タと、該第１及び第２の帯域通過フィルタの出力信号を
合成する加算器と、該加算器からの信号に基づき復調を
行う復調回路とを備えて構成する。

産業上の利用分野 本発明は偏波成分毎に得られた信号を中間周波信号段で
合成する光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器に関
する。

コヒーレント光伝送方式は、現在実用化されている強度
変調・直接検波方式に比べて受信感度を高めることがで
きるので、長距離伝送に適している。また、光検波を行
った後に電気的な処理によって比較的容易に周波数選択
を行うことができるので、高密度なＦＤＭ（周波数分割
多重）伝送に適している。ここで、「検波」及び「復調
ヨの語句は混同を生じ易いので、本願明細書中では、「
検波」又は「光検波」という語句は光信号から電気信号
（中間周波信号）への変換の意味で使用し、「復調ヨは
中間周波信号からベースバンド信号への変換の意味で使
用する。

ヘテロダイン検波を適用して受信を行う場合、信号光と
局発光を混合するに際して双方の偏波状態が一致してい
ることが要求される。偏波状態のずれは受信感度の劣化
につながり、例えば、信号光及び局発光が直線偏波であ
り、これらの偏波面が互いに直交している場合には、光
の干渉が起こらず受信不可能となる。−船釣な単一モー
ドファイバは偏波状態を保持する能力がないので、受信
端での偏波状態は環境変化により時間と共に変動する。

よって、所要の受信感度を維持するためには、受信端で
の偏波状態の変動に対処する必要がある。

従来の技術 受信端での偏波状態の変動に対処する技術として偏波ダ
イバーシティ方式がある。この方式が適用される受信器
の構成例を第１７図に示す。１１２は偏波分離器、光カ
プラ及び光検波回路等を組み合わせて構成される光−電
気変換部であり、この変換部は信号光を偏波面が直交す
る偏波成分毎に局発光と共に光−電気変換して信号光の
周波数と局発光の周波数の差に相当する周波数の２つの
中間周波信号を偏波成分毎に出力する。これらの中間周
波信号は、利得可変型のＡ　Ｇ　Ｃ増幅器１１４．１１
６で増幅されて帯域通過フィルタ１１８１２０を通過し
て復調回路１２２，１２４に入力する。復調信号は重み
付は加算回路１２６において例えば二乗則合成され、ベ
ースバンド回路１２８に送られる。１３０はＡＧＣ（自
動利得制御）回路であり、この回路は、復調回路１２２
．１２４に入力する中間周波信号のパワーを検出して、
該パワーが一定になるようにＡＧＣ増幅器１１４゜１１
６の利得を制御する。２系列の中間周波信号をそのまま
加算すると信号が消失することがあるので、ＡＦＣ（自
動周波数制御〉を行うために、ＩＦ信号抽出回路１３２
が設けられている。抽出された信号の周波数は、周波数
弁別回路１３４により例えば電圧信号に変換されて、こ
の電圧信号はへＦＣ回路１３６に入力する。ＡＦＣ回路
１３６は入力信号レベルが一定とｉよるように局発光源
１３８の発振周波数（波長）を制御する。

この種の受信器には次のような欠点がある。

■　光検波してから復調するまでの中間周波信号段の回
路が２系列必要であり、しかもその特性が揃っているこ
とが要求される。このため、回路規模が増大すると共に
調整が複雑になる。

■　復調した後にベースバンド信号を加算する必要があ
る。この加算回路に入力する信号のレベルは大きく変化
するから、ダイナミックレンジの大きな加算回路が必要
である。また、回路構成によっては、所要のＳ／Ｎ比を
維持するために、重み付は加算を行う必要がある。

■　偏波状態によりパワーが変化する２つの中間周波信
号から偏波状態に依存しないＡＦＣ用の中間周波信号を
抽出するための抽出回路が必要である。その回路構成は
実際上極めて複雑である。

■　■と同様の理由によりＡＧＣ回路の構成が極めて複
雑になる。

偏波成分毎に得られた信号をベースバンド信号段で合成
するようにした従来技術（第１７図）の欠点の一部又は
全部を解決するために、偏波成分毎に得られた信号を中
間周波信号段で合成するようにした受信器が提案されて
いる。この技術を第１８図により説明する。光−電気変
換部１４０からの２系列の中間周波信号は重み付は加算
回路１４２で重み付は加算され、その出力信号はバンド
パスフィルタ１４４及びＡＧＣ増幅器１４６を経て復調
回路１４８に入力し、復調信号はベースバンド回路１５
０に送られる。１５２はＡＧＣ回路、１５４は周波数弁
別回路、１５６はＡＦＣ回路、１５８は局発光源である
。偏波成分毎に得られた信号を中間周波信号段で合成す
る場合、２系列の中間周波信号が相殺されることがある
。例えば、２系列の中間周波信号の強度が等しく位相が
πだけずれている場合、単純に加算すると信号の消失が
起こる。このため、位相検出回路１６０によりそれぞれ
の中間周波信号の位相検出を行い、少なくとも一方の中
間周波信号の位相を位相シフタ１６２ｋより調整して位
相整合を行う必要がある。

発明が解決しようとする課題 偏波成分毎に得られた信号を中間周波信号段で合成する
場合に従来必要であった位相シフタについては、実用上
十分な特性のものを実現することが困難である。即ち、
２系列の中間周波信号間に生じる位相差は、光伝送路に
おける偏波状態の変動に起因するものであるから、突発
的な変動を含めて偏波状態の変動の程度を特定し得ない
以上、位相シフタには無制限な位相シフトが可能な特性
が要求され、位相シフタの実現が難しい。また、一方の
中間周波信号が消失する場合があることを考慮すると、
位相検出回路の実現にも困難性が伴う。

また、２系列の中間周波信号は同一の帯域にあるから、
位相整合を行って単に加算したとしても、偏波状態の変
動に伴う２系列の中間周波信号のパワー比の変動に応じ
てＳ／Ｎ比が変動することになる。このＳ／Ｎ比の変動
を防止するためには、パワー比の大きい系列の利得を相
対的に大きくしパワー比が小さい系列の利得を相対的に
小さくする重み付は加算が有効であるが、重み付は加算
を行うためには、偏波状態の変動に伴う信号パワーの変
動と信号光自体のパワー変動に伴う信号パワーの変動と
を区別する必要があり、複雑な重み付は加算回路が必要
になる。

本発明はこのような事情に鑑みて創作されたもので、偏
波成分毎に得られた信号を中間周波信号段で合成するに
際して、中間周波信号の位相整合が不要でしかも重み付
は加算が不要な光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信
器の提供を目的としている。

また、この受信器を各種変調方式に適合させることもこ
の発明の目的である。

これらの目的以外の目的については以下の説明によって
明らかになる。

課題を解決するための手段及び作用 ２偏波成分に対応する中間周波信号のうち一方を、発振
器及びミキサを用いることによってアップコンバート又
はダウンコンバートして周波数変換を行った後、この周
波数変換された信号と周波数変換されていない中間周波
信号とを合成して復調回路に入力する。このような手段
を講じることにより、単に中間周波信号の合成を行う場
合に懸念される信号の消失を防止することができるので
、中間周波信号の位相整合が不要になる。また、周波数
変換された信号の帯域と周波数変換されていない中間周
波信号の帯域とは異なるので、合成に際しての或いは台
底に先立つ重み付は処理を行うことなしに、所要のＳ／
Ｎ比（受信感度）を安定に維持することができるように
なる。

