JPH01231679A - Drive control circuit for brushless motor - Google Patents
Drive control circuit for brushless motorInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はブラシレスモータの駆動制御回路に関する。[Detailed description of the invention] (Industrial application field) The present invention relates to a drive control circuit for a brushless motor.
（従来の技術）
従来、３相ブラシレスモータの駆動制御回路としては第
５図に示すようなものが知られている。(Prior Art) Conventionally, a drive control circuit for a three-phase brushless motor as shown in FIG. 5 is known.
このブラシレスモータの駆動制御回路ではローラマグネ
ット１の回転位置を検出する位置検出器として用いられ
ているホール素子２，３．４はロータマグネット１によ
る磁界φＵ、φＶ、φ警と入力電流Ｘによって出力φｕ
−Ｘ、φｖ−Ｘ、φす・Ｘを生ずる乗算器として働き、
電気角１２０°の位相差を持つように配置される。ロー
タマグネット１は２ｎ（ｎは１以上の整数）極に着磁さ
れていて３相の駆動コイル（ステータコイル）５，６．
７により回転付勢され、口７タマグネット１の着磁分布
がその回転方向に正弦波状になっていることによりホー
ル素子２，３．４の出力電圧が正弦波となる。In the drive control circuit of this brushless motor, the Hall elements 2, 3.4 used as position detectors for detecting the rotational position of the roller magnet 1 output outputs based on the magnetic fields φU, φV, φ and the input current X generated by the rotor magnet 1. φu
-X, φv-X, φs・X, which acts as a multiplier,
They are arranged to have a phase difference of 120 electrical degrees. The rotor magnet 1 is magnetized to 2n (n is an integer greater than or equal to 1) poles, and has three-phase drive coils (stator coils) 5, 6.
The output voltage of the Hall elements 2, 3.4 becomes a sine wave because the magnetization distribution of the magnet 1 is sinusoidal in the direction of rotation.
このホール素子２，３．４の出力電圧はホール増幅器８
，９．１０及び出力増幅器１１，１２．１３で増幅され
、この出力増幅器１１，１２，１３の出力により駆動コ
イル５，６．７が駆動されてロータマグネット１が駆動
コイル５，６．７により回転付勢される。またホール増
幅器８，９．１０の出力電圧Ｕ、Ｖ、ＷはこれらＵ、Ｖ
、Ｗの累乗和が一定値になるようにべき数が偶数に設定
された累乗演算器、例えば２乗演算器１４，１５゜１６
によりそれぞれ２乗されて２乗和帰還回路からなる制御
手段１７における加算器１８により加算され、ｕ２＋ｖ
”＋ｗ２となる。この加算器１８の出力電圧は増幅器１
９で基準電圧ＲＥＦと比較され、その誤差電圧に比例し
た電流がホール素子２゜３．４に帰還される。したがっ
てこの帰還ループによりＵ２＋Ｖ２＋Ｗ２＝ＲＥＦとな
るようニホール素子２，３．４の電流が制御される。The output voltage of the Hall elements 2, 3.4 is the Hall amplifier 8.
, 9.10 and output amplifiers 11, 12.13, and the drive coils 5, 6.7 are driven by the outputs of the output amplifiers 11, 12, 13, and the rotor magnet 1 is amplified by the drive coils 5, 6.7. Rotationally biased. In addition, the output voltages U, V, and W of the Hall amplifiers 8, 9, and 10 are
, a power calculator whose exponent is set to an even number so that the sum of powers of W becomes a constant value, for example, square power calculators 14, 15゜16
are respectively squared and added by the adder 18 in the control means 17 consisting of a sum-of-squares feedback circuit, and u2+v
”+w2.The output voltage of this adder 18 is
It is compared with the reference voltage REF at 9, and a current proportional to the error voltage is fed back to the Hall element 2.3.4. Therefore, this feedback loop controls the currents of the Nihole elements 2 and 3.4 so that U2+V2+W2=REF.
（発明が解決しようとする問題点）
上記第５図のブラシレスモータの駆動制御回路ではホー
ル素子２，３．４の出力の振幅２位相。(Problems to be Solved by the Invention) In the brushless motor drive control circuit shown in FIG. 5, the outputs of the Hall elements 2, 3.4 have two amplitude phases.
不平衡、ホール増幅器８，９．１０のゲインなどのエラ
ーが生じても上記帰還ループにより補正されるが、ホー
ル増幅器８，９．１０のオフセットは２乗和帰還回路１
７の帰還量に比例しないので。Even if errors such as unbalance and gain of the Hall amplifiers 8, 9.10 occur, they are corrected by the feedback loop, but the offset of the Hall amplifiers 8, 9.10 is corrected by the sum-of-squares feedback circuit 1.
