JP7504144B2 - 電力制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力制御装置に関する。
従来、地球環境上の悪影響を軽減するために、電動車両への関心が高まっており、電動車両の走行時等に外部から非接触で電力を供給するシステムが検討されている。
従来、交流電力を直流電力に変換するＡＣ－ＤＣ変換器と、ＡＣ－ＤＣ変換器により整流された直流電力の電圧を変換するＤＣ－ＤＣ変換器とを備え、負荷抵抗値を最適化することによって電力伝送の効率を最大化するように各変換器を制御する受電装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１７－９３０９４号公報
ところで、上記の受電装置のＤＣ－ＤＣ変換器は、昇圧コンバータ、降圧コンバータ又は昇圧及び降圧の双方向のコンバータ等である。しかしながら、電力伝送の効率を向上させるために、より一層、電力変換の効率を向上させることが望まれている。
本発明は、電力伝送の効率を向上させることができる電力制御装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明は以下の態様を採用した。
（１）本発明の一態様に係る電力制御装置（例えば、実施形態での電力制御装置１０）は、送電装置（例えば、実施形態での送電装置２）から非接触で伝送される電力を受け取るとともに直流電力を出力する受電装置（例えば、実施形態での受電装置１４）と、前記受電装置から出力される前記直流電力を変換することによって任意の直流電力を出力する電力変換装置（例えば、実施形態での第２電力変換装置１５）と、前記受電装置及び前記電力変換装置を制御する制御装置（例えば、実施形態での制御装置１６）とを備え、前記電力変換装置は、少なくとも２つのスイッチング素子（例えば、実施形態でのハイサイドアームの２相のトランジスタ４２ａ又はローサイドアームの２相のトランジスタ４２ｂ）を有する素子モジュール（例えば、実施形態での素子モジュール４２）と、少なくとも一対の磁気結合されるリアクトル（例えば、実施形態でのリアクトル４１）とを備え、前記制御装置は、前記受電装置から前記電力変換装置に入力される前記直流電力の最適動作点電圧（例えば、実施形態での最適動作点第２電圧Ｖ２ｏｐ）と、前記電力変換装置から出力される前記直流電力の電圧（例えば、実施形態での第１電圧Ｖ１）とに基づくデューティ比（例えば、実施形態での目標デューティＤｔ）によって、前記素子モジュールのスイッチング動作を制御する。
（２）上記（１）に記載の電力制御装置では、前記制御装置は、前記送電装置の出力電圧（例えば、実施形態での一次側電圧Ｖｓ）と、前記送電装置及び前記受電装置の磁界結合の状態量（例えば、実施形態での各抵抗Ｒｔ，Ｒｒ、相互インダクタンスＬｍ及び共振角周波数ω０）とに基づいて前記最適動作点電圧を設定してもよい。
（３）上記（１）又は（２）に記載の電力制御装置では、前記制御装置は、前記素子モジュール及び前記リアクトルのモデル化によって得られる定常状態での前記電力変換装置に入力される前記直流電力の電圧（例えば、実施形態での第２電圧平均値Ｖ２ａｖ）を前記最適動作点電圧としてもよい。
上記（１）によれば、最適動作点を維持しながら、一対の磁気結合されるリアクトル及び素子モジュールによって効率よく電力変換を行うことができ、非接触での電力伝送の効率を向上させることができる。例えば車両の走行中等での出力変化にかかわらずに、送電装置及び受電装置から見た負荷抵抗値が一定値に見えるようになるため、効率悪化又は出力低下等の不具合の発生を抑制することができる。
上記（２）の場合、送電装置及び受電装置から見た負荷抵抗値を電力変換装置に入力される直流電力の電圧によって制御することができ、最適動作点電圧による負荷抵抗値の最適化によって電力伝送の効率を最大化することができる。
上記（３）の場合、一対の磁気結合されるリアクトル及び素子モジュールのモデル化によって、効率のよい電力変換に応じて非接触での電力伝送の効率を向上させることができる。
本発明の実施形態での電力制御装置を備える非接触電力伝送システムの構成を示す図。 本発明の実施形態での非接触電力伝送システムの送電部及び受電部の構成を示す図。 本発明の実施形態での電力制御装置の制御装置の構成の一部を示す図。 本発明の実施形態での電力制御装置の第２電力変換装置の構成図。
以下、本発明の実施形態に係る電力制御装置について、添付図面を参照しながら説明する。
