JPH0152994B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は交流電源に対し任意の補償電流を供給
する電力調整装置に関する。

〔発明の技術的背景〕 近年、アーク炉負荷あるいは大容量の電力変換
装置等が発生する高調波や無効電力が問題となつ
てきている。無効電力を多くとる負荷にはその分
だけ電源設備の容量も大きく設計する必要があ
り、また無効電力が変化することにより電源電圧
の変動をもたらし、他の電気機器に種種の悪影響
を及ぼす。さらに高調波電流は通信線等に誘導障
害をもたらす。

このような高調波電流や無効電力変動を補償す
る装置として、アクテイブフイルター装置や無効
電力補償装置等の電力調整装置が開発されてい
る。

第１図は、従来の電力調整装置の構成図を示す
ものである。図中、TRは電源トランス、L_aは交
流リアクトル、L_p1，L_p2は直流リアクトル、SS−
Ｐ，SS−Ｎは３相ブリツジ結線された正群コン
バータ及び負群コンバータ、CAPは進相コンデ
ンサ、CT_cは変流器、C_cは比較器、G_c（Ｓ）は制
御補償回路、INVは反転増幅器、PH−Ｐ，PH
−Ｎは位相制御回路、PTGは３相正弦波発生器
である。正群コンバータSS−Ｐ、負群コンバー
タSS−Ｎ及び直流リアクトルL_p1，L_p2はいわゆる
循環電流式サイクロコンバータを構成している。
進相コンデンサCAPは上記サイクロコンバータ
の高周波無効電力源となるもので、その発振周波
数は上記３相正弦波発生器のPTGの出力周波数
に一致する。

交流電源に供給する補償電流I_cは次のように制
御される。

まず、変流器CT_cによつて補償電流I_cを検出
し、比較器C_cに入力する。比較器C_cは補償電流指
令値I_c ^*と上記検出電流I_cを比較するもので、偏差
ε_c＝I_c ^*−I_cを次の制御補償回路G_c（Ｓ）に与える。
G_c（Ｓ）は制御系の安定性及び応答性を考えて制
御補償定数が決定される。制御補償回路G_c（Ｓ）
によつて上記偏差ε_cを比例増幅あるいは積分増幅
等を行い、次の位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎ
に入力する。なお、負群コンバータSS−Ｎの位
相制御回路PH−Ｎには一旦反転増幅器INVを介
して位相入力信号が与えられる。従つて、正群コ
ンバータSS−Ｐの点弧位相角α_Pに対して、負群
コンバータSS−Ｎの点弧位相角α_Nは、常にα_N＝
180゜−α_Pの関係を保ち、両コンバータの出力電圧
は、直流リアクトルL_p1，L_p2の両端でつり合うよ
うに制御される。

３相正弦波発生器PTGは、上記位相制御回路
PH−Ｐ，PH−Ｎに対し、位相基準信号（３相
正弦波）を与えるもので、正群コンバータSS−
Ｐ、負群コンバータSS−Ｎの点弧タイミングは、
前記位相入力信号v₂とこの位相基準信号によつて
決定される。

進相コンデンサCAPの電圧すなわち高周波無
効電力源の電圧V_cが確立している状態で補償電
流I_cの制御動作をまず説明する。

正群コンバータSS−Ｐの出力電圧v_P、負群コ
ンバータSS−Ｎの出力電圧v_Nは次のように表わ
される。

v_P＝K_VV_cC_ppα_P v_N＝−k_VV_cC_ppα_N＝v_P 故にサイクロコンバータとしての出力電圧v_pは v_p＝（v_P＋v_N）／２＝v_P となる。

交流リアクトルL_aには電源電圧v_Sと上記サイク
ロコンバータの出力電圧v_pの差電圧v_p−v_Sが印加
され、補償電流I_cが流れる。

指令値I_c ^*が検出電流I_cより大きい場合、偏差ε_c
＝I_c ^*−I_cは正の値となり、位相入力電圧、v〓を増
大させ、サイクロコンバータの出力電圧v_pを増加
させる。故に、交流リアクトルL_aに印加される
電圧v_p−v_Sも増加し、補償電流I_cをふやして、指
令値I_c ^*に近づける。

