JPH01161934A

JPH01161934A - Ｐｎ符号捕捉回路

Info

Publication number: JPH01161934A
Application number: JP62320367A
Authority: JP
Inventors: Nobuhisa Kataoka; 信久片岡
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-12-18
Filing date: 1987-12-18
Publication date: 1989-06-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野〕この発明は、固定パターンからなるビット列を捕捉する
ＰＮ符号捕捉回路、特にスペクトル拡散通信装置で用い
られる初期捕捉のＰＮ符号捕捉回路に関するものである
。

〔従来の技術〕

第２図は、例えば文献「電子通信学会論文誌」’８６　
／１１．　Ｖｏ１ｊ６９Ｂ、Ｎｏ、１１．１５４０〜１
５４７頁に示されている従来のＰＮ符号捕捉回路を示す
もので、図中、（１）は受信信号の入力端子、　（２）
はＡＦＣ回路、　（３）はＰＮ符号捕捉回路である。

また第３図は、第２図のＰＮ符号捕捉回路　（３）に組
込まれている相関器の回路図であり、図中、（５）は受
信信号の入力端子、　（６）は基準搬送波発振器、　（
７）はミクサ、　（８）は受信ＰＮ符号が入力されるシ
フトレジスタ、　（９）は予め用意されているＰＮ符号
（以下リファレンス符号符号と称す）の入力端子、（１
Ｇ）は受信ＰＮ符号とリファレンス符号符号とを掛け合
わせる掛算器、（１１）は加算器、（１２）は受信ＰＮ
符号とリファレンス符号とが一致したかどうかの判定を
行なう判定回路、（１３）は捕捉回路出力端子である。

従来のＰＮ符号捕捉回路は上記のように構成され、入力
端子（１）に入力された受信信号はＡＦＣ回路　（２）
によって基準搬送波発振器　（６）の発振周波数と等し
い周波数に変換される。次いで、ミクサ　（７）によフ
てベースバンド信号に変換され、シフトレジスタ　（８
）に入力される。シフトレジスタ（８）に入力されたＰ
Ｎ符号は、リファレンスＰＮ符号と掛算器（１０）によ
って掛け合わされ、各シフトレジスタ　（８）の段数に
わたって掛算された結果は、加算器（１１）で加算され
て判定回路（１２）で一致か否かが判定された後、出力
端子（１３）から出力される。

ここで、ＡＦＣ回路　（２）から出力されてＰＮ符号捕
捉回路　（３）に入力される受信信号なｒ　（ｔ）とす
ると、受信信号ｒ　（ｔ）は（１）式で表現される。

ｒ　（ｔ）＝Ａ　−ｄ　（ｔ）４’　Ｎ　（ｔ）・ｃｏ
ｓ（Ｗｅｔ十〇’）　・（１）ただし、Ａは振幅、ｄ　
（ｔ）はデータ±１、ＰＮ（１）はＰＮ符号±１、Ｗｃ
は搬送波角周波数、θは基準搬送波との位相差である。

したがって、ミクサ　（７）の出力のベースバンド成分
をＷ　（ｔ）　　とすると、このベースバンド成分Ｗ　
（ｔ）は　（２）式で表現される（基準搬送波角周波数
をＷ。とする）。

ｗ（ｔ）＝ｐＮ（ｔ）・ｃｏｓ　（Ωｔ）　　　　　　
・・・（２）ただし、データｄ　（ｔ）およびθの存在
は説明を複雑にするだけなので、それぞれｄ（ｔ）＝１
、θ＝０としている。また振幅Ａは簡単のために１とし
ている。またΩは、 Ω＝ｌｉｅ−１゜　　　　　　　　　　　　　　・・・
（３）で表わされる入力搬送波と基準搬送波との間の周
波数偏差であり、ＡＦＣ回路　（２）の精度によって決
まる。ＡＦＣ回路　（２）の精度が悪いとΩの値は大ぎ
くなり、逆に精度がよいときはΩはＯにちかづく。

シフトレジスタ　（８）の１段目にある受信ＰＮ信号を
Ｗ　（ｔ）　　とすると、この４３号Ｗ　（ｔ）　は、
　（２）式に基づき（４）式で表わされる。ただし、シ
フトレジスタ　（８）の段数をＭ、ＰＮ符号のチップ幅
をＴｅとする。