第１図は本発明の基本構成を示す図である。２は光−電
気変換部であり、信号光を偏波面が直交する偏波成分毎
に局発光と共に光−電気変換して上記信号光の周波数と
上記局発光の周波数の差に和尚する周波数の２つの中間
周波信号を上記偏波成分毎に出力する。４は発振器であ
り、所定の発振周波数で発振する。６はミキサであり、
上記２つの中間周波信号のいずれか一方と発振器４の出
力信号とを混合する。８．１０はそれぞれ第１及び第２
の帯域通過フィルタであり、これらのフィルタにはそれ
ぞれ上記２つの中間周波信号の他方とミキサ６の出力信
号とが入力する。１２は加算器であり、第１及び第２の
帯域通過フィルタ８゜ＩＯの出力信号を合成する。１４
は復調回路であり、加算器１２からの信号に基づき復調
を行う。

いま、中間周波信号の中心周波数をｆｃ　とし、発振器
４の発振周波数をΔｆとすると、ミキサ６の出力信号は
、第２図（ａ）に示すように、中心周波数がｆｃ　＋Δ
ｆにある信号と中心周波数がｆｃΔｆにある信号とにな
る。よって、第１の帯域通過フィルタ８の通過帯域の中
心周波数をｆｃ　とし、第２の帯域通過フィルタ１０の
通過帯域の中心周波数をｆｅ；Δｆとすることによって
、ｆ、に中心周波数を有する中間周波信号とｆｃ　＋Δ
ｆに中心周波数を有するアップコンバートされた信号と
を加算器１２で合成することができる。また、第１の帯
域通過フィルタ８の通過帯域の中心周波数をｆｃ　とし
、第２の帯域通過フィルタ１０の通過帯域の中心周波数
をｆｃ　＋Δｆとすることによって、ｆｃ　に中心周波
数を有する中間周波信号とｆ＋Δｆに中心周波数を有す
るダウンコンバートされた信号とを加算器１２で合成す
ることができる。ｆｃ　が低いときにはアップコンバー
トが適し、ｆｃ　が高いときにはダウンコンバートが適
している。

中心周波数がｆｃである中間周波信号をΔｆだけアンプ
コンバート又はダウンコンバートするには、次のように
イメージ信号を用いることもできる。即ち、第２図ら）
に示すように、発振器４の発振周波数を２ｆｃ＋Δｆと
するときに、ミキサ６の出力信号は、３ｆｃ＋Δｆに中
心周波数を有する信号とｆ、＋Δｆに中心周波数を有す
る信号とになるから、当該通過帯域を設定することによ
り、Δｆのアップコンバートが実現される。同様にして
、第２図（Ｃ）に示すように、発振器４の発振周波数を
２ｆｃ＋Δｆとするときに、ミキサ６の出力信号は、３
ｆｏ〜Δｆに中心周波数を有する信号とｆｃ　＋Δｆに
中心周波数を有する信号とになるから、当該通過帯域を
設定することにより、Δｆのダウンコンバートが実現さ
れる。以下、第２図（ａ）のようにイメージ信号を用い
ｉよい場合を１通常の場合二ということがある。以下の
説明は、特に断らない限り、通常の場合であってアップ
コンバートの場合についてのものである。

光−電気変換８２から２偏波成分毎に出力された中間周
波信号は次の式で表される。

Ｅｘ＝Ｓ（ｔ）Ａｃｏｓ　　［２πｆｅｔ＋φ（ｔ）　
　：］　　　　　　　　・（１）Ｅ、＝Ｓ（ｔ）　（１
−Ａ２）　”２ｃｏｓ　［２πｆｃｔ＋φ（１）−θ：
・・・（２）ここで、ｓ　（Ｂは信号光の電場に比例す
る成分く以下、「Ｓ　（ｔ）Ｊを省略してｒｓＪと表示
する。）、ＡはＸ偏波の電場成分、ｆ、は中心周波数、
φ（１）は変調信号成分、θは偏波の位相変動成分であ
る。Ａ、θの変動は信号の変調速度に対して十分低速で
あるものとする。

（１）、　（２）式で表される２つの中間周波信号を単
純に加算すると、Ａ＝■ｉｒ２．　　θ＝πのときに中
間周波信号が相殺して消失する。そこで、例えばＥｘ　
の方を周波数シフトする。周波数シフトされた信号は次
のように表される。

Ｅｘ　　−５Ａｃｏｓ　　［２ｙｒ（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋
φ（ｔ）　　〕・（３）Ｅ、　　とＥｙの信号は周波数
軸上で分離されているので、これらを合皮したときに信
号の消失はない。信号の合皮の前に、高域のサイドロー
ブを取り除くために帯域通過フィルタを用いる。合皮さ
れた信号は次式で表される。

Ｅ　（ｔ）＝ＳＡｃｏｓ　　〔２π（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋
φ（ｔ）　〕＋５（１−Ａ２）”２ＣＯ６［２πｆｃｔ
十　φ　（１）−θ　］・（４）第３図に各信号のスペ
クトル配置の一例を示す。

縦軸はスペクトル密度Ｐ　（ｆ）、ｆｌｕ軸は周波数ｆ
である。■、■は光−電気変換部２から出力された中間
周波信号、■はミキサ６の出力信号、■は第１の帯域通
過フィルタ８の出力信号、■は第２の帯域通過フィルタ
１０の出力信号、■は加算器１２の出力信号についての
ものである。

次に各種変調方式に適合した復調器の構成及び動作の例
を説明する。

（１）ＡＳＫ方式の場合（φ（ｔ）　−〇）この場合の
復調回路の構成例を第４図に示す。

この復調回路は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢ
カプラ１６と、３ｄＢカプラ１６の出力信号を乗算する
乗算器１８とを備えて構成される。この復調回路を用い
ると、出力Ｖとして、 Ｖ＝Ｅ　（ｔ）ＸＥ　（ｔ） が得られる。従って、 Ｖ＝（１／２）Ｓ２Ａ２＋（１／２）Ｓ２（１−Ａ’）
＋（１／２）Ｓ”Ａ”ｃｏｓ　　［：４　π（ｆｃ＋Δ
ｆ）ｔ］＋（１／２）Ｓ２（１−Ａ２）ＣＯ５〔４πＬ
ｔ＋２θ〕＋５２Ａ（１−Ａ２）”２ｃｏｓ　　［２π
Δｆｔ−θ〕＋３２Ａ（１−Ａ２）””（ｏｓ　　［４
πｆｃｔ＋２πΔｆｔ＋θ〕　・・・（５）となる。通
常、ｆｃ　の値は伝送信号のビットレートＢの２倍〜４
倍に設定されている。例えば、ｆｃ＝２Ｂとして（５）
式の各項の信号スペクトルの帯域をみると、第一項、第
二項はＤＣ−Ｂ、第三項は３Ｂ＋Δｆ〜５Ｂ＋Δｆ１第
四項は３Ｂ〜５Ｂ。

第五項はΔｆ−Ｂ〜Δｆ＋Ｂ、第六項は３Ｂ↓２Δｆ〜
５Ｂ＋２Δｆに分布することになる。ここで、低域通過
フィルタを用いて（５）式の第一項のみを取り出すため
には、特に第五項との関係から、周波数シフト量Δｆは
次式を満足する必要がある。

Δ　ｆ　≧２　Ｂ　　　　　　　　　　・・・（６）（
６）式を満足するように発振器４の発振周波数を設定す
ることによって、出力Ｖを適当な低域通過フィルタに通
したときに、その出力は、 ＰＦｍ ’／２Ｓ２Ａ２＋　’／２Ｓ２（１−Ａ２）Ｓ２　・・
・（７） とｔより、偏波依存性のないベースバンド信号を得るこ
とができる。この場合ミキサ６は次の要求を満足するも
のであることが望ましい。

