JPH02119416A - 二方向性モノリシックスイッチ - Google Patents

二方向性モノリシックスイッチ

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JPH02119416A
JPH02119416A JP1224300A JP22430089A JPH02119416A JP H02119416 A JPH02119416 A JP H02119416A JP 1224300 A JP1224300 A JP 1224300A JP 22430089 A JP22430089 A JP 22430089A JP H02119416 A JPH02119416 A JP H02119416A
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transistor
switch
power
voltage
terminal
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JP1224300A
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Bruno Nadd
ブリュノ・ナド
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SGS Thomson Microelectronics SA
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明はパワー二方向性スイッチの分野に関する。こ
れはより特定的に新しい形式のモノリシック二方向性ス
イッチに適用される。
この技術において、唯一存在するモノリシック二方向性
スイッチはトライアックであり、その利点および不利点
は周知である。トライアックの欠点の１つはそこを流れ
る電流のゼロ交差の間のみ阻止可能であるということが
注目されるべきである。したがって負荷短絡の場合、ト
ライアックを阻止することは不可能である。
こうして、多数の応用において、トライアックの欠点を
考えると、たとえば整流性ブリッジに配置されるサイリ
スタまたはＭＯＳトランジスタまたはパワーバイポーラ
トランジスタを含む、またはコレクタによって接続され
る２つのパワーバイポーラトランジスタを含む、または
ソースによって接続される２つのパワーＭＯＳトランジ
スタの組を含む非モノリシック素子を二方向性スイッチ
として使うことが必要である。
発明の要約 この発明の目的は、固ａのすべての利点を有するパワー
ＭＯＳトランジスタを使った新しい形式のモノリシック
二方向性スイッチを提供することであり、この二方向性
スイッチはそこを流れる電流またはその端子における電
圧状態と独立していつでもスイッチオフされることがで
きる。
この発明のこれらの目的、特徴および利点は、その制御
端子を基準にしない第１の主要電極とスイッチの主要端
子を構成するその制御端子を基準にする第２の主要電極
とによって接続される２つの主要パワートランジスタと
、その主要端子によって各パワートランジスタの第２の
主要端子と制御端子の間で各々が接続される２つの補助
ＭＯＳトランジスタとを含むシングルチップ固体二方向
性パワースイッチによって得られる。それらの補助ＭＯ
Ｓトランジスタのゲートはパワートランジスタの共通の
第１の主要？ｌｉに接続される。２つの高い値の抵抗器
がそれぞれ各パワートランジスタの制御端子とパワース
イッチの制御端子の間に接続される。
パワースイッチの制御端子は、スイッチ・オン命令を設
定するために主要電極の１つに接続されるか、またはス
イッチ・オフ命令を設定するためにその制御端子に関し
て正である電圧に接続される。
主要トランジスタは好ましくは縦形パワーＭＯＳトラン
ジスタであり、第１の主要電極はドレインであり、第２
の主要電極はソースである。
この発明の前述のおよびその他の目的、特徴および利点