逆にI_c ^*＜I_cとなつた場合、偏差ε_cが負の値とな
るので、出力電圧v_pが減少し、同様にしてI_c ^*＝I_c
となるように制御される。

補償電流の指令値I_c ^*には、電源電圧v_Sと同相
の有効分、v_Sとは90゜位相のずれた無効分あるい
は、高調波電流を補償する高調波分等が含まれて
いる。実電流I_cは当該指令値I_c ^*に一致するように
制御される。

上記有効分を電源から取り入れれば、前記進相
コンデンサCAPの電圧V_cは上界し、逆に電源側
に有効電流を供給すればV_cは低下する。なお、I_c
の無効分は平均的に見た場合、V_cに影響を与え
ない。従つて、進相コンデンサCAPの電圧V_cは
ほぼ一定に保つには装置の損失分だけ電源から有
効電流を取り入れなければならない。

高周波無効電力源の発振周波数_cは、３相正弦
波発生器PTGの出力周波数に一致する。すなわ
ち、コンバータSS−Ｐ，SS−Ｎの点弧タイミン
グは上記３相正弦波発生器PTGからの出力信号
（３相正弦波信号）と前記位相入力信号のクロス
ポイントで一意的に決定され、高周波無効電力源
の周波数_cもそれに応じて一意的に決まる。つま
り、他制式サイクロコンバータの動作となる。こ
のとき、発振条件を満足するようにサイクロコン
バータの循環電流I_pが流れる。

装置の起動は、補償電流I_cの指令値I_c ^*として、
有効電流を電源から取り入れるように設定するこ
とにより、進相コンデンサ電圧V_cを確立させる
ことができる。

第２図は第１図の装置の補償電流I_cの値に対す
るサイクロコンバータの循環電流I_pの値の変化を
表わすものである。高周波無効電力源の電圧V_c
及び発振周波数_cは補償電流I_cの大きさに関係な
くほぼ一定に制御される。故に進相コンデンサ
CAPに流れる進み電流I_capは、 I_cap＝V_c・2π_c・Ｃ＝一定 となる。ただし、Ｃは進相コンデンサの容量
〔Ｆ〕である。一方、高周波電源側からみたサイ
クロコンバータは遅れ無効電力を消費し、その遅
れ無効電力と進相コンデンサの進み無効電力とが
ちようど等しくなつたところで高周波電源の発振
条件を満足する。ここで、高周波電源側からみた
サイクロコンバータの遅れ無効電流I_Qを考える。
正群コンバータSS−Ｐ及び負群コンバータSS−
Ｎの点弧位相角を各々α_P，α_Nとし、各出力電流
をI_P，I_Nとする上記遅れ無効電流I_Qは次のように
表わされる。

I_Q＝k_I（I_P・sinα_P＋I_N・sinα_N） ただし、 k₁は変換定数 このとき、α_N＝180゜−α_Pであることを考慮する
と、 I_Q＝k_I（I_P＋I_N）sinα_P ＝k_I（｜I_c｜＋２・I_p）sinα_P ただし、 ｜I_c｜は補償電流の絶対値 I_pは循環電流 となる。故に、発振条件I_Q＝I_capを満足するため
の循環電流I_pの値は次式のようになる。

I_p＝１／２・｛I_Q／k₁・sinα_P−｜I_c｜｝ 点弧位相角α_Pは刻々と変化しているので、正確
にはα_P及びI_cの変化に応じて循環電流I_pも瞬時瞬
時変化する。第２図は当該循環電流I_pの平均値を
表わしたものである。