■　入力信号の二乗に比例した信号を出力するような出
力特性を有していること。

■　入力信号の帯域は、例えば少なくともｆｃ　＋Δｆ
＋Ｂ＝２Ｂ＋２８＋Ｂ＝５Ｂとなるので、これに適合す
る広帯域なものであること。

■　ミキサ内で加算処理も行われるので、２つの入力信
号に対する出力特性に差がｔ：いこと。

このようなミキサを用いることによって、本発明装置を
ＡＳＫ方式に適用することができる。

（２）ＤＰＳＫ方式の場合 （Ｓは一定、φ−０又はπ） この場合の復調回路の構成例を第５図に示す。

この復調回路は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢ
カプラ２０と、３ｄＢカプラ２０の出力信号の一方を伝
送信号の１タイムスロットに相当する時間Ｔ遅延させる
Ｔ遅延回路２２と、３ｄＢカプラ２０の出力信号の他方
とＴ遅延回路２２の出力信号とを乗算する乗算器２４と
を備えて構成されている。この復調回路を用いた場合、
出力Ｖとして、Ｖ＝Ｅ　　（ｔ）　　ｘＥ　　（ｔ＋Ｔ
）が得られる。従って、 Ｖ＝　’／、ｓ２＾”ｃｏｓ　［２π（ｆｅ＋Δｆ）Ｔ
＋φ（ｔ＋Ｔ）−φ（０］＋’／１ｓ２（ｔ−＾’）ｃ
ｏｓ　［２πｆｅＴ＋φ（ｔ＋Ｔ）−φ（ｔ）〕＋１／
２Ｓ２＾２ｃｏｓ　［２ｒｒ　（ｆｃ＋Δｆ）　（２ｔ
＋７＞＋φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（ｔ）〕＋’／　２Ｓ”　（
１−Ａ２）　ｃｏｓ　［２ｙｒ　ｆ　ｃ　（２ｔ＋Ｔ）
＋φ（ｔ＋Ｔ）＋φＤ）＋２θ〕＋ｌ／２３２＾（１−
人’）　””ｃｏｓ　［２ｗ　（ｆｃ＋Δｆ）ｔ＋２　
ｒｒ　ｆｅ（ｔ＋Ｔ）＋φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（１）＋θ〕 ＋Ｉ／２Ｓ２＾（１−Ａ”）　”２ＣＯ８［−２ｒｒΔ
ｆ　ｔ＋２　ｒｒ　ｆ　ｃＴ＋φ（ｔ＋Ｔ）−φ（１）
＋θ〕 ＋’／２Ｓ”Ａ（１−＾”）　”ｃｏｓ　［：２　π（
ｆｃ＋Δｆ）　（ｔ＋Ｔ）＋２　πｆｃｔ＋φ（ｔ＋Ｔ
）＋φ（１）十θ〕 ＋’／２Ｓ”Ａ（１−＾’）　”’ｃｏｓ　〔２ｒｒ　
（ｆｃ＋Δｆ）Ｔ＋２　ｙｒΔｆｔ＋φ（ｔ＋Ｔ）−φ
（１）−θ〕　　　　　　　　　　・・・（８）となる
。復調回路の１ｘ調効率（いわゆる遅延検波器の位相検
波効率）を最大にするためには、ｆｃを次のように選ぶ
とよい。

ｆｃ＝ｌ八ｎＢへｎは３以上の自然数）　　−（９）ま
た、同様の理由で、 ｆｅ＋Δｆ＝’／２１Ｂ（Ｊは３以上の自然数＞−ａｔ
ｉとするとよい。ここで、ｎと１は偶奇が同じでければ
、それぞれの出力関係が逆転することになってしまい、
信号が正しく再生されない。上記の周波数選択を考慮し
て、出力電圧Ｖを表記すると次のようになる。

Ｌ　　Ｓ’（−１）　　ＣＯ５Ｃφ（ｔ＋Ｔ）−φ（ｔ
）〕＋’／２ｓ’Ａ２（−１）　　ｃｏｓ　　（４；ｒ
（ｆｅ＋Δｆ）ｔ＋φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（ｔ）〕＋’／２
Ｓ”（１−Ａ２）（−１）”ｃｏｓ　Ｃ４ｒｒｆｃｔ＋
φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（ｔ）　＋２θ〕＋Ｓ”Ａ　（１−Ａ
’）””　（−１）ｃｏｓ　　［２ｒｒ　　（２Ｌ＋Δ
ｆ）ｔ＋　φ　（を十Ｔ）十φ（１）＋θ〕 ＋’／ｚｓ”Ａ（１−Ａ２）　””（−１）Ｉ″ｃｏｓ
　［２ｙｒΔ「を−φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（１）−θ〕 ＋゛八ＳＡ（１−Ａ’）　”’（−１）　’ｃｏｓ　［
２ｒｒΔｆｔ＋φ（ｔ＋Ｔ）φ（１）−〇〕　　　　　
　　　　　　　　　　　　・・・０００１）式の各項の
信号スペクトルをみると、第一項（所要のベースバンド
信号）はＤＣ−Ｂ、第二項は（ｆ−１）Ｂ　〜（ｆ＋１
）Ｂ、第三項は（ｎ　−１）Ｂ　〜（ｎ−ｆ−１）Ｂ、
第四項は１八（ｎ＋ｊ！−２）Ｂ＝　’／２　（ｎ−、
Ｒ＋２）Ｂ、第五項及び第六項は’／２　（ｊｌ’　　
ｎ　　２）　Ｂ〜’／２　（Ａ　　ｎ＋２）Ｂとなる。

第二項以下の信号の帯域がベースバント信号と重ならな
いためには、 ｎ＞２．　　　ｉ＞２．　　　Ｒ−ｎ＞４即ち、　　ｎ
　＞　２　、　　　ｆ２　＞　４　＋　ｎを満足する必
要がある。例えば、（ｎ、ｊｉ（３，７＞、　　（ｎ、
Ａ）　−（４，８）であるとよい。従って、 Ｒ＝ｎ−２ｋ（ｋは２以上の自然数） となるようにすれば良い。よって、 Ｌ　−（’／２）ｎＢ　（ｎは３以上の自然数＞・ａＶ
を満足するように中心周波数を設定し、Δｆ＝ｋＢ（ｋ
は２以上の自然数） ・・・０３） を満足するように発振器４の発振周波数を設定すること
ｊこよって、０１）式における第二項以降の項を適当な
低域通過フィルタで除去することができ、その出力とし
て、 ＬＰＦ（Ｖ）・５２（−１）　　　ｃｏｓ　　Ｃφ（ｔ
＋Ｔ）−φ（ｔ）　　　：］　　　　・−−ａｉ）を得
ることができる。このように、ＤＰＳＫ方式が適用され
ている場合にも、偏波に依存しないベースバンド信号を
得ることができる。この場合、ＡＳＫ方式におけるのと
ほぼ同様な特性のミキサが使用される。

（３）ＣＰＦＳＫ方式の場合（Ｓは一定）この場合に使
用することがてきる復調回路の構成例を第６図に示す。

この復調回路は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢ
カプラ２６と、３ｄＢカプラ２６の出力信号の一方を所
定遅延時間τ遅延させるτ遅延回路２８と、３ｄＢカプ
ラ２６の出力信号の他方とｒ遅延回路２８の出力信号と
を乗算する乗算器３０とを備えて構成されでいる。ＣＰ
ＦＳＫ方式が適用されている場合、上記所定遅延時間Ｔ
は変調指数ｍに応じて次のように設定する。

