CN1065686C - 电力变换装置及电力变换方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及在可变速度下驱动高压AC电动机的电力变换装置及电力变换方法。传统的逆变器***不能解决如节约能量、节约资源、小型化、效率增加及用于市场要求改善环境的电压及电流波形失真抑制这样的技术主题，并且不能够解决改善冗余，即在故障时仍能用正常部分进行工作的另一技术主题。在本发明中，使用了在可变速度下驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换***的电力变换装置，并使双向半导体开关(11至16)受到控制以使得待输出到三相/单相脉宽调制周波变换器(1至9)的单相AC端子(u、v)的AC输出电压可在每单元中具有相同相位，但在三个单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度，以驱动高压AC电动机(10)。如果一个周波变换器(1至9)有故障，则该故障的周波变换器的单相AC端子(u、v)被短路，及另两单元的与故障周波变换器同一组中的各由两个双向半导体开关组成并连接到周波变换器的三相AC端子(r、s、t)的三组开关在相等时间间隔上一组接一组地逐次变为导通，以使三组双向半导体开关短路并在可变速度下驱动高压AC电动机。

Description

电力变换装置及电力变换方法
发明领域
本发明涉及用于在可变速度下驱动中压及高压AC电动机的电力变换装置及电力变换方法，并尤其涉及脉宽调制(PWM)控制***的电力变换装置及电力变换方法。
技术背景
传统上，对于高压AC电动机的变速传动使用具有高压逆变器的***或另外的***：其中在低压逆变器的输入侧及输出侧连接降压变压器及升压变压器，以驱动高压AC电动机。
图6是使用传统例的高压逆变器的驱动电路的电路图，图7是基于电动机转矩与速度之间关系说明四象限工作的概念图。在图6中，标号10表示作为驱动对象的高压AC电动机，101表示逆变器单元，102是平波电容器单元，103是再生变换单元，104A及104B各表示AC电抗器，及105表示三相变压器。
逆变器单元101包括中点箝位型三电位逆变器，及功率元件使用GTO(可控制极关断晶闸管，以下简称GTO)，以保证元件的高耐压。功率元件相串联以获得均匀分压，及从由平波电容器单元102形成的高压DC电源到逆变器单元101来提供可调压调频(VVVF)的电力。为了保持GTOs的均匀分压，必需逐个地安装公知的缓冲电路。在将DC电压供给平波电容器单元102的变换器单元中，高压逆变器的容量通常高到几百KW或更高，及再生变换器单元103的结构用于在减速时或如图7所示的四象限工作(正向驱动、反向驱动、正向再生、反向再生)时缓冲能量的处理。在图6中，使用了串联连接的两个电路，每个电路由晶闸管及GTOs的组合组成，驱动及再生之间的控制是根据DC电力的方向执行的。再生变换器单元103通过AC电抗器104A及104B连接到三相变压器105的次级绕组，而三相变压器105的原边绕组连接到高压商用电源，以便接收电力供给。本申请人日本株式会社安川电机的1991年第4期技术报告“安川电机”第55卷第388页的图2中公开了这种高压逆变器的驱动电路。
图8是表示使用传统例如低压逆变器的驱动电路的电路图。在图8中，标号10表示驱动对象即高压AC电动机，106表示逆变器单元，107是平波电容器单元，108是再生变换器单元，109是AC电抗器、110为降压变压器，及111为升压变压器。
逆变器单元106包括IGBTs(绝缘栅双极性晶体管，以下简称IGBTs)及二极管，它们连接成三相桥式电路，并受到脉宽调制(以下简称PWM)，以使得它能输出所需电压及功率并通过升压变压器111驱动电动机10。因为逆变器单元106是低压逆变器，它需通过升压变压器111连接到高压AC电动机。并且，再生变换器单元108也类似于逆变器单元106，由连接成三相桥式电路的IGBTs及二极管组成，并通过AC电抗器109连接到降压变压器110的次边绕组，而降压变压器110的原边绕组连接到高压商用电源，以便接收电力供给。同时，再生变换器单元108及逆变器单元106的母线经由平波电容器单元107彼此相连接。逆变器单元106及再生变换器单元108两者均为PWM控制。日本专利公告No.95667/1993或No.126389/1996中公开了这种低压逆变器的驱动电路。