図１は、実施形態での電力制御装置１０を備える非接触電力伝送システム１の構成を示す図である。図２は、実施形態での非接触電力伝送システム１の送電部８及び受電部３１の構成を示す図である。
実施形態の電力制御装置１０は車両に搭載されている。電力制御装置１０を備える非接触電力伝送システム１は、非接触での電力伝送により車両の外部から車両に電力を供給する。
（非接触電力伝送システム）
図１に示すように、実施形態の非接触電力伝送システム１は、例えば、車両の走行路等に設置される送電装置２と、車両に搭載される駆動制御装置３及び電力制御装置１０とを備える。
送電装置２は、例えば、電源部５と、キャパシタ（コンデンサ）６と、電力変換部７と、送電部８とを備える。
電源部５は、例えば、商用電源等の交流電源と、交流電力を直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータとを備える。電源部５は、交流電源から供給される交流電力をＡＣ－ＤＣコンバータによって直流電力に変換する。
キャパシタ６は、電源部５に並列に接続されている。キャパシタ６は、電源部５から出力される直流電力を平滑化する。
電力変換部７は、例えば、直流電力を交流電力に変換するインバータを備える。電力変換部７は、２相でブリッジ接続される複数のスイッチング素子及び整流素子によって形成されるブリッジ回路を備える。各スイッチング素子は、例えば、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉ－ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のトランジスタである。複数のスイッチング素子は、各相で対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ７ａ，７ｂである。ハイサイドアームのトランジスタ７ａのコレクタは電源部５の正極に接続されている。ローサイドアームのトランジスタ７ｂのエミッタは電源部５の負極に接続されている。ハイサイドアームのトランジスタ７ａのエミッタとローサイドアームのトランジスタ７ｂのコレクタとは送電部８に接続されている。整流素子は、例えば、各トランジスタ７ａ，７ｂのコレクタ－エミッタ間でエミッタからコレクタに向けて順方向に並列に接続される還流ダイオードである。
送電部８は、例えば、磁界共鳴又は電磁誘導等の磁界結合により、高周波の磁界の変化によって電力を送る。図２に示すように、送電部８は、例えば、直列に接続される一次側コイル８ａ、一次側抵抗８ｂ及び一次側キャパシタ８ｃによって形成される共振回路を備える。
図１に示すように、車両の駆動制御装置３は、例えば、蓄電装置１１と、第１電力変換装置１２と、回転電機１３とを備える。
車両の電力制御装置１０は、例えば、受電装置１４と、第２電力変換装置１５と、制御装置１６とを備える。
蓄電装置１１は、車両の外部の送電装置２から非接触で伝送される電力によって充電される。蓄電装置１１は、第１電力変換装置１２を介して回転電機１３との間で電力を授受する。
蓄電装置１１は、例えば、リチウムイオンバッテリ等のバッテリと、昇圧及び降圧の双方向の電圧変換等を行う電圧制御器とを備える。蓄電装置１１は、バッテリの充電及び放電時に電圧制御器によって入力電力及び出力電力を変換する。蓄電装置１１は、後述する第１電力変換装置１２の一次側の正極端子１２ａ及び負極端子１２ｃに接続されている。
第１電力変換装置１２は、例えば、昇圧及び降圧の双方向の電圧変換を行う電圧変換器と、直流電力と交流電力との変換を行う電力変換器とを備える。第１電力変換装置１２は、例えば、１対のリアクトル２１と、第１素子モジュール２２と、抵抗２３及びスイッチング素子２４と、第２素子モジュール２５と、第１キャパシタ２６及び第２キャパシタ２７とを備える。
１対のリアクトル２１は、相互に逆極性に磁気結合されることによって複合型リアクトルを形成する。１対のリアクトル２１は、一次側の正極端子１２ａと第１素子モジュール２２とに接続されている。
第１素子モジュール２２は、例えば、２相でブリッジ接続される複数のスイッチング素子及び整流素子によって形成されるブリッジ回路を備える。各スイッチング素子は、例えば、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。複数のスイッチング素子は、各相で対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ２２ａ，２２ｂである。ハイサイドアームのトランジスタ２２ａのコレクタは二次側の正極端子１２ｂに接続されている。ローサイドアームのトランジスタ２２ｂのエミッタは一次側と二次側とで共通の負極端子１２ｃに接続されている。ハイサイドアームのトランジスタ２２ａのエミッタとローサイドアームのトランジスタ２２ｂのコレクタとはリアクトル２１に接続されている。整流素子は、例えば、各トランジスタ２２ａ，２２ｂのコレクタ－エミッタ間でエミッタからコレクタに向けて順方向に並列に接続される還流ダイオードである。