ここで、変調指数ｍは周波数偏移量が伝送信号のビット
レートに相当するものであるどきに１となるものであり
、この変調指数ｍは通常０．５以上の値に設定される。

τ＝１／（２ｍＢ）　　　　　　　・・・αωこの場合
、第６図に示された復調回路は周波数弁別機能を有し、
その弁別曲線は第８図に３４で示すようになる。第８図
において３６で示されるのは中間周波信号のスペクトル
であり、同スペクトルにおいてｆＳ　はスペース時の周
波数、ｆｍ　はマーク時の周波数である。スペクトル３
６と周波数弁別曲線３４との相対関係から、復調効率を
最大にするためには、次式を満足するように中間周波信
号の中心周波数を設定すれば良いことになる。

ｆｅ＝（２ｎ＋１）／　４τ ＝（２ｎ＋１）ｍＢ／２　　（ｎは自然数）・・・αω
また、アップコンバートされた信号を復調して得られる
ベースバンド信号とアップコンバートされなかった中間
周波信号を復調して得られるベースバンド信号とが同じ
になるようにするために、アップコンバートされた信号
の中心周波数が次式を満足するようにする。

ｆｃ　＋Δ　ｆ ＝（２ｎ＋　１）ｍＢ／　２−ｉ−２ｋｍＢ（ｋは自然
数）　　　　　　　　　・・・０７）αω式を満足する
アップコンバートされた信号のスペクトルの例を第９図
に３５で示す。アップコンバートされた信号の中心周波
数がＧ力式を満足するためには、次式を満足するよう１
に発振器４の発振周波数を設定する。

Δ　ｆ　＝　２　　ｋｍＢ （ｋはｋｍ≧１を満足する自然数）　　　・・・０ＩＩ
Ｄここで、ｋｍ≧１という条件が付加されている理由は
次の通りである。即ち、これまでの記載からも明らかな
ように、Δｆが２Ｂ以上でないと、２つの偏波成分に対
応する中間周波信号間のビート雑音によりベースバンド
信号が劣化するから、ｋｍ＝１を満足するように周波数
シフト量を設定するものである。

ＣＰＦＳＫ方式が適用される場合に使用することができ
る復調回路の他の構成例を第７図に示す。

この復調回路は、第６図に示された復調回路の構成にお
いて、３ｄＢカプラ２６に代えて、入力信号を等分配す
ると共に９０°の位相差を与えて出力する９０°ハイブ
リッド３ｄＢカプラ３２を備えて構成されている。この
場合、周波数弁別曲線は、第８図に３８で示すように、
第６図に示された復調回路の周波数弁別曲線３４を周波
数軸上にｍＢ／２だけ平行移動させたものとなる。この
場合に復調効率を最大にするための条件は００式に変わ
って次のようになる。

ｆｃ＝ｎｍＢ　（ｎは自然数）　　・・・αつ尚、周波
数シフト量Δｆについての条件式α印はそのままである
。

次に、周波数シフトされた信号としてイメージ信号を用
いる場合について説明する。中間周波信号をミキサ６に
より周波数シフトする際に、発振器４の発振周波数を２
ｆｃ＋Δｆ又は２ｆｃ−Δｆに設定しても、（３）式に
準じた信号を得ることができることは、前述した通りで
ある（第２図（ｂ）Ｉｃ））。

通常の場合と同様に（１）式で表されるＥｘ　を周波数
シフトしたとすると、その信号は次式で表される。

Ｅｘ　　＝　５Ａｃｏｓ　　〔２π（ｆｃ＋　Δｆ）を
−φ（ｔ）　　Ｅ　　　・ｃａこの式は、第２図（ｂ）
の説明に沿ってイメージ信号を用いて中間周波信号をア
ップコンバートしたときの信号を表している。第２図（
Ｃ）の説明に沿ったダウンコンバートの場合も同様であ
るからダウンコンバートについての説明は省略する。（
４）式及びこれまでの説明から、ＡＳＫ方式に関しては
通常の場合と同様であるが、ＤＰＳＫ方式及びＣＰＦＳ
Ｋ方式に関しては位相反転を考慮する必要があることが
明らかである。

（４）ＤＰＳＫ方式でイメージ信号を用いる場合この場
合にも通常の場合と同様にＶ’　−Ｅ　（ｔ）ｘＥ　（
ｔ＋Ｔ）が検出され、これを展開すると次のようになる
。

Ｖ’　＝’／２Ｓ２Ａ”ＣＯ６［２π（ｆｃ＋Δｆ）Ｔ
−φ（ｔ＋Ｔ）＋φ（ｔ）〕＋’／２Ｓ２（１−Ａ’）
ｃｏｓ　［：２πｆｃＴ＋φ（ｔ＋Ｔ）−φ（Ｔ）〕＋
　・・・　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　・・・（２１）従って、復調回路の復調効率を最大
にするための条件は通常の場合と同様に（９）式及び０
０式となるから、ｎ、１の偶奇性が揃っていれば通常の
場合と同様の議論が通用することになる。よって、ＤＰ
ＳＫ方式でイメージ信号を用いる場合には、０２）式及
びαつ式を満足するように中間周波信号の中心周波数及
び発振器４の発振周波数を設定することによって、偏波
に依存しないベースバンド信号を得ることができる。

（５）ＣＰＦＳＫ方式でイメージ信号を用いる場合 この場合、復調効率を最大にするための条件は通常の場
合と同様００て与えられる。しかし、（イ）式を考慮す
ると、アップコンバートされた信号において周波数の高
低が逆転していることから、アップコンバートされた信
号を復調して得られるベースバンド信号とアップコンバ
ートされ？Ｑかった中間周波信号を復調して得られるベ
ースバンド信号とが同じになるための条件は、ＯＤ式に
変わって次のようになる。

ｆｃ＋△　ｆ　＝（２ｎ＝、１）ｍＢ／　２＋（２ｋ　
−１）ｍＢ（ｋは自然数）・・・（２２） （２２）式を満足するアップコンバートされた信号のス
ペクトルの例を第９図に３７で示す。（２２）式か△　
ｆ　−（２ｋ　−１）　　ｍＢ　　　　　　　−（２３
）となる。Δｆの値は通常の場合と同様に２Ｂ以上であ
ることが要求されるので、（２３）式におけるｋは、 （２ｋ−１）ｍ≧２ を満足する自然数である。

Ｓ／Ｎ比に関しては、これまでに説明した動作原理から
、従来技術と比較して劣化する恐れがないことは明らか
である。また、加算器１２ｋ入力する２系統の信号の周
波数領域が分離されているので、復調回路がこれまでに
説明したように乗算器を備えている場合には、この乗算
器の二乗特性による重み付は作用の結果、偏波状態の変
動に起因する２系列の信号比の変動に伴ってＳ／Ｎ比が
変動する恐れはなくなる。

実　　施　　例 以下本発明の詳細な説明する。

この発明を実施する場合、広帯域の信号を受信するため
に広帯域なミキサが必要になるので、比較的低ピットレ
ー）（ＩＧｂ／ｓ以下）のシステム、例えばコヒーレン
ト光周波数多重伝送を行うための加入者システムにこの
発明を適用することが有効である。

第１０図は本発明の実施例を示す光ヘテロダイン偏波ダ
イバーシティ受信器のブロック図である。

４０は例えば半導体レーザを用いて構成される局発光源
であり、この局発光源４０においては半導体レーザのバ
イアス電流を調整すること等によりレーザ発振の周波数
を調整することができるようになっている。

光−電気変換部２は例えば次のような構成である。即ち
この例では光−電気変換部２は、信号光及び局発光をそ
れぞれ偏波面が直交する偏波成分に分離して出力する第
１及び第２の偏波分離器４２．４４と、これらの分離器
からの同一偏波面を有する偏波成分同士を加え合わせる
と共に分配してそれぞれ出力する第１及び第２の光カプ
ラ４６゜４８と、これらの光カプラからの光をそれぞれ
光−電気変換して中間周波信号を出力する第１及び第２
の光検波回路５０．５２とを備えて構成されている。光
カプラ４６，４８として定偏波ファイバカプラを用いる
ことにより、光検波回路５０゜５２ｋそれぞれ入力する
光の偏波状態を特定することができる。