作为另一种电动机驱动***，例如公知了：在日本公开专利申请No.平6-245511中公开的“周波变换器装置中列举的多重周波变换器，及在日本专利公开申请NO.平7-44834中公开的“脉宽控制***的电力变换装置”中列举的PWM周波变换器。但是，它们没有指定用于驱动上述的高压AC电动机。
同时，国际的潮流是导致节省能量、节省资源、减小尺寸、高效率及低失真电压和电流波形，以便改善环境，并由于应用***的复杂性，需要改善操作可靠性如改善***的冗余。并且上述现有技术的电动机驱动***自然成为这种改善的对象。
但是，从省节能量、节省资源、减小尺寸、高效率及低失真电压和电源波形以改善环境的观点看，上述现有技术例的高压逆变器***及低压逆变器***具有以下问题。
在图6的高压逆变器***的情况下，使用GTO作为主电路元件，以便获得高耐压特性。因为GTO不是高速开关元件，使用高载波频率是困难的，不能考虑到减少逆变器驱动中的噪音或抑制其波形失真。此外，GTO的缓冲电路在每次开关时重复地进行充电及放电，并且损耗高，及由于它具有使用高压元件的电路结构，需要保证主电路、母线等的绝缘，以及缓冲电路不适于减小逆变器组件的尺寸。此外，因为对每个GTO需要GTO驱动电源，并且在各控制电源之间加有高压，故不容易产生控制电源，这成为减小逆变器组件尺寸的难点。
同时，在图8的低压逆变器升压***的情况下，由于是低压的IGBT逆变器，虽可以进行高频的PWM控制并能够作到减少噪音，但为了获得大容量，需要IGBTs的并联连接，及并联均流的对策及缓冲电路，减小其尺寸是困难的。此外，由于大电流，预示IGBTs，母线条及缓冲电路损耗的增加，并由于冷却问题，其尺寸的减小是困难的。再者，如从图8中看到的，这里用变压器进行升压，因为IGBTs的开关速度高，这就是在开关时的dv/dt大，并且具有另一缺点，即由于导线的电感、导线的杂散电容、变压器的电感等，就产生了与逆变器PWM控制的开关操作同步的谐振电压，引起电动机绝缘损坏。作为针对该缺点的对策，已提出在图8的逆变器单元106及升压变压器111之间***一个滤波器，正如在日本公开专利申请NO.平1-72144中公开的“电压型PWM逆变器的输出滤波器”中所列举的。
此外，在低频操作时，待提供给变压器的电压/频率比设为逆变器额定频率附近时的1.5至2倍，以便保证起动转矩，具有的另一个问题是需要比商用频率变压器大的变压器，以致不会引起磁饱和。此外，如果由于IGBTs开关特性的分散等使逆变器106产生出偏移电压，则会因DC电压提供给升压变压器111，引起磁饱和。因而，也具有过电流流过的问题。
作为对付输出电压或电流的对策，虽然高压逆变器通过了电位控制并使用了PWM控制及幅值控制两者，但低电压逆变器***仅使用了PWM控制并呈现大的谐波失真。并且，对于电源电压，因为图6的高压逆变器***的再生变换单元103使用120度的激磁波形，保留了低次谐波失真，而对于图8的低压逆变器***，因为再生变换器单元108执行PWM控制，虽然电源电流的低次谐波被抑制，但保留了高次谐波。
如上所述，传统的逆变器不能解决诸如节约能源、节约资源、减小尺寸、高效率及低失真的电压和电流，以改善市场所需的环境改善的技术主题。此外，任何***均不能解决改善冗余这个技术主题，因为在故障时，需使用正常的部分来执行操作。
此外，在逆变器***以外的***中，在日本公开专利申请NO.平6-245511中公开的“周波变换器装置”中列举的周波变换器不能解决该问题，因为它是电源换流***，输出频率仅最高达输入电源频率的1/3至1/2。因此，周波变换器不能适用于电动机驱动。
刚才所述的周波变换器的一种改善是在日本公开专利申请NO.平7-44834中公开的“脉宽控制***的电力变换装置”中列举的PWM周波变换器。该PWM周波变换器具有下列特性：
1)易于小型化，因为它不需要如逆变器***所需的DC电路。
2)元件损耗低及效率高，因为串联在从电源到负载路径中的元件数目小于逆变器***。
3)四象限工作容易，因为是采用直接AC-AC转换。
但是，因为该***也是一个三相输入及三相输出的PWM控制的电力变换***，虽然电源电流的低次谐波被抑制，但仍保留高次谐波，及电压及电流波形失真的技术主题对输出及输入两方面均不能解决。此外，为了驱动高压AC电动机，采用了一种其中功率元件被作成具有高耐压特性以构成高压PWM的周波变换器或用变压器升压的***，但出现与高压逆变器***或低压逆变器的变压器升压***相同主题的问题。再者，在上述传统例中，所有***均具有一个问题，即如果某些功能被破坏，工作就不能再继续。
