JP2848724B2 - 同期判定回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散変調
が施されて送信された拡散変調波を受信する装置におい
て、復調時に用いられる拡散符号の同期外れを検出する
同期判定回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散変調方式の一種である
直接拡散方式を採用した通信システムでは、伝送情報
は、所定の変調方式により一次被変調波に変換された後
にＰＮ符号その他の拡散符号と乗算することにより、周
波数スペクトラムが広帯域に拡散された拡散変調波とし
て送信される。受信端では、その拡散変調波とこれに同
期した同じ拡散符号との相関をとることにより一次被変
調波のエネルギーを元の帯域内に復元する拡散復調が行
われ、さらに上述した一次変調と反対の復調処理が行わ
れる。

【０００３】このようなスペクトラム拡散変調方式は通
信システムだけではなく、例えば、測距システムにも利
用されるが、このようなシステムの受信装置では、拡散
復調を行うには受信すべき拡散変調波に同期した拡散符
号が不可欠であるから、その同期が外れた場合に速やか
に同期引き込みを再開するために常時その同期外れの有
無を監視する同期判定回路が搭載される。

【０００４】図１１は、従来の同期判定回路の構成例を
示す図である。図において、同期判定回路は、拡散変調
波に同期したＰＮ符号を生成するＰＮ符号発生器（Ｐ
Ｎ）１１１、そのＰＮ符号と拡散変調波とを乗算して拡
散復調を行うミキサ１１２、その復調出力からミキサ１
１２で発生した高調波成分を除去するローパスフィルタ
１１３、その出力を整流して直流成分を抽出する検波器
１１４、抽出された直流成分を積分して復調出力の電力
に応じた電圧信号を得る積分器１１５、その電圧信号と
閾値電圧Ｖ_thとの大小関係に応じてＰＮ符号の同期外れ
の有無を示す同期判定出力を得るコンパレータ１１６か
ら構成される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の同期判定回路では、閾値が固定設定されるため
に、復調出力の信号レベルがその閾値より大きい場合に
はその復調出力に含まれる信号の成分の如何にかかわら
ず同期状態が保持されていると判定するので、例えば、
受信帯域のＳ／Ｎ比が劣化して復調出力に大きな雑音電
力が含まれる状態では、同期外れを検出できなかった。

【０００６】本発明は、復調出力に大きな雑音電力が含
まれる状態でも確実に復調用の拡散符号の同期外れを検
出できる同期判定回路を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、自己相関値がその最大値近
傍で先鋭に減少する変調用拡散符号と一次被変調波とを
乗算する拡散変調処理によりスペクトラムが広帯域に拡
散された拡散変調波に、変調用拡散符号と同じ復調用拡
散符号に基づき拡散変調処理と反対の拡散復調処理を施
してその復調出力の電力レベルを得る拡散復調手段１１
と、その電力レベルと所定の閾値とを比較し、その比較
結果に応じて拡散変調波に対する復調用拡散符号の同期
外れを検出する比較手段１３とを備えた同期判定回路に
おいて、復調用拡散符号の位相をその拡散符号と変調用
拡散符号との相互相関値が最大値より小さくなる値に断
続的にシフトさせる位相可変手段１５と、位相がシフト
した復調用拡散符号に応じて得られる復調出力の電力レ
ベルに応じて閾値を可変設定する閾値可変手段１７とを
備えたことを特徴とする。

【０００８】

【作用】本発明では、位相可変手段１５が復調用拡散符
号の位相をその拡散符号と変調用拡散符号との相互相関
値がその最大値より小さくなる値に断続的にシフトさせ
る。復調用拡散符号の位相がシフトした状態では、その
拡散符号と変調用拡散符号との相関がとれないために、
拡散復調手段１１は復調出力として得られる雑音の電力
レベルを求め、閾値可変手段１７はその電力レベルに応
じて比較手段１３の閾値を可変設定する。また、上述し
た雑音の成分は復調用拡散符号との相関がないので、復
調用拡散符号の位相が復元した状態で拡散復調出力１１
が復調して得る一次被変調波にも同じレベルの雑音成分
が重畳される。

【０００９】すなわち、比較手段１３は、閾値が復調出
力に重畳される雑音の電力レベルに応じて可変設定され
るので、その雑音電力が大きい場合にも一定のノイズマ
ージを確保して同期外れの検出を行うことができる。

