JPH0153925B2 - - Google Patents
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- JPH0153925B2 JPH0153925B2 JP13685883A JP13685883A JPH0153925B2 JP H0153925 B2 JPH0153925 B2 JP H0153925B2 JP 13685883 A JP13685883 A JP 13685883A JP 13685883 A JP13685883 A JP 13685883A JP H0153925 B2 JPH0153925 B2 JP H0153925B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はアナログの周波数変調波（FM波）を
デイジタル信号処理を用いて復調するFM復調器
に関する。
デイジタル信号処理を用いて復調するFM復調器
に関する。
（従来技術）
従来の周波数変調波の復調に用いる周波数弁別
器を第１図に示す。第１図の周波数弁別器で、周
波変調波は、その中心周波数0に同調したLC並
列共振回路を介して、中心周波数0より高いい同
調周波数1に同調した回路と、低い同調周波数2
に同調した回路とに相互インダクタンスＭを介し
て結合する。ダイオードD1，D2により各々の出
力電圧の極性は反転する故、その検波特性は互い
の和で示され第２図の様になる。
器を第１図に示す。第１図の周波数弁別器で、周
波変調波は、その中心周波数0に同調したLC並
列共振回路を介して、中心周波数0より高いい同
調周波数1に同調した回路と、低い同調周波数2
に同調した回路とに相互インダクタンスＭを介し
て結合する。ダイオードD1，D2により各々の出
力電圧の極性は反転する故、その検波特性は互い
の和で示され第２図の様になる。
よつて中心周波数0より高い周波数変調波が入
力された場合は正の電圧、中心周波数0より低い
周波数変調波が入力された場合は負の電圧が発生
し、周波数変調波の復調ができる。
力された場合は正の電圧、中心周波数0より低い
周波数変調波が入力された場合は負の電圧が発生
し、周波数変調波の復調ができる。
しかし、周波数弁別器はコンデンサＣ、インダ
クタンスＬ等のデイスクリート部品で構成される
ため、部品の小型化が困難であつた。また高い中
心角周波数0を用いた場合、インダクタンスＬお
よびコンデンサＣの素子バラツキが大きくなり、
調整を必要とする欠点があつた。
クタンスＬ等のデイスクリート部品で構成される
ため、部品の小型化が困難であつた。また高い中
心角周波数0を用いた場合、インダクタンスＬお
よびコンデンサＣの素子バラツキが大きくなり、
調整を必要とする欠点があつた。
この欠点を克服するための、デイジタル信号処
理をしたクワドラチヤ型デイジタル検波回路があ
る。このブロツクダイヤグラムを第３図に示す。
第３図において、入力周波数は変調波はサンプル
ホールド回路１において周波数Sでサンプルホー
ルドされ、アナログデイジタル変換器２で量子化
される。この量子化した信号と、シフトレジスタ
３によりサンプリング周基TS（＝１／S）だけ遅
延した先の信号とを乗算器を通すことによつて周
波数変調波の復調ができる。この回路は、IC化
できるため量産性に優れているが、アナログデイ
ジタル変換器および乗算器を用いるため消費電力
が大きい。また、中心角周波数とサンプリング周
波数との間に相互関係があり、任意にサンプリン
グ周波数が選べないため、装置を作る上で大きな
制約が生ずる欠点があつた。
理をしたクワドラチヤ型デイジタル検波回路があ
る。このブロツクダイヤグラムを第３図に示す。
第３図において、入力周波数は変調波はサンプル
ホールド回路１において周波数Sでサンプルホー
ルドされ、アナログデイジタル変換器２で量子化
される。この量子化した信号と、シフトレジスタ
３によりサンプリング周基TS（＝１／S）だけ遅
延した先の信号とを乗算器を通すことによつて周
波数変調波の復調ができる。この回路は、IC化