本发明的目的是提供一种用于驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置及电力变换方法，其中使用低压逆变器技术产生低失真的高压。
本发明的公开内容
根据本发明，构成了这样一种在可变速度下驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置；
该电力变换装置包括：单个三相变压器、该变压器具有单组原边绕组及3×n组次边绕组，或m个(1≤m≤n)三相变压器、每个变压器具有单组原边绕组及3×j(j＝n/m)组次边绕组；各与次边绕组相连接的3×n三相电抗器，及各与三相电抗器相连接的3×n个三相/单相脉宽调制周波变换器；单个或多个三相变压器的原点绕组与外部AC电源相连接，而次边绕组被布置成三单元，每单元具有n组次边绕组，同一单元的n组的每组次边绕组之间的电角度相位上彼此相差(60°÷k)(式中1≤k≤h)(但，当k＝1时，相位差为60度，这是等效的，因为变压器负载为三相全波整流电路，对该电路不体现出相位差)，具有相同相位的电角度的三单元中次边绕组形成n组；次边绕组、三相电抗器及三相/单相脉宽调制周波变换器串联地连接；每个三相/单相脉宽调制周波变换器包括：6个脉宽调制控制的、能在相反方向流过电流并允许自导通及自关断的双向半导体开关，三个滤波电容器，各与相应一个三相电抗器相连接的三相AC端子，及连接到外部的单相AC端子，及这6个双向半导体开关对三相AC端子及单相AC端子连接成三相桥式电路，而滤波电容器对三相AC端子连接成三角形或星形连接；双向半导体开关受到控制，以使得待输出到三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子和AC输出电压在每单元中具有相同相位，但在三单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度；在同一单元中的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子串联地连接，及在串联连接两外端上的相应一组单相AC端子在三单元间连接成星形连接，而另外三个端子连接到作为驱动对象的外部高压AC电动机的三个输入端子上。
该电力变换装置可包括用于取代三相AC电抗器的单个或多个三相变压器的次边绕组的漏电感。
三相/单相脉宽调制周波变换器的每个双向半导体开关可包括：两个半导体开关，每个半导体开关包括一个具有自阻断能力的半导体元件及与该半导体元件反并联的二极管、即使得二极管的导通方向与半导体元件的导通方向相反，这两个半导体开关相串联并使得它们的极性彼此相反；或可包括：两个半导体开关，每个半导体开关包括一个具有自阻断能力的半导体元件及与该半导体元件相串联并使得其导通方向与该半导体元件的导通方向相一致的二极管，这两个半导体开关并联连接并使得它们的极性彼此相反；或还可这样构成：一个具有自阻断能力的半导体元件连接在由四个二极管连成的一个单相桥的两DC端上，并使得它们的导通方向在同一方向上，及该单相桥的两AC端被用作输入/输出端。
根据本发明，构成这样一种在可变速度下驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换器的电力变换方法：
使用了多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，通过脉宽调制***控制双向半导体开关，以使得待输出到三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子的AC输出电压在每单元中具有相同相位，但在三单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度，以在可变速度下驱动高压AC电动机。