Because it is not proportional to the feedback amount of 7.
十分な補正がなされず、低周波数（１回転当りロータマ
グネット１の極数の１／２）のトルクリップルが生ずる
。またホール素子２，３．４に帰還をかけるので、２乗
和帰還回路１７の出力はホール素子２，３．４を駆動で
きるだけの電流容量が必要となり、集積回路化した場合
には２乗和帰還回路１７に出力端子を設ける必要がある
。Sufficient correction is not made, and low frequency (1/2 of the number of poles of rotor magnet 1 per revolution) torque ripple occurs. In addition, since feedback is applied to the Hall elements 2, 3.4, the output of the square sum feedback circuit 17 must have a current capacity sufficient to drive the Hall elements 2, 3.4. It is necessary to provide the feedback circuit 17 with an output terminal.
（問題点を解決するための手段）
本発明は２ｎ極に着磁されたロータマグネットと、３相
の駆動コイルと、３個の位置検出器と、累乗結果の和が
一定値となるようべき数を偶数に設定した３個の累乗演
算器と、制御手段とを具備し、上記位置検出器と上記制
御手段との間には掛け算機能を有する演算手段がある。(Means for Solving the Problems) The present invention includes a rotor magnet magnetized to 2n poles, a three-phase drive coil, three position detectors, and a It is equipped with three power calculation units whose numbers are set to even numbers and a control means, and a calculation means having a multiplication function is provided between the position detector and the control means.
（作 用）
３相の駆動コイルにより回転付勢されるロータマグネッ
トの回転位置が３個の位置検出器により検出されて電気
角１２０°位相差の出力信号が発生し、この３個の位置
検出器の出力電圧がそのまま若しくは合成された３相の
出力電圧が各々３個の累乗演算器により累乗され、制御
手段によって３個の累乗演算器の出力電圧が加算されて
その和電圧が一定値となるように演算手段に帰還がかけ
られることによりこの駆動制御回路内の回路オフセット
が帰還量に比例するように帰還がかけられる。(Function) The rotational position of the rotor magnet, which is rotationally biased by the three-phase drive coil, is detected by three position detectors, and an output signal with a phase difference of 120 degrees in electrical angle is generated. The output voltages of the three phases, which are the output voltages of the power converters as they are or are combined, are each raised to the power by three power calculators, and the output voltages of the three power calculators are added by the control means, and the sum voltage is set to a constant value. By applying feedback to the arithmetic means so as to make the circuit offset in the drive control circuit proportional to the amount of feedback.
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す。(Example) FIG. 1 shows an embodiment of the invention.
この実施例は上記第５図のブラシレスモータの駆動制御
装置においてホール素子２，３．．４に直流電源２０よ
り一定の電流を供給して増幅器１９から制御手段１７に
最も近い掛け算機能を有する演算手段、つまりホール増
幅器８．．９．１０の演算手段に帰還をかけ、かつホー
ル増幅器８，９゜１０として第２図に示すようにトラン
ジスタ２１〜３０及び抵抗３１〜３６からなる増幅器を
用いるようにしたものである。このホール増幅器８゜９
．１０は掛け算機能を有する演算手段と増幅機能を兼ね
備え、つまり演算手段を内蔵している。This embodiment is applied to the Hall elements 2, 3. ．． A constant current is supplied from the DC power supply 20 to the amplifier 19 to the control means 17, and the arithmetic means having the multiplication function, that is, the Hall amplifier 8.4. ．． 9. Feedback is applied to the arithmetic means of 10, and as Hall amplifiers 8, 9 and 10, amplifiers consisting of transistors 21 to 30 and resistors 31 to 36 are used as shown in FIG. This hall amplifier 8゜9
．． Reference numeral 10 has arithmetic means having a multiplication function and an amplification function, that is, it has a built-in arithmetic means.
