JPH01272225A

JPH01272225A - 信号処理回路

Info

Publication number: JPH01272225A
Application number: JP63100685A
Authority: JP
Inventors: Masami Kodama; 小玉　政美
Original assignee: Atsugi Unisia Corp
Current assignee: Hitachi Unisia Automotive Ltd
Priority date: 1988-04-22
Filing date: 1988-04-22
Publication date: 1989-10-31
Also published as: AU611013B2; EP0342801A3; US5049759A; EP0342801A2; AU3337089A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、一定振幅の方形波信号が入力され、該入力信
号周期に比例した直流電圧信号に変換する周期電圧変換
の信号処理回路に係り、詳しくは信号処理時、三角波を
用いることにより、ノイズの発生を防止するとともに、
周辺回路の誤作動保護回路を不要とした信号処理回路に
関する。

（従来の技術）近時、車輌の走行時および走行時のブレーキング時等に
発生する上下振動による車体の姿勢の乱れを抑制するた
め、車体と車輪の間に介装されたセンサで上下振動に起
因する物理的変位を検出し、その検出信号により車輌の
姿勢制御を積極的に行う傾向にある。このような変位を
検出するセンサとしては、可変抵抗式変位計や可変静電
容量式変位計等があり、特にこれらの変位計は構造が簡
単で正確に、かつ耐久性、信頬性を損なうことなく変位
を検出することが可能である。さらに、静電容量式の一
例として変位に応じた周期信号を得るものがあり、この
ような変位計の検出信号を処理する手段として信号処理
回路が用いられる。

従来のこの種の信号処理回路としては、例えば特開昭５
３−８７２７６号公報に記載のものや特開昭５６−５７
９６１号公報に記載のものがある。

第２６図は前者の信号処理回路を示すブロック図である
。この信号処理回路では、一定振幅の矩形波信号を波形
整形回路１で入力信号周期に応じた適当なパルス信号に
整形し、該パルス信号は周期検出回路２に出力される。

周期検出回路２からは前記パルス信号に応じてのこぎり
波発生回路３を起動するタイミングパルスが出力される
。のこぎり波発生回路３は該タイミングパルスに応じて
のこぎり波信号をサンプルホールド回路４に出力する。

サンプルホールド回路４には前記波形整形回路１からの
パルス信号も入力されており、サンプルホールド回路４
はパルス信号に同期してのこぎり波信号のピーク値（振
幅）を検出し、ピーク値信号を低域ろ波回路５に出力す
る。低域ろ波回路５はピーク信号のリップル成分を除去
して直流信号を外部に出力する。

第２７図は後者の信号処理回路を示すブロック図である
。この信号処理回路では入力信号源６から一定振幅の矩
形波信号をのこぎり波発生回路７に出力し、のこぎり波
発生回路７は矩形波信号周期に応じてのこぎり波信号を
平均値回路８に出力する。平均値回路８は入力されるの
こぎり波信号を直流信号に変換して出力端子９に出力す
る。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら、このような従来の信号処理回路にあって
は、前者の場合、前記周期検出回路２は抵抗、コンデン
サ、ダイオードおよび論理回路で構成し、のこぎり波発
生回路３は例えばプートストラップ回路を用い、またサ
ンプルホールド回路４は入力パルス同期型のサンプルホ
ールド回路としていたため、次のような問題点があった
。

（１）のこぎり波発生回路３においては、のこぎり波を
形成する際に象、激な電圧の立下り、すなわち急激な電
流変化が存在するため、ノイズが発生しやすく、該ノイ
ズが前後回路に伝搬ノイズとして作用し、前後回路にお
いて、最悪は誤動作にもつながる。このため誤動作を防
止する保護回路等が必要となり、回路が複雑となってコ
スト高につながる。

（ＩＩ）のこぎり波発生回路３およびサンプルホールド
回路４は、同期して動作する必要があるため、同期信号
（タイミングパルス）が不可欠となり、周期検出回路２
のような同期信号発生回路が必要であり、回路がさらに
複雑となってコスト高につながる。