〔背景技術の問題点〕

以上のような従来の電力調整装置では、補償電
流I_cの値を大きくしていくと、ある点で、
I_Q／k_I・sinα_P＜｜I_c｜となつて、発振条件I_Q＝I_capを 満足する循環電流I_pは負の値になつてしまう。し
かし、循環電流I_pは負には流せないので、実質
上、従来装置の補償容量はI_p＝０の点すなわち、 ｜I_c｜＝I_Q／k_I・sinα_P＝I_cap／k_I・sinα_P の値が限界値となる。

上記限界値を高めようとすると、I_c＝０のとき
の循環電流I_p(nax)が増加し、無駄な循環電流を流
すことにより損失が大きくなる欠点がある。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、補償電
流I_cの大きさに関係なく、循環電流I_pをほぼ一定
値に保つようにしたもので、補償電流I_cが小さい
時の装置の損失を軽減し、さらに、装置の補償容
量を高められる電力調整装置を提供することを目
的とする。

〔発明の概要〕 この目的を達成するために本発明の電力調整装
置は、交流電源と、この交流電源に任意の補償電
流を供給する循環電流式サイクロコンバータと、
該サイクロコンバータの高周波無効電力源となる
進相コンデンサと、前記サイクロコンバータから
供給すべき補償電流の値を制御する補償電流制御
回路と、前記サイクロコンバータの点弧位相を制
御するための位相基準信号を与える基準信号発生
回路と、前記サイクロコンバータの循環電流がほ
ぼ一定になるように前記基準信号発生回路の出力
周波数を制御する手段を具備することを特徴とす
る。

〔発明の実施例〕

第３図は本発明の電力調整装置の一実施例を示
す構成図である。図において、TRは電源トラン
ス、L_aは交流リアクトル、L_p1、L_p2は直流リアク
トル、SS−Ｐ，SS−Ｎは３相ブリツジ結線され
た正群コンバータ及び負群コンバータ、CAPは
進相コンデンサ、CT_S，CT_L，CT_Cは交流変流
器、CT_P，CT_Nは直流変流器、PT_S，PT_Cは変成
器、Ｄは整流回路、K_nは演算増幅器、VRVはコ
ンデンサ電圧設定器、VRは循環電流設定器、
C₁，C₂，C₃は比較器、ADは加算器、VR（Ｓ），
G_c（Ｓ），G_p（Ｓ）は制御補償回路、MLは乗算器、
Ｖ／Ｆは電圧−周波数変換器、PCは計数器、Ｒ
ＯＭはメモリ、INVは反転増幅器、PH−Ｐ，
PH−Ｎは位相制御回路である。

正群コンバータSS−Ｐ、負群コンバータSS−
Ｎ及び直流リアクトルL_p1，L_p2は循環電流式サイ
クロコンバータを構成している。また、進相コン
デンサCAPは上記サイクロコンバータの高周波
無効電力源となる。

まず、サイクロコンバータから交流電源へ供給
すべき補償電流I_cの指令値I_p ^*の求め方について説
明する。

変成器PT_cは進相コンデンサCAPの端子電圧を
検出するもので、整流器Ｄを介して直流電圧V_c
を求める。また、電圧設定器VRVは上記直流電
圧V_cの指令値V_c ^*を与える。比較器C₁により、指
令値V_c ^*と検出電圧V_cを比較し、その偏差ε_c＝V_c
^＊−V_cを次の制御補償回路GV（Ｓ）に入力する。
制御補償回路GV（Ｓ）により、偏差ε_cを比例増幅
あるいは積分増幅し、その出力信号I_nを乗算器
MLに入力する。当該信号I_nは交流電源から供給
される有効電流I_Sの波高値指令となるものであ
る。

一方、変成器PT_Sにより電源電圧V_Sを検出し、
演算増幅器K_nで（１／V_n）倍して、当該電源電
圧V_Sに同期した単位正弦波sin wtを得る。ただ
し、V_nは電源電圧V_S＝V_n・sin wtの波高値であ
る。乗算器MLによつて、前記波高値指令I_nと上
記単位正弦波sin wtを掛け合わせて、有効電流
指令値I_S ^*＝I_nsin wtを求める。