ホール素子２，３．４は電ｇ２ｏより抵抗３７゜３８を
介して電流が供給され、ロータマグネット１による磁界
φＵ、φＶ、φすと電源２０からの電流に比例した出力
を生ずる。このホール素子２，３゜４の出力はトランジ
スタ２１〜２６により増幅されて出力増幅器１１，１２
，１３及び２乗演算器１４．１５．１６に出力され、増
幅器１９の出力がトランジスタ２７を介してトランジス
タ２８゜２１９．３０のベースに加えられてこのホール
増幅器８，９，１．０のバイアス電流が増幅器１９の出
力に比例して制御されることによりホール増幅器８．９
．１０のゲインが増幅器１９の出力により制御されて入
力信号と増幅器１９の出力との掛け算が行われることに
なる。したがってホール増幅器８，９．１０は増幅器１
９の出力が帰還されてオフセットが増幅器１９からの帰
還量に比例するようになる。この結果、ホール増幅器８
，９．１０のオフセットによるトルクリップルは上記従
来のブラシレスモータの駆動制御回路に比べて１／３以
下に押えることができる。しかもホール素子２．３．４
の不平衡電圧によるトルクリップルは上記従来のブラシ
レスモータの駆動制御回路と変わらない。この模様は第
３図に示されているが、図中（ａ）（ｃ）は上記従来の
ブラシレスモータの駆動制御回路の特性を示し、（ｂ）
（ｄ）は本実施例の特性を示す。またホール素子２，３
．４及び増幅器８，９．１０のその他のエラーの補正効
果も上記従来のブラシレスモータの駆動制御回路と変わ
らない。The Hall elements 2, 3.4 are supplied with current from the electric current g2o through the resistors 37 and 38, and when the magnetic fields φU, φV, φ are generated by the rotor magnet 1, an output proportional to the current from the power source 20 is produced. The outputs of the Hall elements 2, 3.4 are amplified by transistors 21 to 26 and sent to output amplifiers 11, 12.
, 13 and square calculators 14, 15, and 16, and the output of amplifier 19 is applied to the base of transistor 28゜219.30 via transistor 27 to bias the Hall amplifiers 8, 9, and 1.0. Hall amplifier 8.9 by controlling the current proportional to the output of amplifier 19
．． A gain of 10 is controlled by the output of the amplifier 19, and the input signal and the output of the amplifier 19 are multiplied. Therefore, Hall amplifiers 8, 9, and 10 are equivalent to amplifier 1.
The output of amplifier 19 is fed back and the offset becomes proportional to the amount of feedback from amplifier 19. As a result, the Hall amplifier 8
, 9.10 torque ripple due to offset can be suppressed to 1/3 or less compared to the conventional brushless motor drive control circuit described above. Moreover, Hall element 2.3.4
Torque ripple due to unbalanced voltage is the same as in the conventional brushless motor drive control circuit described above. This pattern is shown in Figure 3, in which (a) and (c) show the characteristics of the drive control circuit of the conventional brushless motor, and (b)
(d) shows the characteristics of this example. In addition, Hall elements 2 and 3
．． 4 and other error correction effects of the amplifiers 8, 9, and 10 are also the same as those of the conventional brushless motor drive control circuit.
ホール増幅器８，９．１０の１相分のバイアス電流を仮
に５００μＡとし、トランジスタの直流増幅率ｈｆｅを
１００とすると、ホール増幅器８゜９．１０のバイアス
電流は３相分で１５μＡとなるが、ホール素子２，３．
４を駆動するためには少なくともこの１００倍の１．５
ｍＡ以上の電流が必要である。この実施例を集積回路化
した場合は帰還ループをすべて電子回路で構成できるの
で、上記従来のブラシレスモータの駆動制御回路で必要
であった２乗和帰還回路１７の出力端子が不要となる。Assuming that the bias current for one phase of the Hall amplifiers 8, 9.10 is 500 μA and the DC amplification factor hfe of the transistor is 100, the bias current of the Hall amplifier 8, 9.10 for 3 phases is 15 μA. Hall elements 2, 3.
To drive 4, at least 100 times this, 1.5
A current of mA or more is required. When this embodiment is implemented as an integrated circuit, the feedback loop can be constructed entirely from electronic circuits, so that the output terminal of the sum-of-squares feedback circuit 17, which was necessary in the conventional brushless motor drive control circuit, becomes unnecessary.
上記実施例において位置検出器２，３．４はホール素子
を用いたが、ホール素子以外の位置検出器を用いてもよ
い。In the above embodiment, Hall elements are used as the position detectors 2, 3.4, but position detectors other than Hall elements may be used.
第４図は本発明の他の実施例を示す。FIG. 4 shows another embodiment of the invention.