は、添付の図で示されるように好ましい実施例の次の詳
細な説明から明らかとなる。
発明の詳細な説明 第１Ａ図−第１Ｄ図はこの発明に従った二方向性スイッ
チの好ましい実施例を示す。このスイッチは主要端子Ａ
１およびＡ２ならびに制御端子Ｇを含む。次の説明では
、端子Ａ１は基準電圧にあり、端子Ａ２はこの基準電圧
に関して正または負の電圧にあることが認められる。
この二方向性スイッチは電流源たとえば主電源と直列の
負荷りの電流を制御するために設計される。このスイッ
チの制御はその制御端子Ｇをスイッチ１０によって基準
電圧に、またはその基準電圧に関して正である直流電圧
源の端子１１に接続することによって行なわれる。スイ
ッチのスイッチ・オフは基準電圧への接続によって決定
され、そのスイッチ・オンは正の電圧源１１への接続に
よって決定される。
二方向性スイッチのパワースイッチ部分はそのドレイン
によって相互接続される２つのパワーＭＯＳトランジス
タＴＰＩとＴＰ２を含み、トランジスタＴＰＩのソース
は端子Ａ１に接続され、トランジスタＴＰ２のソースは
端子Ａ２に接続される。
パワーＭＯＳトランジスタの従来の実現、たとえば縦型
の拡散ＭＯＳトランジスタにおいて、ソースはチャネル
が形成されるだろうポケットに接続されるパワートラン
ジスタの主要端子である。
ドレインは普通パワーＭＯＳ）ランジスタの後表面によ
って構成されるが、但しいくつかの場合はドレインコン
タクトを前表面に戻して位置づけるために種々の技術が
使われる。こうして、後で開示されるように、そのドレ
インによって２つのパワーＭＯ８）−ランジスタを接続
するのは比較的簡単である。
第１Ａ図において、Ｓｌと８２はトランジスタＴＰＩと
ＴＰ２のソースであり、ＤｌとＤ２はそのドレインであ
り、それらが共通であるのでＤとも呼ばれ、Ｇ１と０２
はその制御ゲートである。
パワーＭＯＳトランジスタＴＰＩとＴＰ２の各々はＭＯ
Ｓトランジスタと並列接続ダイオードの形で示され、ソ
ースからドレインの方に導通であり、このようなダイオ
ードはパワーＭｏＳトランジスタの実務的実現において
存在する。各々のパワーＭＯＳトランジスタＴＰ１、Ｔ
Ｐ２のソースおよびゲートはそれぞれＴ１とＴ２の補助
トランジスタによって接続され、そのゲートｇ１とＲ２
は相互接続されてパワートランジ、スタの共通ドレイン
Ｄに結合される。これらのトランジスタＴ１とＴ２は必
ずしもパワートランジスタ技術に従って実現されず、し
たがって物理的に決定したソースとドレインを有しない
。低い方の電圧を有する端子はソースとして働き、他方
がドレインとして働く。最後に、トランジスタＴＰＩと
ＴＰ２のゲー）Ｇｌと０２はそれぞれＲ１とＲ２の高い
値の抵抗器によってスイッチの制御端子Ｇに接続される
。
パワースイッチの動作 １）　正の半周期の間のスイッチ・オン命令の応用 この動作は第１Ａ図と第２図の曲線ＶＳＧＡ。
ＩＡに関連して説明される。第２図で示されるように、
主電源電圧Ｖの正の半周期に対応する時間間隔ｔＯ−ｔ
ｌが考慮されて、この半周期の間“１″から“０“　（
正の値から基準電圧）にスイッチする信号ＧＡが制御端
子に与えられると仮定する。
この形状において、端子Ａ２は端子Ａ１に関して正であ
り、スイッチ・オフ命令を与える前に、負荷電流がトラ
ンジスタＴＰ２とトランジスタＴＰ１の平行ダイオード
を通って端子Ａ２から端子Ａ１に流れる。端子Ｇが基準
電圧、すなわちＴＰｌのソース電圧に設定されるとすぐ
に、このトランジスタは阻止される。共通ドレインＤの
電圧は端子Ａ２の電圧ＶからトランジスタＴＰ２の平行
ダイオードの順方向電圧降下（ＶＦ）をマイナスしたも
のと等しいままである。この電圧ＶからＶＦはトランジ
スタＴ２のゲートに与えられる。抵抗器Ｒ２は電流１ｆ
ＡがＶ−ＶＦ−ＶＴ　（ＶＴＩ；４ＭＯＳトランジスタ
のしきい値電圧である）でバイアスされるトランジスタ
Ｔ２のソースから抽出することを強制する。この電流Ｉ
ｆＡは抵抗器Ｒ２によって端子Ａ２からトランジスタＴ
２を通って端子Ｇおよび基準電圧に流れる漏れ電流を構