できるため量産性に優れているが、アナログデイ
ジタル変換器および乗算器を用いるため消費電力
が大きい。また、中心角周波数とサンプリング周
波数との間に相互関係があり、任意にサンプリン
グ周波数が選べないため、装置を作る上で大きな
制約が生ずる欠点があつた。
（発明の目的）
本発明は、これらの欠点を除去し、小型化、低
消費電力化を図つたFM復調器を提供することを
目的とするもので、以下、詳細に説明する。
消費電力化を図つたFM復調器を提供することを
目的とするもので、以下、詳細に説明する。
（発明の構成）
第４図は本発明の第１の実施例であるFM復調
器のブロツク図を示したものである。第４図にお
いて５は入力FM信号が入力する入力端子、６は
クロツクが入力するクロツク端子、７はサンプリ
ングパルスが入力するサンプリング端子、８は所
定のスレツシヨルド値と比較を行なうコンパレー
タもしくはインバータ等を用いたゲート回路、９
はリセツトパルス発生器、１０はカウンタ、１１
はレジスタＡ、１２はレジスタＢ、１３はレジス
タＣ、１４は演算回路であり本実施例では読み出
し専用メモリを用いている。１５はシフトレジス
タ、１６は差分回路、１８は復調出力端子、であ
る。以下第４図の動作について説明する。
器のブロツク図を示したものである。第４図にお
いて５は入力FM信号が入力する入力端子、６は
クロツクが入力するクロツク端子、７はサンプリ
ングパルスが入力するサンプリング端子、８は所
定のスレツシヨルド値と比較を行なうコンパレー
タもしくはインバータ等を用いたゲート回路、９
はリセツトパルス発生器、１０はカウンタ、１１
はレジスタＡ、１２はレジスタＢ、１３はレジス
タＣ、１４は演算回路であり本実施例では読み出
し専用メモリを用いている。１５はシフトレジス
タ、１６は差分回路、１８は復調出力端子、であ
る。以下第４図の動作について説明する。
アナログの入力周波数変調波は入力端子５より
入力され、ゲート回路８に入力される。このゲー
ト回路において入力周波数変調波は矩形波に変換
される。この矩形波立ち上がりパルスを受けリセ
ツトパルス発生回路９はリセツトパルスを発生す
る。このリセツトパルスによりカウンタ１０はリ
セツトされ、カウンタ１０は最初からカウントを
開始する。すなわちカウンタ１０はクロツク端子
６から入力されるクロツクを受けカウントアツプ
していく。また、カウンタ１０から出力されるカ
ウント値は、レジスタＡ１１、レジスタＢ１２へ
与えられる。
入力され、ゲート回路８に入力される。このゲー
ト回路において入力周波数変調波は矩形波に変換
される。この矩形波立ち上がりパルスを受けリセ
ツトパルス発生回路９はリセツトパルスを発生す
る。このリセツトパルスによりカウンタ１０はリ
セツトされ、カウンタ１０は最初からカウントを
開始する。すなわちカウンタ１０はクロツク端子
６から入力されるクロツクを受けカウントアツプ
していく。また、カウンタ１０から出力されるカ
ウント値は、レジスタＡ１１、レジスタＢ１２へ
与えられる。
レジスタＡ１１には、また、ゲート回路８から
出力される矩形波が与えられていて、その矩形波
の立下りの時点でのカウント値が、レジスタＡ１
１に格納される。
出力される矩形波が与えられていて、その矩形波
の立下りの時点でのカウント値が、レジスタＡ１
１に格納される。
レジスタＢ１２には、また、サンプリングパル
スが与えられていて、サンプリング時点（ここで
はサンプリングパルスの立上りの時点）のカウン
ト値が、レジスタＢ１２に格納される。
スが与えられていて、サンプリング時点（ここで
はサンプリングパルスの立上りの時点）のカウン
ト値が、レジスタＢ１２に格納される。
第５図を用いて説明すると、レジスタＡ１１に
は、時間（t1−t0）、（t3−t2）に対応したクロツ
ク数が、レジスタＢ１２には、時間（T1−t0）、
（T2−t4）に対応したクロツク数が、カウント値
として格納される。
は、時間（t1−t0）、（t3−t2）に対応したクロツ
ク数が、レジスタＢ１２には、時間（T1−t0）、
（T2−t4）に対応したクロツク数が、カウント値