第１１図に光検波回路５０．５２の構成例を示す。この
例では、光検波回路５０．５２はそれぞれ単一のＰＩＮ
フォトダイオード等の受光素子５６を備えており、受光
素子５６は第１及び第２の光カプラ４６，４８により分
配された光のそれぞれ一方を受光するようにされている
。受光素子５６には通常通り逆バイアスが与えられてお
り、受光素子５６に生じた光電流は負荷抵抗５８を流れ
る。受光素子５６と負荷抵抗５８の接続点の電位変化と
して生じる中間周波信号は、フロントエンド増幅器６０
によって増幅されて光検波回路５０゜５２から出力され
る。光学的な構成が許されるならば、光カブラ４６．４
８により分配された光の両方を単一の受光素子５６で受
光するようにしても良い。

光検波回路５０．５２の他の例として、二重平衡型の光
検波回路（ＤＢＯＲ）の構成例を第１２図に示す。第１
２図（ａ）に示された構成は、ＰＩＮフォトダイオード
等からなる実質的に同一特性の２つの受光素子６２．６
４に生じた光電流変化を電圧変化として取り出し、それ
ぞれフロントエンド増幅器６６．６８で増幅した後減算
器７０で減算処理するようにしたものである。この構成
において、受光素子６２．６４にそれぞれ入射する光の
光カプラからの光路長を等しく設定しておくと、光カプ
ラにおける光位相の逆転の結果、受光素子６２．６４に
入力する信号成分は逆相となり、局発光の強度雑音成分
は同相となる。従って信号成分は相加され、強度雑音成
分は相殺され、局発光の強度雑音の影響を抑制すること
ができる。また、光カブラで分配された光の両方を無駄
なく用いることができるので、受信゛感度の改善を図る
上で有利である。第１２図（ｂ）に示すように、同じく
同一特性の受光素子６２．６４を直列接続し、接続点の
電位変化をフロントエンド増幅器７２ｋより増幅して出
力するようにしても良い。

第１Ｏ図に示された光−電気変換部２の構成においては
、信号光と局発光の干渉効率を高めるために、信号光及
び局発光の双方について偏波分離を行った後、同−偏波
成分毎に光検波を行っているが、高い受信感度を維持す
ることよりも構成の簡略化を優先するような場合には、
局発光を偏波分離せずに、局発光を円偏波にするか、或
いは、局発光を偏波分離された信号光の偏波面に対して
４５°傾斜した偏波面を有する直線偏波にして、これら
円偏波或いは直線偏波を信号光の偏波成分にそれぞれ加
え合わせて光検波するようにしても良い。また、この例
では、信号光及び局発光を偏波分離した後に加え合わせ
ると共に分配しているが、信号光及び局発光を加え合わ
せると共に分配した後に偏波分離するようにしても良い
。

この実施例では、復調回路１４に入力する信号を増幅す
る利得可変増幅器７４と、復調回路１４に入力する信号
のパワーを検出して該パワーが一定となるように利得可
変増幅器７４の利得を制御する自動利得制御回路７６と
が備えられており、ＡＧＣ制御がなされるようになって
いる。

加算器１２で加算された後の信号のパワーを測定すると
、両偏波成分に対応した中間周波信号のパワーを加算し
た偏波状態に依存しない値が得られる。この値は受信し
た信号光のパワーに比例しているので、上述のＡＧＣ制
御を行うことによって、復調回路１４への入力レベルを
一定に保つことができる。この場合、帯域の広い増幅器
７４が必要になるが、第１７図で説明したＡＧＣ制御と
比較して、増幅器の数が減少し、しかも制御が容易にな
る。ＡＳＫ方式の場合には、復調信号そのものをＡＧＣ
の制御信号に用いることができるが、確実なＡＧＣ制御
を行うためには、ベースバンド信号に対して行われる通
常のＡＧＣ制御と同様に、マーク率変動に対する補償を
行うことが望ましい。

ＤＰＳＫ方式、ＣＰＦＳＫ方式の場合には、マーク率に
応じて中間周波信号のパワーが変動しないので上記補償
は不要である。復調回路１４における乗算器のダイナミ
ックレンジが高い場合には、ＡＧＣ制御を復調信号に対
して行うこともできるが、一般には、２つの振幅の大き
く変動する信号が入力する上記乗算器のダイナミックレ
ンジには制限があるので、この実施例のように合成され
た中間周波信号に対してＡＧＣ制御を行うことが望まし
い。このように復調回路１４の前段でＡＧＣ制御を行っ
た場合、ＡＧＣ制御を行わないか或いは復調回路１４の
後段でＡＧＣ制御を行った場合と比較して、復調回路１
４の乗算器のダイナミックレソンが小さくて足りるよう
になる。

また、この実施例では、復調回路１４に入力する信号を
周波数弁別する周波数弁別器７８と、周波数弁別器の出
力が一定となるように局発光の周波数を制御する自動周
波数制御回路８０とが備えられており、これによりＡＦ
Ｃ制御がなされるようになっている。

ＡＦＣ制御を行うことによって、信号光や局発光の周波
数変動に関わらず中心周波数が一定な中間周波信号を得
ることができる。

いま、例えば、変調速度がＩ　Ｇｂ／ｓのＣＰＦＳＫ方
式（変調指数ｍ＝１）が適用されている場合を想定する
。この場合、信号光は例えば送信側で半導体レーザを直
接変調することによって得られたものである。この信号
光が第１０図に示された受信器に入力すると、まず、偏
波分離器４２ｋよって偏波面が直交する２偏波成分に分
けられる。それぞれの偏波成分は、光カプラ４６，４８
においてそれぞれ同一偏波面の局発光と加え合わされて
、光検波回路５０．５２で光検波される。光検波によっ
て得られた中間周波信号の中心周波数は、００式に従っ
て、例えば２．　５ＧＨｚ　　（ｎ＝２の場合）に設定
されている。一方の光検波回路５０からの中間周波信号
は、第１の帯域通過フィルタ８に入力する。第１の帯域
通過フィルタ８の通過帯域の中心周波数は中間周波信号
の中心周波数に対応させて２．　５ＧＨｚ　に設定され
ている。他方の光検波回路５２からの中間周波信号は、
ミキサ６を経て例えばアップコンバートされて第２の帯
域通過フィルタ１０に入力する。第２の帯域通過フィル
タ１０の通過帯域の中心周波数は例えば４．　５ＧＨｚ
に設定されている。第１Ｒび第２の帯域通過フィルタ８
．１０の通過帯域幅は例えば２．　５ＧＨｚ　に設定さ
れる。中間周波信号のアップコンバートに際してサイド
バンドがアップコンバートされた信号のベースバンド帯
域に掛かることを防止するために、アップコンバートす
る前に、即ちミキサ６の上流側で適当な帯域通過フィル
タを用いて信号帯域を制限しておくことも有効である。

２つの光検波回路５０．５２ｋ等分された偏波成分が入
力しているときの第１及び第２の帯域通過フィルタ８．
１０の出力パワーが等しくなるように、アップコンバー
トされて第２の帯域通過フィルタ１０に入力する信号の
パワーを調整しておくと良い。

実際には、復調回路出力が等しくなるように調整してお
くことがミキサの特性を補償する上で有効である。

第１及び第２の帯域通過フィルタ８，１０からの信号は
、加算器１２で合成された後、ＡＧＣ制御をなされて復
調回路１４に入力する。自動利得制御回路７６における
パワー検出は、例えばショットキバリアダイオード等の
二乗特性を用いて行うことができる。