この実施例ではホール素子２，３．４を駆動コイル間ま
たは駆動コイル中心に置くために３相波形の３０°位相
シフトを行う回路を含むブラシレスモータの駆動Ｍ＃回
路に本発明を適用したものである。この実施例では上記
実施例においてセンサー増幅器８，９．１０の出力Ｕ、
Ｖ、Ｗが波形位相シフト回路を構成する合成増幅器３９
，４０゜４１に出力される。この合成増幅器３９，４０
゜４１は掛け算機能を有する演算手段を持つものであり
、ホール増幅器８，９．１０の出力Ｕ、Ｖ。In this embodiment, the present invention is applied to a brushless motor drive M# circuit including a circuit that shifts the three-phase waveform by 30 degrees in order to place the Hall elements 2, 3.4 between the drive coils or at the center of the drive coil. It is. In this embodiment, the output U of the sensor amplifier 8, 9.10 in the above embodiment,
A synthetic amplifier 39 in which V and W constitute a waveform phase shift circuit.
, 40°41. This composite amplifier 39, 40
゜41 has an arithmetic means having a multiplication function, and outputs U and V of Hall amplifiers 8 and 9.10.
Ｗより３０’位相シフトした３相の信号Ｕ’＝Ｕ−ｖ、
ｖ’＝ｖ−ｗ、ｗ’＝ｗ−ｕを求メチ出力増幅器１１，
１２．１３と２乗演算器１４，１５゜１６に出力する。A three-phase signal U' with a phase shift of 30' from W = U-v,
Find v'=v-w, w'=w-u, output amplifier 11,
12.13 and is output to square calculators 14, 15 and 16.
２乗和帰還回路１７の出力はホール増幅器８，９．１０
に帰還されずに２乗和帰還回路１７に最も近い演算手段
となる合成増幅器３９．４０．４１に帰還されてその演
算手段により２乗和帰還回路１７からの帰還量に比例す
るように制御され、これにより上記実施例と同様な効果
が得られる。The output of the sum-of-squares feedback circuit 17 is passed through the Hall amplifiers 8, 9, and 10.
It is not fed back to the sum-of-squares feedback circuit 17, but is fed back to the combining amplifiers 39, 40, and 41, which are the calculation means closest to the sum-of-squares feedback circuit 17, and is controlled by the calculation means to be proportional to the amount of feedback from the sum-of-squares feedback circuit 17. , whereby the same effects as in the above embodiment can be obtained.
上記第４図の実施例では制御手段１７に最も近い合成増
幅器３９，４０．４１に帰還をかけたので、トルクリッ
プルの低減効果が最も大きくなるが、第４図の実施例に
おいて第１図の実施例と同様に制御手段１７の出力をホ
ール増幅器８，９゜１ｏに帰還するようにしてもよい。In the embodiment shown in FIG. 4, feedback is applied to the synthetic amplifiers 39, 40, and 41 closest to the control means 17, so that the effect of reducing torque ripple is greatest; however, in the embodiment shown in FIG. Similarly to the embodiment, the output of the control means 17 may be fed back to the Hall amplifiers 8 and 9°1o.
（発明の効果）
以上のように本発明によれば２ｎ極に着磁されたロータ
マグネットと、このロータマグネットを回転付勢する３
相の駆動コイルと、上記ロータマグネットの回転位置を
検出し電気角１２０°位相差の出力信号を発生する３個
の位置検出器とを有するブラシレスモータの駆動制御回
路であって、上記３個の位置検出器の出力電圧をそのま
ま若しくは合成した３相の出力電圧を各々累乗すると共
にこれらの累乗結果の和が一定値となるようべき数を偶
数に設定した３個の累乗演算器と、この３個の累乗演算
器の出力電圧を加算しこの加算した和電圧が一定値とな
るように前記駆動制御回路を制御する制御手段とを具備
し、上記駆動制御回路の回路オフセットが上記制御手段
の帰還量に比例するように上記駆動制御回路内の上記位
置検出器と上記ＩＩＪ＃手段との間の掛け算機能を有す
る演算手段に上記制御手段の帰還をかけたので、位置検
出器の出力を受ける回路側にオフセットがあってもこの
オフセットが帰還量に比例することになって十分に補正
することができ、しかも位置検出器の出力エラー（振幅
、位相、不平衡などのエラー）に対する補正効果は変わ
らない。また位置検出器を帰還出力で駆動しないので、
出力回路の電流容量が少なくて済み、回路構成が簡単に
なり、集積回路化した場合には出力端子を設ける必要が
ない。(Effects of the Invention) As described above, according to the present invention, there is a rotor magnet magnetized to 2n poles, and a rotor magnet that is biased to rotate.