多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换方法可这样构成：当电力变换装置工作在这样的状态时；其中一个单元的n个三相/单相脉宽调制周波变换器中m个(这里1≤m≤n)发生故障，故障的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子被短路，与故障的三相/单相脉宽调制周波变换器相对应的另两组三相/单相脉宽调制周波变换器的三相AC端子相连接的三组-各组两个双向半导体开关在相等时间间隔上一组接一组地逐次变为导通，以使三组双向半导体开关短路，及高压AC电动机使用三组剩余的(n-m)个三相/单相脉宽调制周波变换器以可变速度驱动；或者每当单相AC端子之间的检测电流方向出现反向时使上述这三个组一组接一组地逐次变为导通，以短路三组双向半导体开关，及高压AC电动机使用三组的剩余(n-m)个三相/单相脉宽调制周波变换器以可变速度驱动。
为使用上述结构的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置试图执行高压AC电动机的可变速驱动时，因为执行了对每单元由多个组构成的三单元三相/单相脉宽调制周波变换器的波形控制，就获得了低失真波形的输入及输出电压和电流，并因为执行了从AC到AC的直接转换，也可以自由地提供电力及再生电力。此外，因为没有包含DC电路，元件数目少，并且***在电源至负载路径中的串联元件数目也少。
在使用单个或多个三相变压器的次边绕组漏电感的场合，也可省去三相AC电抗器。
此外，因为每个单元是由多个三相/单相脉宽调制周波变换器构成的，甚至在故障时，可使用剩余的正常组的三相/单相脉宽调制周波变换器继续工作。
附图的简要说明
图1是使用本发明第一实施例的多个三相脉宽调制(以下简称为PWM)周波变换***的电力变换装置驱动电路的电路图；
图2是表示图1中所示双向半导体开关详细结构例的电路图；
图3是表示图1中所示双向半导体开关另一详细结构例的电路图；
图4是表示图1中所示双向半导体开关又一详细结构例的电路图；
图5是使用本发明第二实施例的多个三相脉宽调制周波变换***的电力变换装置驱动电路的电路图；
图6是使用传统例如高压逆变器的驱动电路的电路图；
图7是表示基于电动机转矩及速度之间关系的四象限操作的概念图；及
图8是使用传统例的低压逆变器的驱动电路的电路图。
以下将参照附图来描述本发明的实施例。图1是使用本发明第一实施例的多个三相脉宽调制(以下简称PWM)的周波变换***的电力变换装置驱动电路的电路图。在图1中，标号1至9表示每个三相/单相PWM周波变换器，10表示高压AC电动机，它是驱动对象，11至16表示双向半导体开关，17至19表示滤波电容器，21至29表示三相AC电抗器，30表示三相变压器，31至39表示三相变压器30的次边绕组，及40表示三相变压器30的原边绕组。
因为三相/单相PWM周波变换器1至9具有相同结构，仅对三相/单相PWM周波变换器1进行说明。三相/单相PWM周波变换器1包括6个双向半导体开关11至16，三个滤波电容器17至19，三相AC端子r、s及t和单相AC端子u及v。这6个能在相反方向上流过电流并允许自导通及自关断的双向半导体开关11至16对三相AC端子r、s及t和单相AC端子u及v连接成三相桥式电路，及滤波电容器17至19对三相AC端子r、s及t连接成三角形连接。
通常，由于三相/单相PWM周波变换器被用作3×n个这种周波变换器的组合，图1所示例子中n＝3并涉及了9个这种周波变换器。在本例中，9个三相/单相PWM周波变换器1至9的三相AC端子r、s及t分别通过9个三相AC电抗器21至29连接到9组次级绕组31至39，及该三相变压器30具有单组原边绕组40及9组次级绕组31至39。原边绕组40连接在AC电源上。另外也可使用三相变压器30的次边绕组31至39的漏电感来代替三组AC电抗器21至29。
整个装置由三个单元组成，每单元由n个(在本例中为3个)三相/单相PWM周波变换器(在本例中为：1至3、4至6及7至9)组成，及每组中的单相AC端子u及v相串联连接，并在串联连接两外端的那些端子u及v之一在三单元之间连接成星形，而另外三个端子与作为驱动对象的高压AC电动机10的三个输入端子相连接。
通过上述组合，就形成了三相输入及三相输出的多个PWM周波变换器***的电力变换装置。
输出到每单元n个三相PWM周波变换器(在本例中，为1至3、4至6、及7至9)的单相AC端子u及v的AC输出电压的基波电压受到控制，以使它们具有相同相位；并且这三个单元受到控制，以使它们产生的AC输出基波电压相位的电角度彼此在相位上差120度。