変流器CT_Lは、負荷電流I_Lを検出するもので、
当該検出電流I_Lは加算器ADに入力される。加算
器ADによつて、次の演算が行われ、補償電流指
令値I_C ^*が求まる。

I_C ^*＝I_L−I_S ^* すなわち、負荷電流I_Lには、有効分も無効分も
そして高周波成分も含まれているが、交流電源か
らは有効電流I_S ^*＝I_n・sin wtだけを供給したい。
そこで、補償電流I_Cとして、負荷電流I_Lから有効
電流分I_S ^*を差し引いた全てを供給すれば、電源
からは I_S＝I_L−I_C＝I_L−（I_L−I_S ^*）＝I_S ^* ＝I_n・sin wt が供給されることになる。

なお、補償電流I_Cを変流器CT_cで検出し、上記
指令値I_C ^*に一致するように制御する動作は、第
１図の装置で説明したので省略する。

進相コンデンサCAPの電圧V_Cがその指令値V_C
^＊より小さい場合、偏差ε_c＝V_c ^*−V_cは正の値と
なり、波高値指令I_nを増加させる。故に電源から
供給される有効電流I_Sが増加するが、負荷で消費
する有効電流に増加がなければ、当然補償電流I_C
に上記有効電流の増加分が入つてくることにな
る。この有効電流の増加分は、電源からサイクロ
コンバータに供給される方向であるので、そのエ
ネルギーは、進相コンデンサCAPに蓄積されて
電圧V_cを増加させる。最終的にV_c≒V_c ^*となつて
落ち着く。

逆にV_c ^*＜V_cとなつた場合には、波高値指令I_n
が減少し、上記説明と逆の動作をしてやはりV_c
≒V_c ^*となるように制御される。

次に負荷電流I_Lが変化した場合の動作を簡単に
説明する。

負荷電流I_Lに含まれる無効分と高調波成分は、
平均値としてとらえた場合、エネルギーの授受は
零と考えられる。従つて、制御補償回路GV（Ｓ）
の積分時定数が大きいと考えた場合、波高値指令
I_nはあまり変化なく、負荷電流I_Lの変化に従つて
補償電流I_c＝I_L−I_S ^*が変化して、電源、電流I_Sを
変化させることなく補償できる。

しかし、負荷電流I_Lに含まれる有効分が変化し
た場合は、次のようにエネルギーの授受が行われ
る。負荷電流I_Lの急変によつて、有効電流指令値
I_S ^*はすぐに応答しない。故に、補償電流I_c＝I_L−
I_S ^*が急変する。I_cに有効分が含まれ、その出し入
れによつて、進相コンデンサCAPの電圧V_cが変
化する。例えば、負荷電源I_Lの有効分が急増した
時、当該有効電流の増加分は一時的に補償電流I_c
の一部としてサイクロコンバータから供給され
る。故に、コンデンサ電圧V_cが減少し、V_c ^*＞V_c
となつて波高値指令I_nを増加させる。故に、電源
から供給される有効電流I_Sが増加し、徐々にでは
あるが負荷電流I_Lの有効電流増加分を受け負うよ
うになる。

最終的に、進相コンデンサCAPの電圧V_cがそ
の指令値V_c ^*になるまで電源電流I_Sが増加し、負
荷電流I_Lの有効分の全てを受け負うようになつて
落ち着く。

逆に負荷電流I_Lの有効分が減少した場合も同様
に制御され、最終的にV_c≒V_c ^*となり、電源電流
I_Sは負荷電流I_Lの有効分のみを受け負うように制
御される。

次に循環電流I_pの制御動作を説明する。直流変
流器CT_P及びCT_Nによつて正群コンバータSS−
Ｐの出力電流I_Pと負群コンバータSS−Ｎの出力電
流I_Nを検出し、次の演算を行うことによつて、循
環電流I_pの検出値を求める。