A drive control circuit for a brushless motor, comprising a phase drive coil, and three position detectors that detect the rotational position of the rotor magnet and generate an output signal with a phase difference of 120 degrees in electrical angle. Three exponentiation calculators that raise the output voltage of the position detector as it is or combine three-phase output voltages to powers, and set the exponent to an even number so that the sum of these exponentiation results becomes a constant value; control means for adding the output voltages of the exponentiation calculators and controlling the drive control circuit so that the added sum voltage becomes a constant value, and the circuit offset of the drive control circuit is the feedback of the control means. Since the feedback of the control means is applied to the arithmetic means having a multiplication function between the position detector and the IIJ# means in the drive control circuit so as to be proportional to the amount, the circuit receiving the output of the position detector Even if there is an offset on the side, this offset will be proportional to the amount of feedback and can be sufficiently compensated for.Moreover, the compensation effect for position detector output errors (amplitude, phase, unbalance, etc. errors) will not change. do not have. Also, since the position detector is not driven by feedback output,
The current capacity of the output circuit is small, the circuit configuration is simple, and when integrated, there is no need to provide an output terminal.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
同実施例の増幅器の構成を示す回路図、第３図（ａ）〜
（ｄ）は同実施例と従来回路の特性を示す特性図、第４
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第５図は従
来回路を示すブロック図である。
１・・・ロータマグネット、２，３．４・・・位置検出
器、５，６．７・・・駆動コイル、８，９．１０・・・
ホール増幅器、１４，１５．１６・・・累乗演算器、１
７・・・制御手段、３９，４０，４１・・・合成増幅器
。
方４（社）
墨？幻
形（
ホーｌし隈すｆ干閃゛を圧（×）
増幅器の７７ｔ・ｙト（幻
σ 日
増幅器／７オフし・汁Ｃ／−）
手続補正書（自発）
昭和６３年８月２２０
濾１FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of an amplifier of the same embodiment, and FIGS.
(d) is a characteristic diagram showing the characteristics of the same embodiment and the conventional circuit;
The figure is a block diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a block diagram showing a conventional circuit. 1... Rotor magnet, 2, 3.4... Position detector, 5, 6.7... Drive coil, 8, 9.10...
Hall amplifier, 14, 15. 16... Power calculator, 1
7... Control means, 39, 40, 41... Synthesis amplifier. Way 4 (sha) Sumi? Phantom form (Press the hole and close the f dry flash (×) Amplifier's 77t・yt (Phantom σ day amplifier/7 off・Soup C/-) Procedural amendment (voluntary) August 220, 1988 Filter 1
Claims (1)
マグネットを回転付勢する３相の駆動コイルと、上記ロ
ータマグネットの回転位置を検出し電気角１２０゜位相
差の出力信号を発生する３個の位置検出器とを有するブ
ラシレスモータの駆動制御回路であって、上記３個の位
置検出器の出力電圧をそのまま若しくは合成した３相の
出力電圧を各々累乗すると共にこれらの累乗結果の和が
一定値となるようべき数を偶数に設定した３個の累乗演
算器と、この３個の累乗演算器の出力電圧を加算しこの
加算した和電圧が一定値となるように前記駆動制御回路
を制御する制御手段とを具備し、上記駆動制御回路の回
路オフセットが上記制御手段の帰還量に比例するように
上記駆動制御回路内の上記位置検出器と上記制御手段と
の間の掛け算機能を有する演算手段に上記制御手段の帰
還をかけたことを特徴とするブラシレスモータの駆動制
御回路。A rotor magnet magnetized to 2n poles, a three-phase drive coil that rotationally urges this rotor magnet, and three coils that detect the rotational position of the rotor magnet and generate an output signal with a phase difference of 120 degrees in electrical angle. A drive control circuit for a brushless motor having a position detector, in which the output voltages of the three position detectors are raised to powers of three-phase output voltages obtained by directly or by combining the output voltages of the three position detectors, and the sum of these powers is a constant value. The output voltages of the three power calculators are set to an even number so that and a calculation means having a multiplication function between the position detector in the drive control circuit and the control means so that the circuit offset of the drive control circuit is proportional to the feedback amount of the control means. A drive control circuit for a brushless motor, characterized in that feedback of the control means is applied to the above.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (3)
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Publications (1)
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|---|---|
| JPH01231679A true JPH01231679A (en) | 1989-09-14 |
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Family Applications (1)
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| JP63039975A Pending JPH01231679A (en) | 1987-11-20 | 1988-02-23 | Drive control circuit for brushless motor |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JPH01231679A (en) |
-
1988
- 1988-02-23 JP JP63039975A patent/JPH01231679A/en active Pending
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