一方、後者の場合、のこぎり波信号を平均値出力として
いたため、前者の場合と同様にのこぎり波発生回路７に
おいても急激な電圧の立下り（急激な電流変化）が存在
するため、ノイズが発生しやすく、該ノイズが前後回路
に伝搬ノイズとなって作用し、最悪は回路の誤動作にも
つながる。なお、上記の課題は入力信号が一定振幅の矩
形波信号に限らず、一定振幅の方形波信号についても同
様のことが言える。

（発明の目的）そこで、本発明は一定の振幅の方形波入力信号を、該人
力信号周期に比例した振幅の三角波に変換する積分回路
と、該三角波の振幅に応じた直流信号に変換するととと
もに、該直流信号を出力する振幅検出回路とで順次処理
する周期電圧変換の信号処理回路を構成し、信号処理時
に三角波を用いることにより、急激な電流変化（電圧変
化）をな（すことでノイズ発生を未然に防止し、回路の
誤動作を防止するとともに、保護回路を不要にする。す
なわち、簡単な構成で安価な信号処理回路を提供するこ
とを目的としている。

（課題を解決するための手段）本発明による信号処理回路は上記目的達成のため、一定
振幅の方形波信号が入力され、該入力信号周期に比例し
た振幅の三角波に変換する積分回路と、該三角波が入力
され、三角波の振幅を順次検出するとともに、該三角波
の振幅に応じた直流信号を出力する振幅検出回路とで周
期電圧変換の信号処理回路を構成している。

（作用）本発明では、一定振幅の方形波入力信号が積分回路、・
振幅検出回路とで順次処理され人力信号周期に応じた直
流信号を出力する周期電圧変換の信号処理回路が構成さ
れて、該積分回路は入力信号周期に比例した振幅の三角
波を得るように、所定の積分定数を有し、また、該振幅
検出回路は該三角波振幅を該振幅に応じた直流信号に変
換するとともに、該直流信号を出力する振幅検出回路で
構成される。

したがって、信号処理時において三角波を用いているた
め急激な電圧の立下りによる電流変化がなく、ノイズの
発生が防止される。

（実施例）以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の回路構成を示すブロック図であり、本
図により基本動作を説明する。第１図において、信号処
理回路は積分回路１１および振幅検出回路１２より構成
される。積分回路１１には入力端子１３から一定振幅の
方形波信号Ｖｉｎ（Ｖａ）が入力されており、積分回路
１１はＶｉｎの周期に比例した振幅の三角波ｖｂに変換
して、振幅検出回路１２に出力する。振幅検出回路１２
はｖｂの振幅に応じた直流信号Ｖｃに変換するとともに
、出力端子１４にＶｃを出力する。なお、Ｖａ、ＶｂＳ
Ｖｃは各点（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）の信号である。第２
図は本発明に係る信号処理回路の第１〜第４実施例の回
路構成を示すブロック図であり、第１図の振幅検出回路
１２に替えてピーク値検出回路１５を用いている。本図
により基本動作を説明する。第２図において、信号処理
回路は積分回路１１、ピーク値検出回路１５および増幅
回路１６により構成される。

積分回路１１には入力端子１３から一定振幅の方形波信
号Ｖｉｎ（Ｖａ）が入力されており、積分回路１１はＶ
ｉｎの周期に比例した振幅の三角波ｖｂに変換して、ピ
ーク値検出回路１５に出力する。ピーク値検出回路１５
はｖｂの振幅に応じたピーク値を検出して、このピーク
値信号Ｖｃを増幅回路１６に出力する。増幅回路１６は
Ｖｃを任意の直流信号Ｖｄに増幅するとともに、Ｖｃの
リップル成分を除去し゛て、Ｖｄを出力端子１４からＶ
ｏｕｔとして出力する。

なお、各信号Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄは各点（ａ）、（
ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）の信号である。