I_p＝（I_P＋I_N−｜I_P−I_N｜）／２ 電源トランスIRの１次／２次電圧比を１とす
れば、補償電流I_cはI_P−I_Nに等しくなる。故に、I_p
＝（I_P＋I_N−｜I_c｜）／２としてもよい。ただし｜
I_c｜は補償電流I_cの絶対値である。

循環電流設定器VRはサイクロコンバータに
流れる循環電流の指令値I_p ^*を与えるもので、次
の比較器C₃によつて、前記検出値I_pと比較する。
当該偏差ε_p＝I_p ^*−I_pを次の制御補償回路G_p（Ｓ）
に入力し、比例増幅等を行う。制御補償回路G_p
（Ｓ）の出力信号v_fは次の電圧−周波数変換器
Ｖ／Ｆに入力され、当該信号の電圧値v_fに比例し
た周波数のパルス信号P_fを得る。当該パルス信号
P_fによつて次の計数器P_cをクロツクし、その計数
値をアドレスとするメモリＲＭのテーブルから
データを読出す。メモリＲＭのテーブルには３
相正弦波データがあらかじめ記憶され、アドレス
が指定されればすぐにデジタルのデータを出力す
るようになつている。この信号をデジタル−アナ
ログ変換し、位相制御回路PH−Ｐ，PH−Ｎの
位相基準信号（３相正弦波）としている。電圧−
周波数変換器Ｖ／Ｆ、計数器P_c及びメモリＲＭ
は３相正弦波発生器PTGを構成している。

循環電流の検出値I_pがその指令値I_p ^*より小さい
場合、偏差ε_p＝I_p ^*−I_pは正の値となつて、Ｖ／Ｆ
変換器の入力電圧v_fを増加させる。故に計数器P_c
はより早くクロツクされ、データの読出し速度も
速くなる。故に位相基準信号となる３相正弦波信
号の周波数が高くなり、その結果、高周波無効電
力源の発振周波数_cも高くなる。進相コンデンサ
CAPの端子電圧V_cは一定に制御されているので、
当該コンデンサに流れる進み電流I_capは、I_cap＝
2π_c・V_cで上記発振周波数_cに比例して増加す
る。故に発振条件I_cap＝I_Qを満足するようにサイ
クロコンバータの循環電流I_pが増加し、その指令
値I_p ^*に近づく。最終的にI_p≒I_p ^*となるような発
振周波数_pに落ち着く。

I_p ^*＜I_pとなつた場合も同様に制御され、最終的
にI_p≒I_p ^*となつて落ち着く。

第４図は、第３図の装置の補償電流I_cの値の変
化に対する循環電流I_pの値と、高周波電源回路の
発振周波数_cの値の関係を示したものである。本
発明装置では、循環電流I_pはその指令値I_p ^*に一致
するように一定に制御されているのがわかる。従
つて、補償電流I_cが小さい時でも循環電流I_pの値
を増加させる必要がなくなり装置の損失は軽減さ
れる。さらに、従来のように、発振条件が満足で
きなくなつて補償電流I_cを供給できないという欠
点もなくなり、補償電流の限界値を大幅に拡大す
ることができる。

第５図及び第６図は本発明の電力調整装置の別
の実施例を示すもので、第５図にその主回路構成
図、第６図にその制御回路構成図を示す。

第３図と異なるところは、３相交流電源に適用
した点にあり、合わせて３相平衡化装置としての
機能が附加されている。

第５図においてＵ，Ｖ，Ｗは３相交流電源、
TRは３相電源トランス、L_U，L_V，L_Wは交流リ
アクトル、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは各相サ
イクロコンバータ、CAPは進相コンデンサであ
る。各相サイクロコンバータの動作は第３図の装
置とほぼ同じ動作をするので説明は省略する。以
下、第６図の制御回路構成図を参照しながら、第
３図の装置と異なる点を簡単に説明する。まず、
循環電流の制御では各相循環電流I_pU，I_pV，I_pWを
検出し、加算器AD_pによつてそれらを加え合せ、
演算増幅器K_pで（1/3）倍して、平均電流I_pを求
めている。当該循環電流の平均値I_pが指令値I_p ^*に
一致するように位相制御回路PHP₁，PHN₁，
PHP₂，PHN₂，PHP₃，PHN₃の位相基準信号
（３相正弦波）の周波数を制御している。高周波
無効電力源の発振条件はサイクロコンバータの遅
れ無効電流のトータルI_QTが進相コンデンサの進
み無効電流I_capに等しくなることで、その条件を
満足するように高周波無効電力源の発振周波数が
制御され、循環電流の平均値I_pはその指令値I_p ^*に
一致するように制御される。