因为每个三相/单相PWM周波变换器1至(3×n)(在本例中，1至9)作为单相负载，为了建立电源侧的负载平衡及消除三相变压器30次边绕组中的低次谐波电流，三相变压器30的次边绕组被分成n组，每组包括三个单元的第一至第n个三相/单相PWM周波变换器的次边绕组，它们具有相似的序数(在本例中为三组：1、4及7，2、5及8、和3、6及9)，及绕组以相同状态构成，所以每组中的感应电压具有相同相位，但每组的相位可能出现60°÷k(1≤k≤n，通常k＝n)的相位差。在图1的例中，三相变压器30的原边绕组40连接成三角形连接，而第一组的次边绕组31、34及37连接成交错连接，以致提供了对原边绕组40一个50度电角度的延时；第二组次边绕组32、35及38连接成星形连接，以致提供了对原边绕组40又一个30度电角度的延时；及第三组次边绕组33、36及39连接成交错连接，以致提供了对原边绕组40另一个10度电角度的延时。因此，如果这些三相/单相PWM周波变换器受到对称的控制，则原则上不会产生低于电源频率22次谐波的电源谐波电压及电流。
虽然，在图1的例中因为n＝3，三相变压器次边绕组间的相位差为60°/3＝20°，如果n＝5，则该相位差为60°/5＝12°，就不会产生低于电源频率34次谐波的电源谐波电压及电流。
以下，将描述改善冗余性的对策。多个电力变换装置的特性在于：使用了具有象图1的三相/单相PWM周波变换器1至9相同功能的多个功率转换装置，并甚至当某些电力变换器因为故障断接时，工作能继续下去。
如果假定图1中的三相/单相PWM周波变换器4发生故障，则使用导线或母线排使单相AC端子u及v短路，而由正常的三相/单相PWM周波变换器5和6产生输出电压。并且对于另外的单元，为了能够平衡地工作，每组由两个双向半导体开关11及14、12及15和13及16组成并连接在三相AC端子r、s及t上的、相同组中的三相/单相PWM周波变换器1的三组开关变为导通，以便在相同的时间间隔上一个接一个地逐次短路，由此通过三相/单相PWM周波变换器2及3来产生输出电压。类似地，每组由两个双向半导体开关组成并连接在三相端子r，s及t上的、相同组中的三相/单相PWM周波变换器7的三组开关变为导通，以便在相同的时间间隔上一个接一个地逐次短路，由此通过三相/单相PWM周波变换器8及9来产生输出电压。
通过上述对策，可以产生平衡的三相输出电压。但是，最大输出电压减少到正常工作电压的2/3。此外，为取代：使每组由两个双向半导体开关组成并连接在三相AC端子r、s及t上的三组开关导通以使在相同的时间间隔上一个接一个地逐次短路，可以检测三相/单相PWM周波变换器1和7的单相AC端子u和v之间的电流方向，及每当该电流方向反向时，逐次地使三组双向半导体开关导通，由此一个接一个地短路，以便保证工作。
图2至4是表示图1中所示双向半导体开关11至16的详细结构的电路图。参照图2至4，标号51、52、55、56及59各表示一个IGBT，及53、54、57、58和60至63各表示一个二极管。
在图2中，作为双向半导体开关的功能是由两个反极性地串联连接的半导体开关组成的单个双向半导体开关形成的，每个半导体开关由具有自阻断能力的半导体元件(图2中为IGBT)如晶体三极管、IGBT或FET及一个与该半导体元件相连接并使得其导通方向与该半导体元件相反的二极管构成。当电流从A流到B时，电流通过IGBT51及二极管54，但当电流从B流到A时，电流通过IGBT52及二极管53。
在图3上，双向半导体开关的功能是由两个反极性地并联连接的半导体开关组成的单个双向半导体开关形成的，每个半导体开关由具有自阻断能力的半导体元件(在图3中为IGBT)如晶体三极管、IGBT或FET及一个与该半导体元件串联连接并使得其导通方向与该半导体元件相同的二极管构成的。当电流从A流到B时，电流通过IGBT55及二极管57，但当电流从B流到A时，电流通过IGBT56及二极管58。
在图4中，双向半导体开关的功能是由四个连接成单相桥连接的四个二极管及一个具有自阻断能力的半导体元件(在图4中为IGBT)如晶体三极管、IGBT或FET组成，该半导体元件连接到两个DC端子上，以使得当单相桥的两个AC端子被用作输入及输出端子时该半导体元件的导通方向与二极管的导通方向相同。当电流从A流到B时，电流通过二极管60、IGBT59及二极管63，但是，当电流从B流到A时，电流通过二极管62、IGBT59及二极管61。
图5是使用本发明第二实施例的多个三相脉宽调制(以下简称PWM)的周波变换***的电力变换装置驱动电路的电路图。在图5中，标号51至59表示三相/单相PWM周波变换器，60表示作为驱动对象的高压AC电动机，61至66表示双向半导体开关，67至69表示滤波电容器，71至79表示三相AC电抗器，91、92及93表示三相变压器，81至89表示三相变压器91、92及93的次边绕组，及94、95和96表示三相变压器91、92及93的原边绕组。