第３図は本発明に係る信号処理回路の第５〜第８実施例
の回路構成を示すブロック図であり、第１図の振幅検出
回路１２に替えて全波整流回路１７を用いている。本図
により基本動作を説明する。第３図において、信号処理
回路は積分回路１１、全波整流回路１７および増幅回路
１６により構成される。

積分回路１１には入力端子１３から一定振幅の方形波信
号Ｖｉｎ（Ｖａ）が入力されており、積分回路１１はＶ
ｉｎの周期に比例した振幅の三角波ｖｂに変換して、全
波整流回路１７に出力する。全波整流回路１７はｖｂの
振幅に応じて、１／２Ｖｂの振幅を存する全波整流され
た直流信号（三角波）Ｖｃを増幅回路１６に出力する。

増幅回路１６はＶｃを任意の直流信号Ｖｄに増幅すると
ともに、Ｖｃのリップル成分を除去して、Ｖｄを出力端
子１４がらＶｏｕｔとして出力する。なお、各信号Ｖａ
、ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄは各点（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（
ｄ）の信号である。

第４〜６図は本発明に係る信号処理回路の第１実施例を
示す図である。

まず、構成を説明する。第４図は信号処理回路第１実施
例の詳細な回路構成を示す図である。図において、積分
回路１８はオペアンプＩＣ，、コンデンサＣＩ、および
抵抗Ｒ＋　、Ｒ２、Ｒｚにより構成されており、ＩＣ，
は汎用オペアンプ、Ｃ１１Ｒ６およびＲ２は積分定数設
定用、Ｒ３はＩＣ。

のＣＭＲＲ（同相電圧除去比）改善用のバイアス抵抗で
ある。

ピーク値検出回路１９はＮＰＮ　）ランジスタＱ１、Ｐ
ＮＰ　トランジスタＱ２、コンレンサＣ！および抵抗Ｒ
ａ　、Ｒｓにより構成されており、ＱｌおよびＱ、はコ
ンプリメンタリ特性を有し、Ｃ２はピーク値検出用、Ｒ
４はバイアス用抵抗、Ｒ１は放電用抵抗である。なお、
ピーク値検出回路１９は下限ピーク値検出用である。増
幅回路２０はオペアンプＩＣ，、コンデンサＣ３、可変
抵抗Ｒｔ、、Ｖ□および抵抗Ｒ？　、Ｒａ　、Ｒ−によ
り構成されており、ＩＣｚは汎用オペアンプ、Ｃ１はリ
ップル減衰用、Ｒｈ、およびＲ８増幅度設定用、Ｒ７、
■１はオフセット調整用、Ｒ１は、ＩＣ，のＣＭＲＲ（
同相電圧除去比）改善用のバイアス抵抗である。なお、
Ｃｓ、Ｒ−およびＲ３は所定の時定数を有するローパス
フィルタも構成している。

また、積分回路１８、ピーク値検出回路１９および増幅
回路２０には所定の正の直流電源Ｖｃｃと所定の負の直
流電源Ｖ、が接続されている。

なお、積分回路１８の入力点を（ａ）および出力点を（
ｂ）、ピーク値検出回路１９の出力点を（Ｃ）、増幅回
路２０の出力点の（ｄ）とし、それぞれの点の信号をＶ
ａ、Ｖｂ、ＶｃおよびＶｄとする。