【００１０】

【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例を詳細
に説明する。図２は、本発明の第一の実施例を示す図で
ある。

【００１１】図において、図１１に示すものとその機能
および構成が同じものについては、同じ参照番号を付与
して示し、ここでは、その説明を省略する。本発明の特
徴とする構成は、本実施例では、ＰＮ符号発生器１１１
にはその出力に得られるＰＮ符号の位相をシフトさせる
シフトレジスタ（ＳＲ）２１を接続し、ＰＮ符号発生器
１１１とミクサ１１２との間には、ＰＮ符号発生器１１
１の出力とシフトレジスタ２１の出力との何れか一方を
選択して出力するデータセレクタ（ＳＥＬ）２２を設
け、コンパレータ１１６の閾値入力端子には積分器１１
５の出力から閾値電圧を得るサンプルホールド回路（Ｓ
／Ｈ）２３を接続し、かつコンパレータ１１６の出力に
は同期判定出力を所定のタイミングでラッチするフリッ
プフロップ（ＦＦ）２４を設けた点にある。

【００１２】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、ミキサ１１２、ローパスフィル
タ１１３、検波器１１４および積分器１１５は拡散復調
手段１１に対応し、コンパレータ１１６およびフリップ
フロップ２４は比較手段１３に対応し、シフトレジスタ
２１およびデータセレクタ２２は位相可変手段１５に対
応し、サンプルホールド回路２３は閾値可変手段１７に
対応する。

【００１３】図３は、第一の実施例の動作タイミングチ
ャートである。以下、図２および図３を参照して、本実
施例の動作を説明する。シフトレジスタ２１は、ＰＮ符
号発生器１１１から出力されるＰＮ符号を１ビット（以
下、この１ビットの遅延時間を「Ｔ」で示す。）以上遅
延させて出力する。データセレクタ２２は、所定の周期
（＝ｔ）でＰＮ符号発生器１１１の出力およびシフトレ
ジスタ２１の出力を交互に切り替えてミキサ１１２に与
える（図３）。

【００１４】ＰＮ符号の自己相関値は、一般に、図４に
示すように、その最大相関点から急峻に減少して時間軸
上でＴ以上隔たった点では相関がなくなるので、ローパ
スフィルタ１１３は、データセレクタ２２がＰＮ符号発
生器１１１の出力を選択する期間には拡散変調波を復調
して一次被変調波を出力し（図３）、反対にシフトレ
ジスタ２１の出力を選択する期間には上述した一次被変
調波に代えて雑音信号を出力する（図３）。このよう
な雑音信号は、一般に、上述したＰＮ符号とは相関がな
いので、上述した拡散変調波の拡散復調出力に重畳され
る雑音信号と同じ電力となる。

【００１５】サンプルホールド回路２３は、データセレ
クタ２２がシフトレジスタ２１の出力に代えてＰＮ符号
発生器１１１の出力を選択する各タイミングに先行し
て、積分器１１５から上述した雑音信号に応じて出力さ
れる電圧信号を保持し、コンパレータ１１６に閾値電圧
Ｖ_thとして与える（図３）。

【００１６】フリップフロップ２４は、データセレクタ
２２が再びシフトレジスタ２１の出力を選択するタイミ
ングに先行して、設定された閾値電圧Ｖ_thに応じてコン
パレータ１１６が出力する同期判定出力をラッチする
（図３）ので、その同期判定出力は積分器１１５から
出力される電圧信号の最大値に基づいたものとなる。

【００１７】このように本実施例によれば、コンパレー
タ１１６の閾値電圧Ｖ_thが拡散復調出力に重畳される雑
音信号の電力に比例した値に周期的に設定されるので、
受信帯域のＳ／Ｎ比が劣化して拡散復調出力に大きな雑
音電力が含まれる状態においても閾値電圧が高い値に設
定されて確実に同期外れが検出できる。

【００１８】図５は、本発明の第二の実施例を示す図で
ある。図において、図２に示すものとその機能および構
成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。

【００１９】本実施例と図２に示す実施例との相違点
は、サンプルホールド回路２３に代えてアナログ遅延線
（ＤＬ）５１を備えた点にある。図６は、第二の実施例
の動作タイミングチャートである。