成する。したがって、この漏れ電流を制限するために抵
抗器Ｒ２に高い値が選択されなければならない。たとえ
ば約１メガオームの値を選択することが可能であり、漏
れ電流を端子Ａ２の２２０ボルト電圧において２２０マ
イクロアンペアに制限する。この漏れ電流の経路は第１
Ａ図において点線で示される。
要約すると、第２図の曲線ＩＡで示されるように、スイ
ッチはスイッチ・オフ命令のときに実質的に阻止される
。
２）　負の半周期の間のスイッチ・オフ命令の応用 この場合は第２図の曲線ＣＢとＩＢに関連して第１Ｂ図
で示される。端子Ａ２は端子Ａ１に関して最初は負（電
圧−■）でありかつシステムは導通である、すなわち主
要電流はトランジスタＴＰ１の平行ダイオードに流れ、
そしＣトランジスタＴ　Ｐ　２は導通であるということ
を仮定する。このような状態において、端子りの電圧は
−ＶＦ（トランジスタＴＰＩのダイオードの順方向電圧
降下）でありまた端子Ａ２の電圧は−ＶＦ　　　Ｒｏｎ
Ｉと等しく、１はスイッチを流れる電流でありまたＲｏ
ＮはトランジスタＴＰ２の導通状態の抵抗である。、の
導通状態の間、トランンスタＴＰ２０ゲー　トＧ２は実
質的に制御正電流源１１の電圧、たとえは１０ボルトで
ある。
制御端子Ｇが接地さｎ、　６と、トランジスタＴＰ２の
ゲートＧ２の電圧は降下する傾向にあり、トランジスタ
ＴＰ２は次第に導通、−なくなり、その内部抵抗は増大
する。端子Ａ２の電圧は減少する（より負になる）傾向
にあり、結果としてゲート６が電圧−ＶＦのままである
（・ラン１．！スタＴ２は導通となり、その間トランジ
ス−２，Ｔ　１″２のゲートとソースを短絡させ“延そ
の阻止を完成する。次に、漏れ電流１ｆＢが端ｆＧから
抵抗器Ｒ２とトランジスタＴ２を通って端子Ａ２の方に
流れる。
曲線ＩＢによって示されるように、この発明に従ったス
イッチはゲートＧの電圧と実質的に同しときに“０″に
設定される。
端１１Ａ２が接続されろ基準ｉ電圧に制御端子Ｇを設定
−４４）ことは、市の半周１ｔＪＪ　ｉ：たは負の半周
１０ノが二方向性スイリチの主要端１−間にかかるとき
に二の発明に従った二方向性ス１ツチのスイッチ・オフ
を引き起、Ａ１−とか上記で示された。したが−１で、
もし制御端子Ｇかへ準竜しビト者妾続されると、この発
明に従−）た二方向性ス・ｆツチはオフに−く・ｆツブ
“されで（Ｊ　ｆ”　Ｆ　：Ｉ入！虫のままとなる。し
かし、ｊｉ制御電ｌ」、が零である間、ゼ１−３交差１
．−おい−Ｃ少し、Ｑ：）；ｉ、ブリプ゛−、パルスが
起こるかもしわ、フ、い。このノ、゛、−リアス、ペル
スを避りるｔこめ１こ、ベワートラニ、シ′（りｒｐ２
θ）しきい値電圧として、ダイオード類１、ｊ゛向電電
圧降下、ｌｒ　ｒ：　’ｌか増加きれ７′−トランジス
タＴ゛２のしきい値電圧よりも品い電圧を選択−１−、
Ｂ　；−とがｒｊＪ能となる。他の方法として電圧シフ
ト素子をトランジスタＴ１とＴ２のゲートと直列に接続
することを含む。このような電圧シフト素子を実現する
ための手段は当業者にとって既知である。
３）　負の半周期の間のスイッチ・オン命令の応用 このような場合、第１Ｂ図で示されるような状況か考入
られ、スイッチｉ、　０１，１基準電圧から正の電圧に
、この基準電圧に関してたとえば約１０ボルトにスイッ
チされる。これは示された動作を決して変えない。ただ
トランジスタ′ｒ２は導通でありそのドレインの電圧が
増大１．たという事実によって漏れ電流か少し増加する
。端ＦＡ２に与えられた電圧か逆にされる（第■（”図
）ときのみ変化が起こる。まさにこの場合、補助トラレ
ジスタＴ２はその端ｒの逆バイアスが原因で阻止され、
そのゲートに１０ボルトの電圧を受けるトランジスタＴ
ＰＩは導通となる。次にトランジスタＴ１はそのゲート
／ソース電圧が約Ｒｏｙ１、そのしきい値電圧よりも低
いので阻止される。
この発明のル要な特徴に従−）で、回路の電流か実質的
に増加すると、たとえば負荷が短絡されるため、パワー
トランジスタＴｌｌの電圧降下Ｒ。
Ｍｌは補助トランジスタＴ１のしきい値電圧ＶＴ８１よ