として格納される。
レジスタＣ１３は、サンプリング周期と同期し
て（従つてレジスタＢ１２と同期して）、レジス
タＡ１１にあるカウント値を格納するものであ
り、次に述べる演算がサンプリング周期内に完了
すれば良いようにするものであるが、高速演算回
路を用いる場合は不要となる。
て（従つてレジスタＢ１２と同期して）、レジス
タＡ１１にあるカウント値を格納するものであ
り、次に述べる演算がサンプリング周期内に完了
すれば良いようにするものであるが、高速演算回
路を用いる場合は不要となる。
次に、サンプリング時点でのレジスタＣ１３及
びレジスタＢ１２に格納された各カウント値は演
算回路１４に入力され、所定の演算を行なう。
びレジスタＢ１２に格納された各カウント値は演
算回路１４に入力され、所定の演算を行なう。
次に演算回路１４における演算内容について第
５図を用いて説明する。第５図において、ａはゲ
ート回路８により矩形パルス化された矩形入力周
波数変調であり、矩形パルスのハイレベルとロー
レベルが交互にくりかえしている。ｂはこの矩形
入力FM信号の瞬時位相を示したものであり、縦
軸は位相θ（ｔ）を示しており、時点t0，t2，t4で
はθ（ｔ）＝0or2π、時点t1，t3ではθ（ｔ）＝πで
ある。また、時点t0，t2，t4は矩形入力周波数変
調波の立ち上がり時点、t1，t3は矩形入力周波数
変調波の立ち下がり時点を示す。ｃはサンプリン
グ周波数を示したものである。これらａ，ｂ，ｃ
の各波形の横方向を時間軸を示したものであり、
互いにタイミングを対応させたものである。時点
T0，T1，T2はサンプリング時点を示したもので
ある。周波数変調波の中心周波数が変調波に比べ
て十分高いとすれば（t1−t0）の時間と（t2−t1）
の時間はほぼ等しいと考えられる。よつてt0とt1
とおける入力周波数変調波の瞬時位相の差はπと
なる。すなわちt0からt1までのカウンタ１０の出
力は、 2N≡π ……(1) となる。ここでＮはカウンタのビツト数である。
よつてサンプリング時点T1での予測される瞬時
位相は、 θ（T1）＝π／t1−t0（T1−t0） ……(2) となる。
５図を用いて説明する。第５図において、ａはゲ
ート回路８により矩形パルス化された矩形入力周
波数変調であり、矩形パルスのハイレベルとロー
レベルが交互にくりかえしている。ｂはこの矩形
入力FM信号の瞬時位相を示したものであり、縦
軸は位相θ（ｔ）を示しており、時点t0，t2，t4で
はθ（ｔ）＝0or2π、時点t1，t3ではθ（ｔ）＝πで
ある。また、時点t0，t2，t4は矩形入力周波数変
調波の立ち上がり時点、t1，t3は矩形入力周波数
変調波の立ち下がり時点を示す。ｃはサンプリン
グ周波数を示したものである。これらａ，ｂ，ｃ
の各波形の横方向を時間軸を示したものであり、
互いにタイミングを対応させたものである。時点
T0，T1，T2はサンプリング時点を示したもので
ある。周波数変調波の中心周波数が変調波に比べ
て十分高いとすれば（t1−t0）の時間と（t2−t1）
の時間はほぼ等しいと考えられる。よつてt0とt1
とおける入力周波数変調波の瞬時位相の差はπと
なる。すなわちt0からt1までのカウンタ１０の出
力は、 2N≡π ……(1) となる。ここでＮはカウンタのビツト数である。
よつてサンプリング時点T1での予測される瞬時
位相は、 θ（T1）＝π／t1−t0（T1−t0） ……(2) となる。
また、サンプリング時点T2の様に、矩形入力
周波数変調波のハイレベルにあるときは、その前
のカウンタ出力をもつて瞬時位相を算出する。そ
の関係を(3)式で示す。
周波数変調波のハイレベルにあるときは、その前
のカウンタ出力をもつて瞬時位相を算出する。そ
の関係を(3)式で示す。
θ（T2）＝π／t3−t2（T2−t4） ……(3)
本実施例における演算回路では(2)式、(3)式の演
算を予じめ別途行なつてその計算結果を読み出し
専用メモリに入れておき、（t1−t0）または（t3−
t2）を第１のアドレス入力、（T1−t0）または
（T2−t4）を第２のアドレス入力とすることによ