次に、作用を説明する。

自動車等の車輌の荷重変化や走行時の速度変化等により
車体と車輪との間に介装された変位計に物理的変位変化
が生じると、該物理的変位に応じた周期信号が出力され
るＣＲ発振回路等を具備した変位計の周期信号は信号処
理回路２５で直流電圧信号に変換される。以下、信号処
理回路２５の作用を第５図に示す信号のタイムチャート
図を参照しながら説明する。入力信号Ｖａとしては第５
図（ａ）に示すうよなＧＮＤレベルを中心に正負対称の
振幅一定で、かつデユーティ比が５０％の理想的な方形
波とし、その周期Ｔｎ　（ｎ＝１．２．３）のみが変化
するものとする。Ｖａが入力端子ＩＮから積分回路１８
のＲ１を介してＩＣ，の反転入力側に入力されると、Ｖ
ａはＲｔ、Ｃ＋およびＩＣ，から構成されるミラー積分
回路により第５図（ｂ）のようなＧＮＤレベルを中心と
した正負対称の一定傾斜の三角波に変換される。このと
き、ＩＣ，の直流ゲインＧ、は次式■であり、三角波の
傾斜電圧は次式■で表される。

Ｖａが一定であれば、■式は次式■となる。

■式よりｖｂはＶａがコモン電圧（非反転入力側の電圧
）より大きいときは一定傾斜で減少し、一方、小さいと
きは一定傾斜で増加する。すなわち、第５図（ｂ）のよ
うにｖｂの振幅はＶａの周期に比例することになる。ｖ
ｂはピーク値検出回路１９のＮＰＮ　）ランジスタＱ１
のベースに接続されており、ピーク値検出回路１９はｖ
ｂの下限ピーク値を検出し、リップルを抑えた負の直流
信号ＶＣを出力する。ここで、ＶｃはＱｌのエミッタと
Ｒ４（Ｄ接続点におイテ、Ｖｂ　　ＶＩＥＩ　　（ＶＢ
ＥＩ　　：Ｑ、のベース・エミッタ間の電圧降下分）と
なり、この電圧がＣ２のベースに印加される。そして、
Ｑ、のエミッタを通して０２に充電電流が流れ、Ｃ２と
Ｃ２のエミッタとの接続点の電位Ｖｃが次式■の関係が
成立するまで充電される。

Ｖｃ＝Ｖｂ−ＶＢ！、＋Ｖ１．Ｅ、　　　−・−・・−
■ＶＢＥ２　　：　Ｃｈのベース・エミッタ間の電圧降
下分Ｑ、　とＱｚはコンプリメンタリ特性を有するＮＰＮ）
ランジスタとＰＮＰ　）ランジスタであるため、０式の
ＶＩＥＩおよびｖ　ｉｔｚは同一であり次式■という条
件が成立し、ＶＢＥＩ−■■２°°°°°゛■ このため、０式は次式■となる。

Ｖｃ＝Ｖｂ　　　・・・・・・■ その後、ｖｂがピーク値から反転傾斜すると、Ｃ２はＯ
ＦＦされ、Ｃ２に充電電流が流れなくなり、ｖｂのピー
ク値信号がＣｚにより保持されて、第５図（Ｃ）のよう
にＶｃとして出力される。そして、Ｃ２の電位は次のピ
ーク値が来るまでＲ３に流れる放電電流により徐々に上
昇する。Ｃ２とＲ３は放電時間を決定する時定数であり
、Ｒ６の値は次のピーク値が検出可能なものを設定して
いる。Ｒ４はＣ２のコレクタ電流が過大にならないよう
に、Ｃ２のベース電流を制限することにより、Ｃ２の誤
動作を防止している。したがって、ピーク値検出回路１
９からはｖｂの下限ピーク値に応じたリップルの少ない
負の直流信号Ｖｃが増幅回路２０に出力される。Ｖｃは
Ｒ４を介してＩＣ，の反転入力端子に入力されており、
Ｖｃは反転増幅されて、第５図（ｄ）のようなＶｃの変
化とは反対の変化を有する直流信号Ｖｄとして出力され
る。

このとき、ＩＣ，のゲインＧ！は次式■より決定、され
るとともに、ＶＲ，とＲｔによりオフセット電圧が設定される。すな
わち、第６図に示すように出力される直流信号Ｖｄ　（
Ｖｏｕｔ　）の特性をＲａ　、ＲｔおよびＶＲ，により
任意に設定可能にしている。また、Ｒ，、Ｒ，およびＣ
３のローパスフィルタの作用によりＶｃのリップル成分
が除去される。