りも高（なり、後者は導通となってトランジスタ’ｒｐ
］−を阻止する。こうして、トランジスタＴ１のしきい
値電圧を適切に選択することによって、負荷短絡の場合
に自動的に阻１１−される本１７的に表谷なスイッチを
提供する。
第２図の曲線ＧＣとＩＣは、今説明した場合においてこ
の発明に従った二方向性スイ・ノチの動作をまとめる。
時間ｔ　Ｏとｔｌの間のｌｒ：、の半周ルｊの間にスイ
ッチ・オン都令が与ズられると、二方向性スイッチは充
電電流ＩＣが次の電圧ゼロ交差（時間ｔｉ）から流れる
ことを可能どし始めて）９．４）　正の半周期の間のス
イッチ・オン命令の応用 このような場合、第１Ａ図で示されている状況が考えら
れる。スイッチは阻止され端子Ａ２の電圧は実質的に主
電源の正電工である。制御端一１勺う（基準電圧から正
の電圧に、たとえばこの基準電圧に関して１０ボルトに
わたると、トランジスタＴ２は主電源電圧が電圧源１１
の値、たとえば１０ボルト（実際にはトランジスタＴ２
のしきい値電圧とパワートランジスタＴＰ２の平行ダイ
オードにおける順方向電圧降下を考慮に入れる必要があ
るのでもう少し高い値）よりも高い限り導通のままとな
る。このとき（第１Ｄ図）、トランジスタＴ２は阻止さ
れ、次にトランジスタＴＰ２のゲートＧ２の端子に１０
ボルト電圧が与えられて端子Ａ２が端子Ａ１に関して十
分負になるとすぐに導通となる。トランジスタＴ２に関
しては、そのしきい値電圧がトランジスタＴＰ２の端子
間にかかる電圧降下ＲＯＮＩよりも低い限り阻止された
ままとなる。
またこの場合において、電圧降下ＲＯＮＩが電流Ｉの実
質的な増加、たとえば負荷短絡の場合のために増加する
と、トランジスタＴ２は導通となりトランジスタＴＰ２
を阻止する。こうして、正の半周期の間の導電の場合の
ように、負の半周期の間の導電状態は負荷の短絡に関し
て本質的に安全である。
第２図の曲線ＧＤとＩＤは、制御ゲートの電圧ＣＤが“
１”に設定されると、二方向性スイッチの電流は主電源
電圧における次の極性の逆転の後でのみ流れ始めること
を象徴的に示す。
実現化例 第３図はこの発明に従った例示的構造の断面図を非常に
概略的に示す。集積回路の表現で一般的なように、この
図は同じ割合では描かれていない、特に、層の厚さは図
の読みやすさのために任意に描かれている。
この断面図において、種々の電極は第１Ａ図と同じ参照
符号で明示される。この構造はＮ＋型層２０と低いドー
プされたＮ型層２１を含むサブストレートで実施される
。この層２１では２つのパワーＭＯＳトランジスタＴＰ
ＩとＴ、Ｐ２が従来的に形成され、この場合は縦型拡散
チャネル（ＶＤＭＯＳ）型であり、そのソース電極は端
子Ａ１とＡ２に接続される。
補助トランジスタＴ１とＴ２は層２１に形成されるＰポ
ケットにおいて横型ＭＯＳ）ランジスタの形で従来的に
実施される。端子ｇ１とｇ２とドレイン端子りを構成す
る後表面の間の接続は素子端子で実現されることができ
、または電極ｇ１とｇ２は層２１に形成される深いＮ＋
ウェルに接続されることができ、したがってドレイン電
極りと実質的に同じ電圧にある。電極ｇ１とり、ｇ２と
Ｄの間に電流が実質的に流れないのでこの接続が少しの
抵抗率を有することは重要でない。
第３図では領域２２において２つのパワートランジスタ
を分けるフィールドプレートも示す。電界線を分布する
ことを可能にするまたは一方のパワートランジスタが他
方に対する影響を別の方法で避ける他の従来の手段が使
われやすい。一般のように、第３図の部分的断面図は各
トランジスタＴＰＩとＴＰ２に対して１個のパワートラ
ンジスタセルしか示さない。実際拡散ＭＯ５型パワート
ランジスタの技術で従来のように、各々のトランジスタ
ＴＰＩとＴＰ２を構成するために非常にたくさんの数の
セルを使わなければならない。
当業者にとってこの発明に従った二方向性スイッチは、
第３図で示されているもの以外の技術においても実現で
きることは明らかであり、パワーＭＯＳトランジスタ技
術のほとんどは共通のドレインパワートランジスタを実