復調回路１４としては、例えば第６図に示された構成の
ものが使用される。遅延時間τは５００ｐｓに設定され
、この場合周波数弁別曲線の零点を与える周波数は、２
．５ＧＨｚ　、　　３．　５Ｇ）Ｉｚ　、　　４゜５Ｇ
Ｈｚ　、　　５．　５ＧＨｚ　、・・・となる。従って
、例えば、中心周波数が２．　５ＧＨｚ　の信号と中心
周波数が４゜５　ＧＨｚの信号に対して同一の周波数弁
別特性が与えられる。復調信号は、アップコンバートさ
れた信号に基づく復調信号とアップコンバートされなか
った中間周波信号に基づく復調信号とが加算された形で
出力されるので、偏波状態に依存しない出力を得ること
ができる。復調信号はベースバンド回路５４に入力し、
ここで識別処理等の処理が行われる。

ＡＦＣ制御に関しては、周波数弁別器７８に入力する信
号が周波数軸上で分離されていることから、これに対処
することが要求される。信号光及び／又は局発光の周波
数が変化すると、通常の場合には、アンプコンバートさ
れた信号の周波数変化とアンプコンバートされていない
中間周波信号の周波数変化とは同一方向である。つまり
、アップコンバートされた信号の周波数が増大したとき
には、アップコンバートされていない中間周波信号の周
波数も増大する。これに対して、イメージ信号を用いる
場合には、アップコンバートされた信号の周波数変化と
アップコンバートされていない中間周波信号の周波数変
化とは逆方向である。

つまり、アップコンバートされた信号の周波数が増大し
たときには、アップコンバートされていない中間周波信
号の周波数は減少する。従って、通常の場合には、周波
数弁別器７８としては、第１３図（ａ）に示すように、
周波数ｆｃ　及びｆｃ　＋Δｆにおいて、周波数弁別出
力Ｖが零であり且つ周波数弁別曲線の傾きの符号が同一
である周波数弁別特性を有しているものが使用される。

この場合において、ダウンコンバートであるときには、
周波数ｆｅ及びｆｃ−Δｆにおいて、周波数弁別出力が
零であり且つ周波数弁別曲線の傾きの符号が同一である
周波数弁別特性を有しているものが使用される。一方、
イメージ信号を用いる場合には、周波数弁別器７８とし
ては、第１３図（ｂ）に示すように、周波数ｆｅ　及び
ｆｃ　＋Δｆ　（アップコンバートのとき）又は周波数
ｆｃ及びｆｃ　−Δｆ　（ダウンコンバートのとき〉に
おいて、周波数弁別出力が零であり且つ周波数弁別曲線
の傾きの符号が逆である周波数弁別特性を有しているも
のが使用される。

この実施例では、ＡＧＣ制御された信号を周波数弁別器
７８に入力しているので、周波数弁別器７８への入力信
号の振幅の変動を考慮する必要はないが、ＡＧＣ制御さ
れていない信号等に基づきＡＦＣ制御を行う場合には、
入力信号の振幅が変動したとしても周波数弁別特性の零
点が変動しないような周波数弁別器を用いることが望ま
しい。

このような周波数弁別器は、例えば出力電圧が入力信号
の二乗になるような特性を持たせることにより実現され
る。

第■３図に示された出力特性を得るのに適した周波数弁
別器７８として、コスタスループ型周波数弁別器がある
。その構成例を第１４図に示す。

このコスタスループ型周波数弁別器は、入力信号を等分
配して出力する第１の３ｄＢカプラ８２と、この３ｄＢ
カプラの出力信号の一方を等分配して出力する第２の３
ｄＢカプラ８４と、第２の３ｄＢカプラ８４の出力信号
の一方を所定遅延時間τ１遅延させる第１の遅延回路８
６と、第２の３ｄＢカプラ８４の出力信号の他方と第１
の遅延回路８６の出力信号とを乗算する第１の乗算器８
８と、第１の３ｄＢカブラ８２の出力信号の他方を等分
配すると共に９０°の位相差を与えて出力する９０°ハ
イブリッド３ｄＢカプラ９０と、このカプラ９０の出力
信号の一方を所定遅延時間τ２遅延させる第２の遅延回
路９２と、９０°ハイブリッド３ｄＢカプラ９０の出力
信号の他方と第２の遅延回路９２の出力信号とを乗算す
る第２の乗算器９４と、第１及び第２の乗算器８８．９
４の出力信号を乗算する第３の乗算器９６とを備えて構
成されている。

この実施例ではＣＰＦＳＫ方式が適用されているので、
τ１　、τ２は復調回路におけるτと同様に、１／（２
ｍＢ）に設定される。この場合に得られる周波数弁別曲
線と各信号のスペクトルとの相対関係の例を第１５図に
示す。５ｍＢ／２　（２゜５Ｇ）Ｉｚ　）及び９ｍＢ／
２　（４，５ＧＨｚ　）において同一の周波数弁別特性
が得られており（第１３図（ａ）に対応）、これらの周
波数はそれぞれアップコンバートされていない中間周波
信号の中心周波数とアップコンバートされた信号の中心
周波数とに一致している。このように、コスタスループ
型周波数弁別器を用いることによって、ＣＰＦＳＫ方式
におけるＡＦＣ制御が可能になると共に、マーク率変動
に関わらず正確なＡＦＣ制御を行うことができるように
なる。

コスタスループ型周波数弁別器を用いる場合であって、
ＡＳＫ方式又はＤＰＳＫ方式が適用される場合には、第
１及び第２の遅延回路８６．９２の遅延時間ｒｌ＋　　
τ２は１／Ｂに設定する。

変調指数が大きい場合に使用することができる周波数弁
別器７８の構成例を第１６図に示す。この周波数弁別器
は、入力信号を等分配すると共に９０”の位相差を与え
て出力する９０°ハイブリッド３ｄＢカプラ９８と、こ
のカプラの出力信号の一方を所定遅延時間遅延させる遅
延回路１００と、上記カプラの出力信号の他方と遅延回
路１００の出力信号とを乗算する乗算器１０２とを備え
て構成されている。この実施例では、遅延回路１００の
遅延時間をｉｎｓに設定することによって、コスタスル
ープ型周波数弁別器を用いた場合と同様の周波数弁別特
性を実現することができる。

周波数弁別器７８は、上述した例の他に、フィルタ等を
用いて帯域毎に周波数弁別曲線を設定するようにして構
成することもできる。

イメージ信号を用いる場合には、発振器４の発振周波数
を８ＧＨｚ　　（＝２　ｆｃ＋３ＧＨｚ　）に設定し、
中間周波信号の中心周波数を５．　５ＧＨｚ　　（＝８
−ｆｃ　）に設定すると良い。