ここで、上記積分回路１８、ピーク値検出回路１９およ
び増幅回路２０の回路によって得られる効果を以下にま
とめる。

（Ｉ）積分回路１８は従来ののこぎり波信号を用いるも
のと異なり、三角波に変換することで、その三角波の立
下り部分がゆるやかであるためノイズが発生せず、その
前後の処理回路での誤動作の発生を防止する。また、タ
イミングパルスを用いなくても、入力信号の周期に応じ
た振幅に変換可能なため、構成が簡単である。

（ｎ）ピーク値検出回路１９はＱｌとＱｌをコンプリメ
ンタリ特性を有するＮＰＮ　）ランジスタとＰＮＰトラ
ンジスタで構成しているため、温度による特性変化を相
殺するとともに、ｖｂのピーク値を正確に検出すること
ができる。また、バイアス抵抗Ｒ４を接続したことによ
り、Ｑｌのコレクタ電流が過大になることを抑制して、
電源側と前後段の回路への悪影響を防止している。

（１）増幅回路２０はＲ，、Ｒ７およびＶＲ，によりそ
の出力信号の特性を任意に設定可能としたため、出力側
に接続される各種負荷に対する応用範囲が広がり、汎用
性が拡大する。また、Ｒ６、Ｒ７およびＣ１によりロー
パスフィルタも構成するようにしたため、出力信号Ｖｄ
のリンプルの改善と直線性の改善が他の回路を付加する
ことな（可能となっている。

したがって、本実施例では上記のような積分回路１８、
ピーク値検出回路１９および増幅回路２ｏで周期電圧変
換の信号処理回路２５を構成することにより、従来のも
のと異なり、簡単な構成で入力信号周期に比例したリッ
プルの非常に少ない直流信号を、負荷側に合わせて任意
に出力でき、また、温度変化に対しても安定に動作する
ため、低価格で汎用性の広い信号処理回路を提供するこ
とができる。

なお、上記各回路はハイブリツドＩＣ化することで前記
変位計等に省スペースで搭載可能となる。

第７〜９図は本発明の第２実施例を示す図であり、第１
実施例と同様の部品を用いて上限ピーク値を検出するよ
うにピーク値検出回路の構成を変更するとともに、増幅
回路の人出力特性の設定を変更したものである。第７図
において、ピーク値検出回路３１は入力側にＰＮＰ　）
ランジスタＱ２、出力側にＮＰＮ　）ランジスタＱ１を
接続するとともに、Ｑ、とＱｌに合わせて、Ｃｚ　、Ｒ
４およびＲ１を接続することにより三角波ｖｂの上限ピ
ーク値を検出するようにしている。積分回路１８と増幅
回路２０の回路構成は第１実施例と同様であるが、増幅
回路２０はＶＲ，とＲ？によりオフセット電圧の設定が
第９図に示すような入出力特性を得るように変更されて
いる。ピーク値検出回路３１において、Ｑｌのエミッタ
とＱ、のベースとの接続点の電圧はＶ　ｂ　＋　Ｖ　Ｂ
！□となり、Ｖｃは次式■となる。

Ｖ　Ｃ＝　Ｖ　ｂ　＋　ＶｍＥｚ　　Ｖｓｔ＋　・・”
”■前記■式を代入するとＶｃ＝Ｖｂとなる。すなわち
、Ｑｌはｖｂが上向傾斜の周期にＯＮされ、Ｃ！に充電
電流を供給する。そして、Ｃ２はｖｂの上限ピーク値に
なるまで充電されるとともに、ｖｂが反転傾斜（下向）
したとき、その上限ピーク値が保持される。その後、次
のピーク値信号が入力されるまで、Ｒ３により放電電流
が流れる。

本実施例における（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）および（ｄ）
のそれぞれの信号Ｖａ、ｖｂ、ＶｃおよびＶｄは第８図
に示すようになる。また、入出力特性は第９図に示すよ
うになる。