現するために使用可能である。
もちろん、種々の変更や改善を第１Ａ図−第１Ｄ図の基
本的配置に持ってきてこの発明に従った二方向性スイッ
チのいくつかの特徴を改善または変更することはできる
。
たとえば、第４図で示されるように、主電源電圧を種々
のＭＯＳ）ランジスタＴ１、Ｔ２、ＴＰ１、ＴＰ２のゲ
ートとソースの間に与えることを避けるために、従来の
技術においてツェナーダイオード、Ｚ］、Ｚ２を各ゲー
トと各ソースの間に加えることは簡単であり、比較的高
い値の抵抗器Ｒ１１、Ｒ２２が補助トランジスタＴ１と
Ｔ２のゲートとトランジスタＴＰＩとＴＰ２の共通のド
レインの間に接続される。
同様に、この発明に従って、パワーＭＯＳトランジスタ
ＴＰＩとＴＰ２は従来のＭＯＳトランジスタである代わ
りに、分離されたゲートトランジスタ（ＩＧＴ）である
ことができ、第３図を参照すると、Ｐ型層がコンポーネ
ントの下部表面に形成される。さらに、パワーＭＯＳト
ランジスタは同じチップに集積化されるバイポーラトラ
ンジスタと関連してＭＯＳバイポーラダーリントン組合
わせを形成することができ、ＮＰＮ型の各パワーバイポ
ーラトランジスタのコレクタか各ＭＯＳトランジスタの
ドレインに接続され、バイポーラトランジスタのベース
はトランジスタＴＰＩとＴＰ２のソースに接続され、直
列抵抗器が各ＭＯＳトランジスタのソースと各補助トラ
ンジスタのソースの接続点の間に加えられ、各バイポー
ラトランジスタのエミッタはこの接続点に接続される。
こうして、この発明はモノリンツク二方向性スイッチに
対して特に、次の特徴および利点を与える： 制御電流の低い消費を意味する電圧制御、サイクルのい
かなるときにおけるスイッチ・オフの可能性、 端子間にかかる電圧のゼロ交差の間のみのスイッチ・オ
ン、 負荷短絡の場合の自動スイッチ・オフ、主要端子の完全
な対称、 二方向性スイッチを含む集積回路チップにいくつかの複
雑な機能、たとえば制御論理的機能および保護機能を集
積化する可能性。
【図面の簡単な説明】
第１Ａ図−第１Ｄ図は、端子電圧および与えられた制御
信号に関して４つの異なる形状におけるこの発明に従っ
たモノリシック二方向性スイッチの簡潔化された実施例
を示す。 第２図は種々のバイアス形状における第１Ａ図−第１Ｄ
図で示される回路の動作を図示するタイミング図を示す
。 第３図はこの発明に従った二方向性スイッチの例示的実
現を図示する半導体層の非常に概略的な断面図である。 第４図は第１Ａ図−第１Ｄ図の回路の実務的変形を示す
。 図においてＡ１とＡ２は主要端子、Ｇは制御端子、１０
はスイッチ、１１は電圧源、ＴＰＩとＴＰ２は主要パワ
ートランジスタ、ＤｌとＤ２は第１の主要電極、Ｓｌと
８２は第２の主要電極、ＴＩとＴ２は補助トランジスタ
、Ｒ１とＲ２は高い値の抵抗器、Ｇ１と６２は端子、Ｄ
は共通のドレイン電極、Ｚｌと２２はツェナーダイオー
ド、Ｒ１１とＲ２２は高い値の抵抗器、ｇｌとＲ２は端
子である。 特許出願人　　ニス・ジエ・ニス・トムソン・ミクロエ
レクトロニクス・ Ｆｉｇｕｒｅ　　ＩＡ Ｆｉｇｕｒｅ １Ｂ Ｆｉｇｕｒｅ Ｄ Ｆｉｇｕｒｅ Ｃ Ｆｉｇｕｒｅ Ｆｉｇｕｒｅ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）二方向性のモノリシック固体スイッチであって、 制御端子を基準にしない第１の主要電極（Ｄ１、Ｄ２）
    と、スイッチの主要端子（Ａ１、Ａ２）を構成する制御
    端子を基準にする第２の主要電極（Ｓ１、Ｓ２）とによ
    って接続される２つの主要パワートランジスタ（ＴＰ１
    、ＴＰ２）と、２つの補助ＭＯＳトランジスタ（Ｔ１、
    Ｔ２）とを含み、各々はその主要端子によって第２の主
    要端子と各パワートランジスタの制御端子の間に接続さ
    れ、その補助ＭＯＳトランジスタのゲートはパワートラ
    ンジスタの第１の共通主要電極に接続され、さらに それぞれ各パワートランジスタの制御端子（Ｇ１、Ｇ２