【００２０】以下、図５および図６を参照して本実施例
の動作を説明する。アナログ遅延線５１の遅延時間は予
めｔに設定されるので、コンパレータ１１６の閾値入力
端子には、図６に示すように、時間軸上でｔ遅延した積
分器１１５の出力信号が与えられる。

【００２１】すなわち、コンパレータ１１６は、データ
セレクタ２２がシフトレジスタ２１の出力を選択する期
間に拡散復調出力として得られた雑音信号の積分値を閾
値電圧Ｖ_thとして動作するので、その出力には第一の実
施例と同様の同期判定出力が得られる。

【００２２】なお、本実施例では、上述した点を除き各
部の動作は第一の実施例と同じであるから、図６では図
３に対応したタイミングその他を同じ番号（〜）を
付与して示し、ここではその説明を省略する。

【００２３】図７は、本発明の第三の実施例を示す図で
ある。図において、図２に示すものとその機能および構
成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。

【００２４】本実施例と図２に示す実施例との相違点
は、積分器１１５の後段にアナログ−ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ）７１を配置し、かつサンプルホールド回路２
３およびコンパレータ１１６に代えて、これらに等価な
機能をそれぞれディジタル回路を用いて実現するフリッ
プフロップ７２およびディジタルコンパレータ７３を備
えた点にある。

【００２５】図８は、第三の実施例の動作タイミングチ
ャートである。以下、図７および図８を参照して本実施
例の動作を説明する。アナログ−ディジタル変換器７１
は、シフトレジスタ２１の動作に同期して周期ｔで積分
器１１５の出力の最大値をディジタル信号Ａ、Ｂ、Ｃ、
Ｄ、Ｅ、…に変換する（図８）。フリップフロップ７
２は、アナログ−ディジタル変換器７１が出力するディ
ジタル信号を１周期遅れで保持する。

【００２６】ディジタルコンパレータ７３は、ミキサ１
１２にシフトレジスタ２１を介してＰＮ符号が与えられ
ている期間（図８）に拡散復調出力に得られた雑音電
力（データＡ、Ｃ、…で示される。）を閾値として、上
述したＰＮ符号がシフトレジスタ２１を介さずに与えら
れている期間（図８）に得られる拡散復調出力（デー
タＢ、Ｄ、…で示される。）の大小を判定するので、そ
の出力には第一の実施例と同様の同期判定出力が得られ
る。

【００２７】なお、本実施例の動作は、上述した点を除
き第一の実施例と同じであるから、図８では図３に対応
したタイミングその他を同じ番号（〜）を付与して
示し、ここではその説明を省略する。

【００２８】図９は、本発明の第四の実施例を示す図で
ある。図において、図７に示すものとその機能および構
成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。

【００２９】本実施例と図７に示す実施例との相違点
は、アナログ−ディジタル変換器７１を検波器１１４の
後段に移設し、かつ積分器１１５に代えてこれと等価な
機能をディジタル回路を用いて実現するディジタル積分
器（ＩＮＴ）９１を備えた点にある。

【００３０】図１０は、第四の実施例の動作タイミング
チャートである。本実施例の動作については、検波器１
１４の出力信号の瞬時値がアナログ−ディジタル変換器
７１を介してディジタル信号に変換された後に、ディジ
タル積分器９１のディジタル処理によって積分される点
を除き第三の実施例と同じであるから、図１０では図８
に対応したタイミングその他を同じ番号（〜）を付
与して示し、ここではその説明を省略する。

【００３１】なお、上述した各実施例では、復調用の拡
散符号としてＰＮ符号を用いているが、本発明は、この
ような符号に限定されず、本発明を適用した通信システ
ムや測距システムの要求に応じて選択されるものであれ
ば、例えば、電子通信学会誌1982年８月号（965ページ
〜971ページ）に記載されるように、Ｍ系列の他にＧ系
列やＫ系列の符号も同様にして適用可能である。

【００３２】また、これらの実施例では、データセレク
タ２２は一定周期でＰＮ符号発生器１１１の出力とシフ
トレジスタ２１の出力とを交互に選択してミキサ１１２
に与えているが、本発明は、このような周期に限定され
ず、例えば、サンプルホールド回路２３、フリップフロ
ップ７２の保持タイミングやアナログ遅延回路５１の遅
延時間を適合させることができるならば、上述した２つ
の出力を選択する期間を同じにする必要はない。