因为三相/单相PWM周波变换器51至59具有相同结构，仅对三相/单相PWM周波变换器51进行说明。三相/单相PWM周波变换器51包括6个双向半导体开关61至66，三个滤波电容器67至69，三相AC端子r、s及t和单相AC端子u及v。这6个能在相反方向上流过电流并允许自导通及自关断的双向半导体开关61至66对三相AC端子r、s及t和单相AC端子u及v连接成三相桥式电路，及滤波电容器67至69对三相AC端子r、s及t连接成三角形连接。
通常，由于三相/单相PWM周波变换器被用作3×n个这种周波变换器的组合，图5表示一个例子，其中n＝3并涉及了9个类似与图1中的这种周波变换器。在本例中，9个三相/单相PWM周波变换器51至59的三相AC端子r、s及t分别通过9个三相AC电抗器71至79连接到m个(1≤m≤n)三相变压器的9组次级绕组81至89，每个变压器具有一组原边绕组及3×j(j＝n/m)组次边绕组(因为本例中n＝3，m＝3及j＝1)，这就是，三相变压器91具有一组原边绕组94及三组次级绕组81、84及87，三相变压器92具有一组原边绕组95及三组次级绕组82、85及88，，及三相变压器93具有一组原边绕组96及三组次级绕组83、86及89。原边绕组94至96连接在AC电源上。另外也可使用三相变压器91至93的次边绕组81至89的漏电感来代替三相AC电抗器71至79。
三个三相/单相PWM周波变换器51至53的AC端子u及v相串联连接以形成一个单元，而三个三相/单相PWM周波变换器54至56及57至59的AC端子u及v相串联连接以形成相似的二个单元，这三个单元的各一个端部连接成星形连接，而另外各一个端部连接到作为负载的高压AC电动机。
通过上述组合，就形成了三相输入及三相输出的多个PWM周波变换器***的电力变换装置。
输出到每单元的三个三相/单相PWM周波变换器(在本例中为51至53、54至56及57至59)的单相AC端子u及v的AC输出电压的基波电压受到控制，以使它们具有相同相位；并且这三个单元受到控制，以使它们产生的AC输出基波电压相位的电角度彼此在相位上差120度。
因为每个三相/单相PWM周波变换器51至{50+(3×n)}(在本例中为51至59)作为单相负载，为了建立电源侧的负载平衡及消除三个三相变压器91至93的次边绕组间的低次谐波电流，三相变压器91至93的绕组，即：与第一组的单相PWM周波变换器51、54及57的AC端子r、s及t相连接的三相变压器91的次边绕组81、84及87，与第二组的单相PWM周波变换器52、55及58的AC端子r、s及t相连接的三相变压器92的次边绕组82、85及88、和与第三组的单相PWM周波变换器53、56及59的AC端子r、s及t相连接的三相变压器93的次边绕组83、86及89，均以相同状态绕制，以使得感应电压能具有相同相位。在图5的例中，三个三相变压器91、92及93的次边绕组81至89连接成三角形连接，而三相变压器91的原边绕组94被绕成交错连接，以使得它们相对次边绕组81、84及87呈现50度电角度的延时。三相变压器92的原边绕组95被绕成星形连接，以使得它们相对次边绕组82、85及88呈现30度电角度的延时。三相变压器93的原边绕组96被绕成交错连接，以使得它们相对次边绕组83、86及89呈现10度电角度的延时。
因此，如果这些三相/单相PWM周波变换器受到对称的控制，原则上就不会产生低于电源频率22次谐波的电源谐波电压及电流。
用于改善冗余性的对策及双向半导体开关的对策与第一实施例中的相同，因此这里省略了对它们的描述。
虽然上述实施例是结合高压AC电动机的例子描述的，但是本发明的多个三相PWM周波变换器***的电力变换装置及电力变换方法的应用不限于高压AC电动机，而它们可应用于所有AC电动机。
如上所述，在使用了本发明的多个三相PWM周波变换器的场合，因为不需要使用DC电路、例如逆变器***，易于小型化，并由于串联在从电源到负载路径中的元件数目少，元件的损耗低及其效率高。此外，因为单个三相/单相PWM周波变换器的波形控制是借助上述装置进行的，就获得了低失真波形的输入和输出电压，由于直接的AC至AC的变换，能够自由地进行供给电力及再生电力。此外，甚至在故障时，使用正常部分仍可工作。
本发明的工业可应用性