    ）と静止スイッチの制御端子（Ｇ）の間に接続される２
    つの高い値の抵抗器（Ｒ１、Ｒ２）を含む、二方向性ス
    イッチ。
  2. （２）スイッチ・オフ命令を設定するために主要電極の
    １つに、またはスイッチ・オン命令を設定するためにこ
    の主要電極に関して正である電圧に、制御端子（Ｇ）を
    接続するための手段（１０、１１）を含む、請求項１に
    記載の二方向性スイッチ。
  3. （３）主要トランジスタが縦型パワーＭＯＳトランジス
    タであり、その第１の主要電極はドレインでありまた第
    ２の主要電極はソースである、請求項１に記載の二方向
    性スイッチ。
  4. （４）補助ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧がパワー
    ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧からダイオード順方
    向電圧降下をマイナスしたものよりも低く選択される、
    請求項３に記載の二方向性スイッチ。
  5. （５）電圧シフタが補助トランジスタのゲートと直列に
    そのゲートとパワートランジスタのドレインの共通の接
    続の間で接続される、請求項３に記載の二方向性スイッ
    チ。
  6. （６）ツェナーダイオード（Ｚ１、Ｚ２）が各補助トラ
    ンジスタのゲートとソースの間に配置され、抵抗器（Ｒ
    １１、Ｒ２２）が各補助トランジスタゲートとパワート
    ランジスタの共通ドレインの間に統合される、請求項３
    に記載の二方向性スイッチ。
  7. （７）パワートランジスタがダーリントン回路において
    バイポーラトランジスタと関連する、請求項３に記載の
    二方向性スイッチ。
  8. （８）パワートランジスタがゲート制御されたバイポー
    ラトランジスタ型である、請求項１に記載の二方向性ス
    イッチ。
JP1224300A 1988-08-31 1989-08-30 二方向性モノリシックスイッチ Pending JPH02119416A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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FR8811658A FR2635930B1 (fr) 1988-08-31 1988-08-31 Commutateur bidirectionnel monolithique a transistors mos de puissance
FR88/11658 1988-08-31

Publications (1)

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JPH02119416A true JPH02119416A (ja) 1990-05-07

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ID=9369769

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JP1224300A Pending JPH02119416A (ja) 1988-08-31 1989-08-30 二方向性モノリシックスイッチ

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US (1) US5003246A (ja)
EP (1) EP0362080B1 (ja)
JP (1) JPH02119416A (ja)
KR (1) KR900004108A (ja)
DE (1) DE68910458T2 (ja)
FR (1) FR2635930B1 (ja)

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