次に、３相交流電源から供給される電流I_SU，
I_SV，I_SWが常に平衡化された有効電流になるよう
に制御されることを説明する。

第６図において、Ｕ，Ｖ，Ｗは３相交流電源の
各相電圧に同期する単位３相正弦波である。

波高値指令I_nは進相コンデンサCAPの端子電
圧の検出値V_cとその指令値V_c ^*を比較し、その偏
差ε_c＝V_c ^*−V_cを制御補償回路GV（Ｓ）によつて
積分増幅することにより得られる。

乗算器ML₁，ML₂，ML₃によつて各相の有効
電流指令値I^* _SU，I^* _SV，I^* _SWを次のように求める。

I^* _SU＝I_n・sin wt I^* _SV＝I_n・sin（wt−2π／３） I^* _SW＝I_n・sin（wt−4π／３） これらを各相の負荷電流I_LU，I_LV，I_LWから各々
差し引くことにより、各相の補償電流の指定値
I^* _CU，I^* _CV，I^* _CWとしている。

I^* _CU＝I_LU−I^* _SU I^* _CV＝I_LV−I^* _SV I^* _CW＝I_LW−I^* _SW 各相の補償電流I_CU，I_CV，I_CWは上記指令値I^* _CU，
I^* _CV，I^* _CWに一致にするように制御されることは前
に説明した通りである。

さて、３相負荷電流I_LU，I_LV，I_LWは３相３線式
の電線路を想定すると、 I_LU＋ＩLV＋I_LW＝０ を満足している。しかし、３相電流は必ずしも同
じ大きさではなく、各相電圧との位相角も同一に
ならない場合が多い。すなわち３相不平衡負荷の
場合を説明する。

第７図は第５図の受電端の電圧電流ベクトル図
を示すもので、各相電源電圧V_U，V_V，V_Wに対し
て３相不平衡の負荷電流I_LU，I_LV，I_LWが流れてい
る。このときサイクロコンバータから補償電流と
して破線で示した電流I_CU，I_CV，I_CWを供給するこ
とができれば、電源からは３相平衡化された有効
電流I_SU，I_SV，I_SWが供給されることになる。以
下、この平衡状態から負荷電流I_LU，I_LV，I_LWが変
化した場合の動作を説明する。

まず負荷が消費する有効電力が増加した場合を
考える。。制御補償回路GV（Ｓ）の時定数を大き
く選んであるとすると、波高値指令I_nは急変せ
ず、従つて有効電流指令I^* _SU，I^* _SV，I^* _SWもすぐには
変化せず、負荷電流I_LU，I_LV，I_LWの急変に従つて
補償電流指令値I^* _CU，I^* _CV，I^* _CWが急変して、前記負
荷の有効電力の増加分も含めて、補償電流を供給
する。その結果、進相コンデンサCAPの蓄積エ
ネルギーが減少し、コンデンサ電圧V_cを低下さ
せる。故にV_c ^*＞V_cとなり、波高値指令I_nを徐々
に増加する。従つて電源からの有効電流指令I^* _SU，
I^* _SV，I^* _SWが増加し、補償電流に含まれる有効分を
減少さらには負の値にしてV_c ^*≒V_cとなるように
制御される。最終的に負荷で消費する有効電力分
の全てを電源から供給する新しい有効電流指令値
I^* _SU，I^* _SV，I^* _SWとなつて落ち着く。この過程におい
ても、上記有効電流指令値は常に３相平衡化する
ように制御されることは言うまでもない。