発明の効果 この発明の効果は実施例等の説明から明らかであるが、
そのうち基本構成にかかる部分を確認的に明らかにすれ
ば次のようになる。即ち、この発明によると、偏波成分
毎に得られた信号を中間周波信号段で台底するに際して
、中間周波信号の位相整合が不要でしかも重み付は加算
が不要な光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器の提
供が可能になるという効果を奏する。その結果、受信器
の構成が簡略化され、低コストで高信頼な受信器の提供
が可能になり、光伝送技術の発展に寄与するところが大
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受
信器の基本構成を示す図、 第２図は周波数変換の説明図、 第３図は各信号のスペクトルの一例を説明するための図
、 第４図乃至第６図はそれぞれＡＳＫ方式、ＤＰＳＫ方式
及びＣＰＦＳＫ方式に適用可能な復調回路の構成例を示
す図、 第７図はＣＰＦＳＫ方式に適用可能な復調回路の他の構
成例を示す図、 第８図はＣＰＦＳＫ方式に適用される復調回路の周波数
弁別特性とｆｅ　の設定例とを説明するための図、 第９図は第６図に示された復調回路の周波数弁別特性と
Δｆの設定例とを説明するための図、第１０図は本発明
の実施例を示す光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信
器のブロック図、第１１図は光検波回路の構成例を示す
図、第１２図は光検波回路の他の構成例（二重平衡型）
を示す図、 第１３図はＡＦＣ制御用の周波数弁別器の出力特性の例
を示す図、 第１４図はＡＦＣ制御用の周波数弁別器の構成例（コス
タスループ型）を示す図、 第１５図は第１４図に示された周波数弁別器をＣＰＦＳ
Ｋ方式に適用したときの周波数弁別曲線と各信号のスペ
クトルとの相対関係の例を示す図、第１６図はＡＦＣ制
御用の周波数弁別器の他の構成例を示す図、 第１７図及び第１８図は従来技術の説明図である。 １２・・・加算器、 １４・・・復調回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、信号光を偏波面が直交する偏波成分毎に局発光と共
   に光−電気変換して上記信号光の周波数と上記局発光の
   周波数の差に相当する周波数の２つの中間周波信号を上
   記偏波成分毎に出力する光−電気変換部（２）と、 所定の発振周波数で発振する発振器（４）と、上記２つ
   の中間周波信号のいずれか一方と上記発振器（４）の出
   力信号とを混合するミキサ（６）と、上記２つの中間周
   波信号の他方と上記ミキサ（６）の出力信号とがそれぞ
   れ入力する第１及び第２の帯域通過フィルタ（８、１０
   ）と、 該第１及び第２の帯域通過フィルタ（８、１０）の出力
   信号を合成する加算器（１２）と、 該加算器（１２）からの信号に基づき復調を行う復調回
   路（１４）とを備えたことを特徴とする光ヘテロダイン
   偏波ダイバーシティ受信器。 ２、請求項１に記載の受信器において、 上記中間周波信号の中心周波数をｆ＿ｃとし、上記発振
   器（４）の発振周波数をΔｆとするときに、上記第１の
   帯域通過フィルタ（８）の通過帯域の中心周波数はｆ＿
   ｃであり、上記第２の帯域通過フィルタ（１０）の通過
   帯域の中心周波数はｆ＿ｃ＋Δｆであることを特徴とす
   る光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。 ３、請求項２に記載の受信器において、 上記第２の帯域通過フィルタ（１０）の通過帯域の中心
   周波数はｆ＿ｃ＋Δｆに代えてｆ＿ｃ−Δｆであること
   を特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器
   。 ４、請求項１に記載の受信器において、 上記中間周波信号の中心周波数をｆ＿ｃとし、上記発振
   器（４）の発振周波数を２ｆ＿ｃ＋Δｆとするときに、 上記第１の帯域通過フィルタ（８）の通過帯域の中心周
   波数はｆ＿ｃであり、 上記第２の帯域通過フィルタ（１０）の通過帯域の中心
   周波数はｆ＿ｃ＋Δｆであることを特徴とする光ヘテロ
   ダイン偏波ダイバーシティ受信器。 ５、請求項４に記載の受信器において、 上記発振器（４）の発振周波数を２ｆ＿ｃ＋Δｆに代え
   て２ｆ＿ｃ−Δｆとするときに、上記第２の帯域通過フ
   ィルタ（１０）の通過帯域の中心周波数はｆ＿ｃ＋Δｆ
   に代えてｆ＿ｃ−Δｆであることを特徴とする光ヘテロ
   ダイン偏波ダイバーシティ受信器。 ６、請求項２又は３に記載の受信器において、信号光の
   変調方式はＡＳＫ方式であり、 上記復調回路（１４）は、入力信号を等分配して出力す
   る３ｄＢカプラ（１６）と、該３ｄＢカプラ（１６）の
   出力信号を乗算する乗算器（１８）とを備えており、伝
   送信号のビットレートをＢとするときに、Δｆ≧２Ｂ を満足するように上記発振器（４）の発振周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 ７、請求項４又は５に記載の受信器において、信号光の
   変調方式はＡＳＫ方式であり、 上記復調回路（１４）は、入力信号を等分配して出力す
   る３ｄＢカプラ（１６）と、該３ｄＢカプラ（１６）の
   出力信号を乗算する乗算器（１８）とを備えており、伝
   送信号のビットレートをＢとするときに、Δｆ≧２Ｂ を満足するように上記発振器（４）の発振周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 ８、請求項２又は３に記載の受信器において、信号光の
   変調方式はＤＰＳＫ方式であり、上記復調回路（１４）
   は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢカプラ（２０
   ）と、該３ｄＢカプラ（２０）の出力信号の一方を伝送
   信号の１タイムスロットに相当する時間Ｔ遅延させるＴ
   遅延回路（２２）と、上記３ｄＢカプラ（２０）の出力
   信号の他方と上記Ｔ遅延回路（２２）の出力信号とを乗
   算する乗算器（２４）とを備えており、 伝送信号のビットレートをＢとするときに、ｆ＿ｃ＝（
   １／２）ｎＢ（ｎは３以上の自然数）を満足するように
   上記中心周波数が設定され、Δｆ＝ｋＢ（ｋは２以上の
   自然数） を満足するように上記発振器（４）の発振周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 ９、請求項４又は５に記載の受信器において、信号光の
   変調方式はＤＰＳＫ方式であり、上記復調回路（１４）
   は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢカプラ（２０
   ）と、該３ｄＢカプラ（２０）の出力信号の一方を伝送
   信号の１タイムスロットに相当する時間Ｔ遅延させるＴ
   遅延回路（２２）と、上記３ｄＢカプラ（２０）の出力
   信号の他方と上記Ｔ遅延回路（２２）の出力信号とを乗
   算する乗算器（２４）とを備えており、 伝送信号のビットレートをＢとするときに、ｆ＿ｃ＝（
   １／２）ｎＢ（ｎは３以上の自然数）を満足するように
   上記中心周波数が設定され、Δｆ＝ｋＢ（ｋは２以上の
   自然数） を満足するように上記発振器（４）の発振周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 １０、請求項２又は３に記載の受信器において、信号光
   の変調方式はＣ−ＰＦＳＫ方式であり、上記復調回路（
   １４）は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢカプラ
   （２６）と、該３ｄＢカプラ（２６）の出力信号の一方
   を所定遅延時間τ遅延させるτ遅延回路（２８）と、上
   記３ｄＢカプラ（２６）の出力信号の他方と上記τ遅延
   回路（２８）の出力信号とを乗算する乗算器（３０）と
   を備えており、 伝送信号のビットレートをＢ、当該変調指数をｍとする
   ときに、 τ＝１／（２ｍＢ） を満足するように上記所定遅延時間が設定され、ｆ＿ｃ
   ＝（２ｎ＋１）ｍＢ／２（ｎは自然数）を満足するよう
   に上記中間周波信号の中心周波数が設定され、 Δｆ＝２ｋｍＢ（ｋはｋｍ≧１を満足する自然数）を満
   足するように上記発振器（４）の発振周波数が設定され
   ていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシ
   ティ受信器。 １１、請求項１０に記載の受信器において、上記３ｄＢ
   カプラ（２６）に代えて、入力信号を等分配すると共に