以此方式，在本发明的多个三相脉宽调制周波变换***的电力变换装置及电力变换方法中，所使用的电力变换装置具有这样的效果，即它们能解决如节约能量、节约资源、小型化、效率增大及抑制电压及电流波形失真的技术主题，以改善市场需要的环境改善，并改善了冗余性及工作可靠性，因此它们具有广泛地应用于需要变速驱动的AC电动机的控制的可能性。
       标号说明1至9、51至59：三相/单相PWM周波变换器；10、60：作为驱动对象的高压AC电动机；11至16、61至66：双向半导体开关；17至19、67至69：滤波电容器；21至29、71至79：三相AC电抗器；30、91至93：三相变压器；31至39、81至89：三相变压器30的次边绕组；40、94至96：三相变压器30的原边绕组；51、52、55、56、59：IGBT；53、54、57、58、60至63：二极管；101：逆变器单元；102：平波电容器单元；103：再生变换单元；104A、104B：AC电抗器；105：三相变压器；106：逆变器单元；107：平波电容器单元；108：再生变换单元；109：AC电抗器；110：降压变压器；111：升压变压器。

Claims (10)

1.一种用变压器和周波变换器的组合在可变速度下驱动高压AC电动机的电力变换装置，
所述电力变换器装置包括：单个三相变压器、该变压器具有单组原边绕组及3×n组次边绕组，各与所述次边绕组相连接的3×n三相电抗器；及各与所述三相电抗器连接的3×n三相/单相脉宽调制周波变换器；其特征在于：
所述三相变压器的原边绕组与外部AC电源相连接，而所述3×n个次边绕组被布置成三单元，每一单元具有n组次边绕组，同一单元中所述n组的每组次边绕组之间的电角度相位上彼此相差(60°÷k)(其中1≤k≤n)，具有相同相位的电角度的所述三单元中的所述次边绕组形成n组，所述次边绕组、所述三相电抗器及所述三相/单相脉宽调制周波变换器串联地连接；
每个所述三相/单相脉宽调制周波变换器包括：6个脉宽调制控制的、能在相反方向流过电流并允许自导通及自关断的双向半导体开关，三个滤波电容器，各与相应一个所述三相电抗器相连接的三相AC端子，及连接到外部的单相AC端子，及所述6个双向半导体开关对所述三相AC端子及所述单相AC端子连接成三相桥式电路，而所述滤波电容器对所述三相AC端子连接成三角形或星形连接；
双向半导体开关受到控制，以使得待输出到所述三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子的AC输出电压在每单元中具有相同相位，但在所述三单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度；
在同一所述单元中的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子串联地连接，及串联连接的两个端子上相应一组单相AC端子在三单元间连接成星形连接，而另外三个端子连接到作为驱动对象的外部高压AC电动机的三个输入端子上。
2.一种在可变速度下驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：
所述电力变换装置包括m个(1≤m≤n)三相变压器、每个变压器具有单组原边绕组及3×j(j＝n/m)组次边绕组，各与次边绕组相连接的3×n三相电抗器，及各与所述三相电抗器相连接的3×n三相/单相脉宽调制周波变换器；
所述三相变压器的原边绕组与外部AC电源相连接，而所述3×n个次边绕组被布置成三单元，每一单元具有n组次边绕组，同一单元中所述n组的每组次边绕组之间的电角度相位上彼此相差(60°÷k)(其中1≤k≤n)，及具有相同相位的电角度的所述三单元中的所述次边绕组形成n组，所述次边绕组、所述三相电抗器及所述三相/单相脉宽调制周波变换器串联地连接；
每个所述三相/单相脉宽调制周波变换器包括：6个脉宽调制控制的、能在相反方向上流过电流并允许自导通及自关断的双向半导体开关，三个滤波电容器，各个相应一个所述三相电抗器相连接的三相AC端子，及连接到外部的单相AC端子，及所述6个双向半导体开关对所述三相AC端子及所述单相AC端子连接成三相桥式电路，而所述滤波电容器对所述三相AC端子连接成三角形或星形连接；
双向半导体开关受到控制，以使得待输出到所述三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子的AC输出电压在每单位中具有相同相位，但在所述三单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度；