【００３３】さらに、シフトレジスタ２１によるＰＮ符
号（拡散符号）の位相シフト量については、その符号の
自己相関値がその最大値に対して十分小さな値となって
相関がないと判断され得る値であるならば、その符号の
符号長以上であってもよい。

【００３４】また、各実施例では、コンパレータ１１６
やディジタルコンパレータ７３の後段に配置したフリッ
プフロップ２４で同期判定出力をサンプリングすること
により、ＰＮ符号（拡散符号）の位相がシフトした状態
で同期外れを示す出力が誤って送出されることを回避し
ているが、本発明は、このような方式に限定されず、例
えば、上述した各コンパレータに積分回路を付加し、か
つその積分回路の時定数より小さな時間内のみにデータ
セレクタ２２がシフトレジスタ２１の出力を選択するこ
とにより上述した誤送出を防止してもよい。

【００３５】さらに、本実施例では、コンパレータ１１
６やディジタルコンパレータ７３として２値出力を得る
ものを用いたが、本発明は、上述したように復調出力に
得られる雑音のレベルに応じて増減設定される閾値に基
づいて拡散符号の同期外れを検出することができるなら
ば、多値出力を得るものであっても適用可能である。

【００３６】

【発明の効果】以上説明したように本発明では、受信さ
れる周波数帯域の雑音成分が復調用拡散符号と相関をも
たないことを利用して、復調用拡散符号の位相を断続的
にシフトさせることよりその雑音成分のみの電力レベル
を求め、かつそのレベルに応じて閾値を増減する。

【００３７】すなわち、閾値には、拡散復調して得られ
る一次被変調波に重畳される雑音の電力レベルに対して
一定のノイズマージンが確保されるので、雑音の電力レ
ベルが大きい場合にも、閾値が固定設定された従来例の
ようにその雑音を一次被変調波と誤認識することはな
く、復調用拡散符号の同期外れが確実に検出される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理ブロック図である。

【図２】本発明の第一の実施例を示す図である。

【図３】第一の実施例の動作タイミングチャートであ
る。

【図４】ＰＮ符号の自己相関値を示す図である。

【図５】本発明の第二の実施例を示す図である。

【図６】第二の実施例の動作タイミングチャートであ
る。

【図７】本発明の第三の実施例を示す図である。

【図８】第三の実施例の動作タイミングチャートであ
る。

【図９】本発明の第四の実施例を示す図である。

【図１０】第四の実施例の動作タイミングチャートであ
る。

【図１１】従来の同期判定回路の構成例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１１ 拡散復調手段１１ １３ 比較手段 １５ 位相可変手段 １７ 閾値可変手段 ２１ シフトレジスタ（ＳＲ） ２２ データセレクタ（ＳＥＬ） ２３ サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ） ２４，７２ フリップフロップ（ＦＦ） ５１ アナログ遅延線（ＤＬ） ７１ アナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） ７３ ディジタルコンパレータ（ＣＭＰ） ９１ ディジタル積分器（ＩＮＴ） １１１ ＰＮ符号発生器（ＰＮ） １１２ ミキサ １１３ ローパスフィルタ １１４ 検波器 １１５ 積分器 １１６ コンパレータ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−218251（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−169244（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−97033（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−220929（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−22941（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−39644（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−248631（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 13/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自己相関値がその最大値近傍で先鋭に減
   少する変調用拡散符号と一次被変調波とを乗算する拡散
   変調処理によりスペクトラムが広帯域に拡散された拡散
   変調波に、前記変調用拡散符号と同じ復調用拡散符号に
   基づき前記拡散変調処理と反対の拡散復調処理を施して
   その復調出力の電力レベルを得る拡散復調手段（１１）
   と、 その電力レベルと所定の閾値とを比較し、その比較結果
   に応じて前記拡散変調波に対する前記復調用拡散符号の
   同期外れを検出する比較手段（１３）とを備えた同期判
   定回路において、 前記復調用拡散符号の位相をその拡散符号と前記変調用
   拡散符号との相互相関値が前記最大値より小さくなる値
   に断続的にシフトさせる位相可変手段（１５）と、 前記位相がシフトした復調用拡散符号に応じて得られる
   復調出力の電力レベルに応じて前記閾値を可変設定する
   閾値可変手段（１７）とを備えたことを特徴とする同期
   判定回路。