   ９０°の位相差を与えて出力する９０°ハイブリッド３
   ｄＢカプラ（３２）を備え、ｆ＿ｃ＝（２ｎ＋１）ｍＢ
   ／２（ｎは自然数）に代えて、 ｆ＿ｃ＝ｎｍＢ（ｎは自然数） を満足するように上記中間周波信号の中心周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 １２、請求項４又は５に記載の受信器において、信号光
   の変調方式はＣＰＦＳＫ方式であり、上記復調回路（１
   ４）は、入力信号を等分配して出力する３ｄＢカプラ（
   ２６）と、該３ｄＢカプラの出力信号の一方を所定遅延
   時間τ遅延させるτ遅延回路（２８）と、上記３ｄＢカ
   プラ（２６）の出力信号の他方と上記τ遅延回路（２８
   ）の出力信号とを乗算する乗算器（３０）とを備えてお
   り、 伝送信号のビットレートをＢ、当該変調指数をｍとする
   ときに、 τ＝１／（２ｍＢ） を満足するように上記所定遅延時間が設定され、ｆ＿ｃ
   ＝（２ｎ＋１）ｍＢ／２（ｎは自然数）を満足するよう
   に上記中間周波信号の中心周波数が設定され、 Δｆ＝（２ｋ−１）ｍＢ （ｋは（２ｋ−１）ｍ≧２を満足する自然数）を満足す
   るように上記発振器（４）の発振周波数が設定されてい
   ることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ
   受信器。 １３、請求項１２に記載の受信器において、上記３ｄＢ
   カプラ（２６）に代えて、入力信号を等分配すると共に
   ９０°の位相差を与えて出力する９０°ハイブリッド３
   ｄＢカプラ（３２）を備え、ｆ＿ｃ＝（２ｎ＋１）ｍＢ
   ／２（ｎは自然数）に代えて、 ｆ＿ｃ＝ｎｍＢ（ｎは自然数） を満足するように上記中間周波信号の中心周波数が設定
   されていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 １４、請求項１乃至１３のいずれかに記載の受信器にお
   いて、 上記復調回路（１４）に入力する信号を増幅する利得可
   変増幅器（７４）と、 上記復調回路（１４）に入力する信号のパワーを検出し
   て該パワーが一定となるように上記利得可変増幅器（７
   ４）の利得を制御する自動利得制御回路（７６）とを備
   えたことを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシテ
   ィ受信器。 １５、請求項１乃至１４のいずれかに記載の受信器にお
   いて、 上記復調回路（１４）に入力する信号を周波数弁別する
   周波数弁別器（７８）と、 該周波数弁別器（７８）の出力が一定となるように上記
   局発光の周波数を制御する自動周波数制御回路（８０）
   とを備えたことを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバ
   ーシティ受信器。 １６、請求項６、８、１０又は１１に記載の受信器にお
   いて、 請求項１４に記載の利得可変増幅器（７４）及び自動利
   得制御回路（７６）並びに請求項１５に記載の周波数弁
   別器（７８）及び自動周波数制御回路（８０）を備え、 上記周波数弁別器（７８）は、周波数ｆ＿ｃ及びｆ＿ｃ
   ＋Δｆ又は周波数ｆ＿ｃ及びｆ＿ｃ−Δｆにおいて、周
   波数弁別出力が零であり且つ周波数弁別曲線の傾きの符
   号が同一である周波数弁別特性を有していることを特徴
   とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。 １７、請求項７、９、１２又は１３に記載の受信器にお
   いて、 請求項１４に記載の利得可変増幅器（７４）及び自動利
   得制御回路（７６）並びに請求項１５に記載の周波数弁
   別器（７８）及び自動周波数制御回路（８０）を備え、 上記周波数弁別器（７〜８）は、周波数ｆ＿ｃ及びｆ＿
   ｃ＋Δｆ又は周波数ｆ＿ｃ及びｆ＿ｃ−Δｆにおいて、
   周波数弁別出力が零であり且つ周波数弁別曲線の傾きの
   符号が逆である周波数弁別特性を有していることを特徴
   とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。 １８、請求項１６又は１７に記載の受信器において、 上記周波数弁別器（７８）は、入力信号を等分配して出
   力する第１の３ｄＢカプラ（８２）と、該第１の３ｄＢ
   カプラ（８２）の出力信号の一方を等分配して出力する
   第２の３ｄＢカプラ（８４）と、該第２の３ｄＢカプラ
   （８４）の出力信号の一方を所定遅延時間τ＿１遅延さ
   せる第１の遅延回路（８６）と、上記第２の３ｄＢカプ
   ラ（８４）の出力信号の他方と上記第１の遅延回路（８
   ６）の出力信号とを乗算する第１の乗算器（８８）と、
   上記第１の３ｄＢカプラ（８２）の出力信号の他方を等
   分配すると共に９０°の位相差を与えて出力する９０°
   ハイブリッド３ｄＢカプラ（９０）と、該９０°ハイブ
   リッド３ｄＢカプラ（９０）の出力信号の一方を所定遅
   延時間τ＿２遅延させる第２の遅延回路（９２）と、上
   記９０°ハイブリッド３ｄＢカプラ（９０）の出力信号
   の他方と上記第２の遅延回路（９２）の出力信号とを乗
   算する第２の乗算器（９４）と、上記第１及び第２の乗
   算器（８８、９４）の出力信号を乗算する第３の乗算器
   （９６）とを備えたコスタスループ型周波数弁別器であ
   ることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ
   受信器。 １９、請求項１８に記載の受信器において、該請求項に
   おいて引用される請求項１６又は１７において引用され
   る請求項は請求項６乃至９のいずれかであり、 上記所定遅延時間τ＿１及びτ＿２は１／Ｂであること
   を特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器
   。 ２０、請求項１８に記載の受信器において、該請求項に
   おいて引用される請求項１６又は１７において引用され
   る請求項は請求項１０乃至１３のいずれかであり、 上記所定遅延時間τ＿１及びτ＿２は１／（２ｍＢ）で
   あることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシテ
   ィ受信器。 ２１、請求項１６又は１７に記載の受信器において、 上記周波数弁別器（７８）は、入力信号を等分配すると
   共に９０°の位相差を与えて出力する９０°ハイブリッ
   ド３ｄＢカプラ（９８）と、該９０°ハイブリッド３ｄ
   Ｂカプラ（９８）の出力信号の一方を所定遅延時間遅延
   させる遅延回路（１００）と、上記９０°ハイブリッド
   ３ｄＢカプラ（９８）の出力信号の他方と上記遅延回路
   （１００）の出力信号とを乗算する乗算器（１０２）と
   を備えていることを特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイ
   バーシティ受信器。 ２２、請求項１乃至２１のいずれかに記載の受信器にお
   いて、 上記光−電気変換部（２）は、信号光及び局発光をそれ
   ぞれ偏波面が直交する偏波成分に分離して出力する第１
   及び第２の偏波分離器（４２、４４）と、該第１及び第
   ２の偏波分離器（４２、４４）からの同一偏波面を有す
   る偏波成分同士を加え合わせると共に分配してそれぞれ
   出力する第１及び第２の光カプラ（４６、４８）と、該
   第１及び第２の光カプラ（４６、４８）からの光をそれ
   ぞれ光−電気変換して中間周波信号を出力する第１及び
   第２の光検波回路（５０、５２）とを備えていることを
   特徴とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。 ２３、請求項２２に記載の受信器において、上記第１及
   び第２の光検波回路（５０、５２）はそれぞれ単一の受
   光素子（５６）を備え、該受光素子（５６）は上記第１
   及び第２の光カプラ（４６、４８）により分配された光
   のそれぞれ一方を受光するようにされていることを特徴
   とする光ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。 ２４、請求項２２に記載の受信器において、上記第１及
   び第２の光検波回路（５０、５２）はそれぞれ一対の受
   光器（６２、６４）を備えて二重平衡型に構成されてお
   り、該一対の受光器（６２、６４）は上記第１及び第２
   の光カプラ（４６、４８）により分配された光のそれぞ
   れ両方を受光するようにされていることを特徴とする光
   ヘテロダイン偏波ダイバーシティ受信器。