負荷が消費する有効電力が減少した場合も同様
に制御され、３相交流電源からは常に平衡化され
た有効電流のみが供給される。

従来、電力調整装置から供給する補償電流の指
令値を決定する場合、負荷電流を検出してその有
効分、無効分、高調波成分あるいは逆相成分等に
一旦分離し、３相交流電源から３相平衡化された
有効電流のみを供給するための補償電流を上記
種々の成分から演算によつて求める等複雑な処理
を行つていた。

しかし、本発明装置では、高周波無効電力源た
る進相コンデンサ電圧を一定にするように、その
偏差信号から有効電流の波高値を求めるだけで、
３相平衡化、高調波電流の補償及び無効電力の補
償が可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から、本発明の電力調整装置は次の
ような効果を有する。

(1) 補償電流の大小に関係なく、サイクロコンバ
ータの循還電流をほぼ一定値に保つことがで
き、装置の損失を軽減させることができる。

(2) 従来装置では、補償電流を増加していくとあ
る点で循環電流が零となり、それ以上の補償が
できなくなつていたのに対し、本発明装置では
その限界を大幅に広げげることができる。

(3) 高周波無効電力源たる進相コンデンサの電圧
をその指令値と比較し、その偏差に応じて電源
から供給されるべき有効電流の波高値を求め
て、補償電流指令値を得ているので、従来装置
のような複雑な演算を行うことなく、３相平衡
化、無効電力補償、高調波電流補償等が簡単に
行える。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の電力調整装置の構成図、第２
図は第１図の装置の補償電流I_cの値に対するサイ
クロコンバータの循環電流I_pの値の関係を表わす
図、第３図は本発明の電力調整装置の一実施例を
示す構成図、第４図は第３図の装置の補償電流I_c
の値に対するサイクロコンバータの循環電流I_pの
値の関係を表わす図、第５図及び第６図は本発明
の電力調整装置の他の実施例を示す主回路構成図
と制御回路構成図、第７図は第５図の装置の受電
端の電圧電流ベクトル図をそれぞれ表わすもので
ある。 TR……電源トランス、L_a……交流リアクト
ル、L_p1，L_p2……直流リアクトル、SSP，SSN…
…正群及び負群コンバータ、CAP……進相コン
デンサ、PT_S，PT_C……変成器、CT_S，CT_L，
CT_C……交流変流器、CT_P，CT_N……直流変流
器、Ｄ……整流回路、K_n……演算増幅器、VRV
……電圧設定器、VR……循環電流設定器、
C₁，C₂，C₃……比較器、AD……加算器、G_V
（Ｓ），G_C（Ｓ），G_p（Ｓ）……制御補償回路、AL
……乗算器、INV……反転増幅器、PH−Ｐ，
PH−Ｎ……位相制御回路、Ｖ／Ｆ……電圧−周
波数変換器、P_C……計数器、ＲＭ……メモリ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と、当該交流電源に任意の補償電流
   を供給する循環電流式サイクロコンバータと、当
   該サイクロコンバータの高周波無効電力源となる
   進相コンデンサと、前記サイクロコンバータから
   供給すべき補償電流の値を制御する補償電流制御
   回路と、前記サイクロコンバータの点弧位相を制
   御するための位相基準信号を与える基準信号発生
   回路と、前記サイクロコンバータの循環電流がほ
   ぼ一定になるように上記基準信号発生回路の出力
   周波数を制御する手段を具備したことを特徴とす
   る電力調整装置。 ２ 前記補償電流制御回路は、前記進相コンデン
   サの端子電圧検出値とその指令値との偏差に応じ
   て前記交流電源から供給されるべき有効電流の波
   高値を求め、前記交流電源に接続された負荷に流
   れる電流の検出値から前記交流電源から供給され
   るべき有効電流の値を着し引いた値をもつて、前
   記サイクロコンバータから供給する補償電流の指
   令値として制御することを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の電力調整装置。