り(2)式，(3)式の演算結果出力を得ているが、他の
演算手段を用いてもよい。このようにして演算回
路１４より各サンプリング時点での瞬時位相が算
出される。
算を予じめ別途行なつてその計算結果を読み出し
専用メモリに入れておき、（t1−t0）または（t3−
t2）を第１のアドレス入力、（T1−t0）または
（T2−t4）を第２のアドレス入力とすることによ
り(2)式，(3)式の演算結果出力を得ているが、他の
演算手段を用いてもよい。このようにして演算回
路１４より各サンプリング時点での瞬時位相が算
出される。
次にシフトレジスタ１５と差分回路１６とを用
いて、入力周波数変調波を検波する。
いて、入力周波数変調波を検波する。
まず、入力周波数変調波は(4)式であらわされ、
矩形入力FM信号は(5)式であらわされる。
矩形入力FM信号は(5)式であらわされる。
gi（ｔ）＝ACcos（2πCｔ＋φ（ｔ））……(4)
gi（ｔ）＝rect（2πCｔ＋φ（ｔ）） ……(5)
φ（ｔ）＝ΔF／nsin（2πnｔ） ……(6)
ここでACは入力周波数変調波の振幅、Cは周
波数変調波の中心周波数、nは変調波の周波数、
ΔFは最大周波数偏位を示す。
波数変調波の中心周波数、nは変調波の周波数、
ΔFは最大周波数偏位を示す。
よつて(2)式で求めた瞬時位相はT1＝kT（ｋは
任意の整数）の時間において θ（kT）＝2πCkT＋φ（kT） ……(7) となる。
任意の整数）の時間において θ（kT）＝2πCkT＋φ（kT） ……(7) となる。
よつてシフトレジスタ１５によつてｎビツト遅
延した瞬時位相は θ（（ｋ−ｎ）Ｔ）＝2πC（ｋ−ｎ）Ｔ＋φ（
（ｋ−ｎ）Ｔ）……(8) となる。
延した瞬時位相は θ（（ｋ−ｎ）Ｔ）＝2πC（ｋ−ｎ）Ｔ＋φ（
（ｋ−ｎ）Ｔ）……(8) となる。
(7)式と(8)式で求められた瞬時位相を差分回路１
６で差を求めれば(9)式となる。
６で差を求めれば(9)式となる。
ｄ（kT）＝2nπCＴ＋nT｜dφ（ｔ）／dt｜t=kT……
(9) よつて(9)式は(6)式を用いて(10)式を得る。
(9) よつて(9)式は(6)式を用いて(10)式を得る。
ｄ（kT）＝2nπCＴ＋2nπΔT cos（2πnkT）
……(10) この(10)式から明らかなように入力FM信号は復
調される。
……(10) この(10)式から明らかなように入力FM信号は復
調される。
本実施例による復調信号のシユミレーシヨン結
果を第６図に示す。ここで周波数変調波の中心周
波数Cは455kHz、カウンタの入力クロツク周波数
は25.6MHz、変調周波数は3kHz、サンプリングの
入力７の周波数は200kHz、最大周波数偏位は2.5k
Hz、遅延ビツトは16ビツトである。第６図から
3kHzの変調信号が復調されていることが分かる。
果を第６図に示す。ここで周波数変調波の中心周
波数Cは455kHz、カウンタの入力クロツク周波数
は25.6MHz、変調周波数は3kHz、サンプリングの
入力７の周波数は200kHz、最大周波数偏位は2.5k
Hz、遅延ビツトは16ビツトである。第６図から
3kHzの変調信号が復調されていることが分かる。
（発明の効果）
本発明の回路構成では(10)式から分かる様に一定
の直流値2nπCＴ以外に高調波は発生せず高調波
歪みが発生しないことが分かる。
の直流値2nπCＴ以外に高調波は発生せず高調波
歪みが発生しないことが分かる。
また、周波数変調波と無関係にサンプリング周
波数が決定できるため、装置の設計の自由度が大
きい。
波数が決定できるため、装置の設計の自由度が大
きい。
また、アナログデイジタル変換器および乗算器
のように消費電力の大きな部品を用いないため、
低消費電力で回路が構成できる。
のように消費電力の大きな部品を用いないため、
低消費電力で回路が構成できる。
また回路構成が簡単なためIC化に適しており
小型化されたFM復調器を提供できるものであ
る。
小型化されたFM復調器を提供できるものであ
る。
第１図は従来の周波数弁別器の回路図、第２図
は第１図の周波数弁別器の検波特性、第３図は従