在同一所述单元中的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子串联地连接，及串联连接的两外端上相应一组单相AC端子在三单元间连接成星形连接；而另外三个端子连接到作为驱动对象的外部高压AC电动机的三个输入端子上。
3.根据权利要求1所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：
所述电力变换装置包括用于取代三相AC电抗器的使用所述三相变压器的所述次边绕组的漏电感的装置。
4.根据权利要求2所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：
所述电力变换装置包括用于取代三相AC电抗器的使用所述三相变压器的所述次边绕组的漏电感的装置。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：所述三相/单相脉宽调制周波变换器的每个所述双向半导体开关包括：两个半导体开关，每个半导体开关包括一个具有自阻断能力的半导体元件及与所述半导体元件反并联的二极管，即使得二极管的导通方向与所述半导体元件的导通方向相反，所述两个半导体开关相串联并使得它们的极性彼此相反。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：
所述三相/单相脉宽调制周波变换器的每个所述双向半导体开关包括：两个半导体开关，每个半导体开关包括一个具有有自阻断能力的半导体元件及与该半导体元件相串联并使得其导通方向与所述半导体元件的导通方向相一致的二极管，所述两个半导体开关并联连接并使得它们的极性彼此相反。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，其特征在于：
所述三相/单相脉宽调制周波变换器的每个所述双向半导体开关这样地构成：一个具有自阻断能力的半导体元件连接在由四个二极管连成的一个单相桥的两DC端上，并使得它们的导通方向在同一方向上，及所述单相桥的两AC端被用作输入/输出端。
8.一种在可变速度下驱动高压AC电动机的多个三相脉宽调制周波变换器的电力变换方法，其特征在于：
使用如在权利要求1至4中任一项所述的多个三相脉宽调制周波变换器***的电力变换装置，通过脉宽调制***控制所述双向半导体开关，以使得待输出到所述三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子的AC输出电压在每个所述单元中具有相同相位，但在所述三单元间基波电压相位的电角度彼此相差120度，以在可变速度下驱动高压AC电动机。
9.根据权利要求8中所述的多个三相脉宽调制周波变换器的电力变换方法，其特征在于：
当所述电力变换装置工作在这样的状态时：其中所述单元之一的n个三相/单相脉宽调制周波变换器中m个(其中1≤m≤n)发生故障，该故障的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子被短路，及与故障的三相/单相脉宽调制周波变换器相对应的另两单元的同一组中的所述三相/单相脉宽调制周波变换器的所述三相AC端子相连接的三组开关-各组由两个半导体开关组成-在相等时间间隔上一组接一组地逐次变为导通，以使三组双向半导体开关短路，及所述高压AC电动机使用所述三个组剩余的(n-m)个三相/单相脉宽调制周波变换器以可变换速度驱动。
10.根据权利要求8中所述的多个三相脉宽调制周波变换器的电力变换方法，其特征在于：
当所述电力变换装置工作在这样的状态时：其中所述单元之一的n个三相/单相脉宽调制周波变换器中m个(其中1≤m≤n)发生故障，该故障的三相/单相脉宽调制周波变换器的单相AC端子被短路，及与故障的三相/单相脉宽调制周波变换器相对应的另两个单元的同一组中的所述三相/单相脉宽调制周波变换器的所述三相AC端子相连接的三组开关-每组由两个半导体开关组成-每当单相AC端子之间的检测电流方向呈现反向时，一组接一组地逐次变为导通，以短路三组双向半导体开关，及所述高压AC电动机使用所述三组的剩余(n-m)个三相/单相脉宽调制周波变换器以可变速度驱动。
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