したがって、本実施例は第１実施例と同様の効果が得ら
れる。

第１０．１１図は本発明の第３実施例を示す図であり、
第１実施例と同様に下限ピーク値を検出するものである
が、回路に接続する電源を正の直流電源Ｖｃｃの単一電
源とすることにより、入力信号の振幅が前記第１．２実
施例と異なりＧＮＤレベルからプラスの範囲で変化する
場合に対応するものである。第１０図は、前記第１実施
例の第４図で示した信号処理回路の負の直流電源■、を
ＧＮＤレベルに変更し、ＩＣ，とＩＣｚのそれぞれの非
反転入力端子にコモン電圧を供給するため、ＶＣＣとＧ
ＮＤレベルの間に抵抗Ｒ１゜、Ｒｏを直列に接続し、そ
の中間点をＲ３とＲ７の一方に接続している。コモン電
圧は次式■となる。

また、図のようにコンデンサＣ４を接続して、コモン電
圧に混入するノイズをバイパスするバイパスコンデンサ
としている。これらの変更により、本実施例は、第１１
図（ａ）に示す入力信号Ｖａに対して信号処理回路２５
の各点（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）の信号ｖｂ、ＶＣｌＶｄ
は第１１図の（ｂ）、（Ｃ）、（ｄ）のようになる。ま
た、入出力特性は第１実施例の第６図と同様になる。し
たがって、本実施例は第１実施例と同様の効果が得られ
る。

第１２．１３図は本発明の第４実施例を示す図であり、
第３実施例と同様の単一電源Ｖｃｃによるもので、ピー
ク値検出回路３１は第２実施例と同様の構成で上限ピー
ク値を検出するものである。この変更により、本実施例
は第１３図（ａ）に示す入力信号Ｖａに対して信号処理
回路２５の各点（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の信号Ｖｂ、Ｖ
ｃ、Ｖｄは第１３図の（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すよ
うになる。また、入出力特性は第２実施例の第９図と同
様になる。したがって、本実施例は第１実施例と同様の
効果が得られる。

第１４〜１６図は本発明に係る信号処理回路の第５実施
例を示す図である。

まず、構成を説明する。第１４図は信号処理回路の第５
実施例の詳細な回路構成を示す図である。

本図において積分回路１８および増幅回路２０は、第４
図に示す第１実施例と同様の部品により構成されている
。全波整流回路３２には抵抗Ｒ，、Ｒ，、ダイオードＤ
２および汎用オペアンプＩＣ２により半波整流回路３３
が構成されており、Ｄ、はＩＣ。

の入出力電圧過飽和防止用ダイオードであり、Ｒ６はＩ
Ｃ，のＣＭＲＲ（同相電圧除去比）改善用の抵抗である
。抵抗Ｒｔ　、Ｒａ　、Ｒｑおよび汎用オペアンプＩＣ
，により加算増幅回路３４が構成されており、Ｒ１゜は
ＩＣ３のＣＭＲＲ改善用抵抗である。

次に、作用を説明する。

本実施例の作用を第１５図に示す信号のタイムチャート
図を参照しながら説明する。人力信号Ｖａとしては第１
５図（ａ）に示すようなＧＮＤレベルを中心に正負対称
の一定振幅の方形波が入力され、積分回路１８により前
記第１実施例と同様な作用により、第１５図（ｂ）に示
すようなＣＮＤレベルを中心とした正負対称の一定傾斜
の三角波ｖｂに変換され、全波整流回路３２に出力され
る。なお、Ｖｂの振幅は第１実施例と同様に入力信号Ｔ
ｎ　（ｎ＝１．２．３）に比例した振幅を得る。ｖｂは
、全波整流回路３２のＲ４を介してＩＣ２の反転入力側
に入力されると、ｖｂはＲ４、Ｒｓ　、ＤｚおよびＩＣ
！から構成される半波整流回路３３により半波整流信号
Ｖｅに変換される。この時、Ｖｅについて次式が成立す
る。