Ｗ　（ｔ）　　＝　Ｐ　Ｎ　（ｔ−ｉＴｅ）・Ｃ０５（
Ω（ｔ−ｉＴｃ））　　−（４）したがって、加算器（
１１）の出力をＸ　（ｔ）　　とすると、出力Ｘ　（ｔ
）は、 −ｃｏｓ（Ω（ｔ−ｉＴｃ））　　　　　　　　　−（
５）で表わされる。ここで、ζｔｅは受信ＰＮ符号とリ
ファレンスＰＮ符号との初期位相差を表わしている。出
力Ｘ　（ｔ）は、を−ζＴｃ＋ｎＬＴｃ　（ｎは整数、
　ＬはＰＮ符号の符号長）で最大相関値をとる。

いま、後にΩ＝Ｏとすると、　（６）式はＭとなる。

（発明が解決しようとする問題点）上記のような従来のＰＮ符号捕捉回路では、ＰＮ符号捕
捉回路　（３）に人力される信号に周波数偏差成分が含
まれていると、相関出力が　（６）式のように劣化し、
最悪の場合出力がＯになることもあり得る。これを回避
するための方法としては、例えばＡＦＣ回路　（２）の
精度を上げることが考えられるが、その分ＡＦＣサーチ
に時間がかかり、その結果捕捉時間が長くなってしまう
という問題がある。また、捕捉用に短いＰＮ符号を別に
用意し信号の先頭部分にプリアンプルとして付ける方法
も考えられるが、他の部分の回路が複雑になってしまう
という問題がある。

この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で、ＡＦＣ回路の精度が悪い場合でも、高速でＰＮ符号
を捕捉できるＰＮ符号捕捉回路を得ることを目的とする
。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るＰＮ符号捕捉回路は、受信ＰＮ符号を格
納するシフトレジスタと、このシフトレジスタに格納さ
れた受信ＰＮ符号と予め用意されているＰＮ符号とを掛
け合わせる掛算器と、掛算器の結果を加算する加算手段
とを設け、加算手段に、加算段数の異なる複数の加算器
を設けるようにしたものである。

〔作用〕この発明においては、シフトレジスタに格納された受信
ＰＮ符号と予め用意されているＰＮ符号とが掛算器゛で
掛け合わされ、その結果が加算手段で加算される。とこ
ろで、加算手段は、加算段数の異なる複数の加算器を有
しているので、周波数偏差の影響の小さい相関結果が出
力され、ＡＦＣ回路の精度が悪い場合でも、高速でＰＮ
符号を捕捉することか可能となる。

〔実施例）第１図はこの発明の一実施例を示すもので、図中、第２
図および第３図と同一符号は同−又は相当部分を示す。

（１４）は加算器（１１）とは加算段数が異なる新たな
加算器で、加算器（１１）とともに加算手段を構成して
いる。

上記のように構成されたＰＮ符号捕捉回路においては、
加算手段を構成する両加算器（１１）　、　（１４）の
加算段数が異なるため、シフトレジスタ　（８）に人力
される受信ＰＮ符号に周波数偏差成分が含まれている場
合でも、周波数偏差の影響を小さい相関結果が出力され
る。このため、加算器（１４）の出力を用いることによ
り、加算器（１１）の出力のみを使う従来の場合に比較
して、より高速でＰＮ符号を捕捉することができる。ま
た、従来のＰＮ符号捕捉回路において、加算器（１１）
の出力が０となってＰＮ符号の捕捉が不可能になるよう
な最悪の状態であっても、加算器（１４）から相関パル
スが得られるのでＰＮ符号の捕捉が可能となる。

なお上記実施例ては、２つの加算器（１１）　、　（１
４）を設ける場合について示したが、３つ以上設けるよ
うにしてもよい。また多数の加算器を設け、それらの出
力から逆に周波数偏差成分を計算してＡＦＣをかけるこ
とも可能である。

（発明の効果）この発明は以上説明したとおり、加算段数の異なる複数
の加算器により加算手段を構成しているので、ＡＦＣ回
路の精度が悪い場合でも、高速でＰＮ符号を捕捉するこ
とができる等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すＰＮ符号捕捉回路の
回路図、第２図は従来ＰＮ符号捕捉回路を示すブロック
図、第３図は従来のＰＮ符号捕捉回路を示す第１図相当
図である。（２）・・・ＡＦＣ回路、（３）・・・ＰＮ符号捕捉回
路、（８）・・・シフトレジスタ、（９）・・・リファレンスＰＮ符号の入力端子、（ｌＯ
）・・・掛算器、　　（ｔ＋）　、　（１４）・・・加
算器。なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

受信ＰＮ符号を格納するシフトレジスタと、このシフト
レジスタに格納された受信ＰＮ符号と予め用意されてい
るＰＮ符号とを掛け合わせる掛算器と、掛算器の結果を
加算する加算手段とを備え、上記加算手段が加算段数の
異なる複数の加算器を有することを特徴とするＰＮ符号
捕捉回路。