来のクワドラチヤ検波回路のブロツク図、第４図
は本発明の実施例のブロツク図、第５図は演算回
路を説明するための図、第６図は本発明のシユミ
レーシヨンの結果を示した図。 ８……ゲート回路、９……リセツトパルス発生
器、１０……カウンタ、１１……レジスタＡ、１
２……レジスタＢ、１３……レジスタＣ、１４…
…演算回路、１５……シフトレジスタ、１６……
差分回路、１７……OR回路。
は第１図の周波数弁別器の検波特性、第３図は従
来のクワドラチヤ検波回路のブロツク図、第４図
は本発明の実施例のブロツク図、第５図は演算回
路を説明するための図、第６図は本発明のシユミ
レーシヨンの結果を示した図。 ８……ゲート回路、９……リセツトパルス発生
器、１０……カウンタ、１１……レジスタＡ、１
２……レジスタＢ、１３……レジスタＣ、１４…
…演算回路、１５……シフトレジスタ、１６……
差分回路、１７……OR回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調波の正弦状波形を矩形状波形に変
換するゲート回路８と、 前記矩形波の立ち上り（あるいは立ち下り）時
点で、クロツクのカウントを開始するカウンタ
９，１０と、 前記カウンタより出力されるカウント値を格納
するものであつて、前記矩形波の立ち下り（ある
いは立ち上り）時点でのカウント値を格納する第
１のレジスタ(A)と、 前記カウンタより出力されるカウント値を格納
するものであつて、サンプリング時点でのカウン
ト値を格納する第２のレジスタ(B)と、 前記第１のレジスタに格納されているカウント
値と、前記第２レジスタに格納されているカウン
ト値とに基づいて、周波数変調波の瞬時位相θを θ＝（第２のレジスタのカウント値）／（第１のレジ
スタのカウント値）×π として算出する演算手段１４と、 当該演算手段から出力される瞬時位相を所定の
タイミングだけ遅延させる遅延手段１５と、 前記演算手段の瞬時位相と前記遅延手段の瞬時
位相との差分を求めて復調出力として出力する差
分手段１６とを、 備えていることを特徴としたFM復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13685883A JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13685883A JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6029003A JPS6029003A (ja) | 1985-02-14 |
| JPH0153925B2 true JPH0153925B2 (ja) | 1989-11-16 |
Family
ID=15185153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13685883A Granted JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6029003A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0752404Y2 (ja) * | 1989-08-29 | 1995-11-29 | 荒川技研工業株式会社 | 物品吊下具 |
| US7848220B2 (en) | 2005-03-29 | 2010-12-07 | Lockheed Martin Corporation | System for modeling digital pulses having specific FMOP properties |
-
1983
- 1983-07-28 JP JP13685883A patent/JPS6029003A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6029003A (ja) | 1985-02-14 |
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