ｖｂ≧０のとき　Ｖｅ＝Ｏ・・・川■ ｖｂ＜ｏのときＶｅ＝　−Ｖｂ　（但しＲ４＝Ｒｓ　）
・・・・・・■ なお、Ｄ＋　はｖｂ＞ｏのときＩＣ，の入出力電圧過飽
和防止用保護ダイオードである。次に、ＶｂはＲ７を介
してＩＣ，の反転入力側に入力され、しかも前記Ｖｅが
Ｒ８を介してＩＣ，の反転入力側にも入力されており、
Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，およびＩＣｚから構成される加算増幅
回路３４により加算電圧信号Ｖｃが出力される。この時
、Ｖｃについて次式が成立する。

Ｖｃ＝−（Ｖｂ＋２Ｖｅ）（但し、Ｒ，＝Ｒ。

＝２Ｒａ）　　　　・・・・・・００式において、［相］および０式の条件を加えるとＶｃ
は次式が成立する。

ｖｂ≧０のとき　Ｖｃ＝−Ｖｂ　　・・・・・・＠ｖｂ
＜ｏのとき　Ｖｃ＝Ｖｂ　　　・・・・・・［相］上記
により該全波整流回路３２の出力信号Ｖｃは第１５図（
Ｃ）に示すようなＧＮＤレベルに対して、振幅ｖｂの１
／２で負の極性だけの三角波となる全波整流信号Ｖｃを
増幅回路２０に出力する。増幅回路２０の構成および作
用は前記第１実施例と同様であり、入力信号周期に比例
した第１５図（ｄ）および第１６図に示すような任意の
入出力特性を有する直流信号Ｖｄを得ることができる。

第１７〜１９図は本発明に係る信号処理回路の第６実施
例を示す図であり、第１７図に示すように第５実施例と
同様の部品を用いるとともに、前記全波整流回路３２の
半波整流回路３３においてダイオードＤ、、Ｄ、の接続
方向を逆にして半波整流回路３６を構成したことにより
第５実施例とは反対傾斜の入出力特性を有する出力信号
を得るようにしたものである。

本実施例において、第１８図（ａ）、（ｂ）とも第５実
施例と同一とする時、ｖｂは全波整流回路３５の半波整
流回路３６の出力信号Ｖｅおよび全波整流信号Ｖｅは次
式が成立する。

ｖｂ＞ｏのとき　　Ｖｅ＝−Ｖｂ　（但しＲ４−Ｒ１）
・・・・・・■ ｖｂ≦０のとき　　Ｖｅ＝Ｏ・・・・・・■なお、Ｄｌ
はｖｂ≦０のときＩＣ２の入出力電圧過飽和防止用のダ
イオードである。

前記加算増幅回路３４の出力信号Ｖｃは０式と同様であ
り、［相］、０式の条件を０式に加えると、ＶＣについ
て次式が成立する。

ｖｂ＞ｏのとき　　Ｖｃ＝Ｖｂ　　　・・・・・・■ｖ
ｂ≦０のとき　　Ｖｃ＝−Ｖｂ　　・・・・・・■上記
により該全波整流回路３５の出力信号Ｖｃは第１８図（
Ｃ）に示すようなＧＮＤレベルに対して、振幅ｖｂの１
／２で正の極性の三角波となる全波整流信号Ｖｃを増幅
回路２０に出力し、増幅回路２０により第１８図（ｄ）
の直流信号Ｖｄを得る。したがって、本実施例により入
力信号周期に比例した第１９図に示すような第５実施例
とは反対の傾斜の入出力特性を有する直流信号Ｖｄを得
ることができる。

第２０〜２２図は本発明に係る信号処理回路の第７実施
例を示す図であり、入力信号の振幅が前記第５．６実施
例と異なりＧＮＤレベルからプラスの範囲に変化する場
合に対応したものである。したがって、コモン電圧を抵
抗ＲＩＳ、ＲＩ６にて分圧回路を構成して汎用オペアン
プＩＣ，、ＩＣ２、ＩＣ３、ＩＣ４の非反転入力側に各
々抵抗Ｒ３、Ｒ６、ＲＩＯ１Ｒ１４を介して接続してい
る。なお、Ｃ３はコモン電圧に混入するノイズバイパス
コンデンサである。

第２３〜２５図は本発明に係る信号処理回路の第８実施
例を示す図であり、前記第７実施例に対して出力特性が
反対の傾斜を得るようにしたものである。

以上、第５〜８実施例の作用および効果は前記第１〜４
実施例の振幅検出回路にピーク値検出回路を用いたもの
と同様の入力信号周期に比例した直流信号を得ることが
できる。

なお、上記第２〜８実施例の信号処理についても第１実
施例と同様にハイブリッ）ＩＣ化すれば、前記変位計に
省スペースで実装可能である。また、本実施例では直流
信号出力手段として直流電圧出力を用いているが、汎用
オペアンプを用いた直流電流出力回路を用いたり、直流
電流出力専用ＩＣ回路等を用いれば容易に入力信号周期
に比例した直流電流出力を得ることもできる。

（効果）本発明によれば、一定振幅の方形波入力信号を該入力信
号周期に比例した振幅の三角波に変換する積分回路と、
該三角波の振幅に応じた直流信号を出力する検出回路と
で順次処理する周期電圧変換の信号処理回路を構成し、
信号処理時に三角波を用いることにより、急激な電流変
化（電圧変化）をなくすことでノイズ発生を防止するこ
とができ、回路の誤動作を防止するとともに保護回路を
不要にすることができる。すなわち、簡単な構成で安価
な信号処理回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号処理回路の回路構成を示すブ
ロック図、第２図は本発明の第１〜４実施例の回路構成
を示すブロック図、第３図は本発明の第５〜８実施例の
回路構成を示すブロック図、第４〜６図は本発明の第１
実施例を示す図であり、第４図はその回路図、第５図は
その入出力信号のタイムチャート、第６図はその入出力
特性図、第７〜９図は本発明の第２実施例を示す図であ
り、第７図はその回路図、第８図はその入出力信号のタ
イムチャート、第９図はその入出力特性図、第１０．１
１図は本発明の第３実施例を示す図であり、第１０図は
その回路図、第１１図はその入出力信号のタイムチャー
ト、第１２．１３図は本発明の第４実施例を示す図であ
り、第１２図はその回路図、第１３図はその入出力信号
のタイムチャート、第１４〜１６図は本発明の第５実施
例を示す図であり、第１４図はその回路図、第１５図は
その入出力信号のタイムチャート、第１６図はその入出
力特性図、第１７〜１９図は本発明の第６実施例を示す
図であり、第１７図はその回路図、第１８図はその入出
力信号のタイムチャート、第１９図はその入出力特性図
、第２０〜２２図は本発明の第７実施例を示す図であり
、第２０図はその回路図、第２１図はその入出力信号の
タイムチャート、第２２図はその入出力特性図、第２３
〜２５図は本発明の第８実施例を示す図であり、第２３
図はその回路図、第２４図はその入出力信号のタイムチ
ャート、第２５図はその人出力特性図、第２６．２７図
は従来の信号処理回路を示す図であり、第２６図はその
回路構成を示すブロック図、第２７図はその他の回路構
成を示すブロック図である。１２・・・・・・振幅検出回路、１１．１８・・・・・・積分回路、２５・・・・・・信号処理回路。

Claims

【特許請求の範囲】

一定振幅の方形波信号が入力され、該入力信号周期に比
例した振幅の三角波に変換する積分回路と、該三角波が
入力され、三角波の振幅を検出するとともに、三角波の
振幅に比例した直流信号を出力する振幅検出回路と、で
周期電圧変換の信号処理回路を構成したことを特徴とす
る信号処理回路。