１対のリアクトル２１及び第１素子モジュール２２は、いわゆる２相のインターリーブによって電圧変換を行う。２相のインターリーブでは、１対のリアクトル２１に接続される２相のトランジスタ２２ａ，２２ｂのうちで第１の相のトランジスタ２２ａ，２２ｂのスイッチング制御の１周期と、第２の相のトランジスタ２２ａ，２２ｂのスイッチング制御の１周期とは、相互に半周期だけずらされる。
抵抗２３及びスイッチング素子２４は直列に接続されている。スイッチング素子２４は、例えば、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。抵抗２３は、二次側の正極端子１２ｂとスイッチング素子２４のコレクタとに接続され、スイッチング素子２４のエミッタは負極端子１２ｃに接続されている。
第２素子モジュール２５は、例えば、３相でブリッジ接続される複数のスイッチング素子及び整流素子によって形成されるブリッジ回路を備える。各スイッチング素子は、例えば、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。複数のスイッチング素子は、各相で対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ２５ａ，２５ｂである。ハイサイドアームのトランジスタ２５ａのコレクタは二次側の正極端子１２ｂに接続されている。ローサイドアームのトランジスタ２５ｂのエミッタは負極端子１２ｃに接続されている。ハイサイドアームのトランジスタ２５ａのエミッタとローサイドアームのトランジスタ２５ｂのコレクタとは交流端子１２ｄを介して回転電機１３のステータ巻線に接続されている。整流素子は、例えば、各トランジスタ２５ａ，２５ｂのコレクタ－エミッタ間でエミッタからコレクタに向けて順方向に並列に接続される還流ダイオードである。
第１キャパシタ２６は、一次側の正極端子１２ａと負極端子１２ｃとに接続されている。第２キャパシタ２７は、第１素子モジュール２２及び第２素子モジュール２５の間で二次側の正極端子１２ｂと負極端子１２ｃとに接続されている。各キャパシタ２６は、各スイッチング素子のオン（導通）及びオフ（遮断）の切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。
第２素子モジュール２５は、電力の授受によって回転電機１３の動作を制御する。第２素子モジュール２５は、例えば回転電機１３の力行時には、正極端子及び負極端子から入力される直流電力を３相交流電力に変換して、３相交流電力を回転電機１３に供給する。第２素子モジュール２５は、回転電機１３の３相のステータ巻線への通電を順次転流させることによって回転駆動力を発生させる。
第２素子モジュール２５は、例えば回転電機１３の回生時には、回転電機１３の回転に同期がとられた各相のスイッチング素子のオン（導通）及びオフ（遮断）の駆動によって、３相のステータ巻線から入力される３相交流電力を直流電力に変換する。第２素子モジュール２５は、３相交流電力から変換された直流電力を、１対のリアクトル２１及び第１素子モジュール２２を介して蓄電装置１１に供給することが可能である。
回転電機１３は、例えば、３相交流のブラシレスＤＣモータである。回転電機１３は、界磁用の永久磁石を有する回転子と、回転子を回転させる回転磁界を発生させる３相のステータ巻線を有する固定子とを備える。３相のステータ巻線は、第１電力変換装置１２の３相の交流端子１２ｄに接続されている。
回転電機１３は、第１電力変換装置１２から供給される電力により力行動作することによって回転駆動力を発生させる。回転電機１３は、例えば、車両の車輪に連結可能である場合、第１電力変換装置１２から供給される電力により力行動作することによって走行駆動力を発生させる。回転電機１３は、車両の車輪側から入力される回転動力により回生動作することによって発電電力を発生させてもよい。回転電機１３は、車両の内燃機関に連結可能である場合、内燃機関の動力によって発電してもよい。
受電装置１４は、例えば、受電部３１と、電力変換部３２と、キャパシタ３３とを備える。
図２に示すように、受電部３１は、例えば、磁界共鳴又は電磁誘導などの磁界結合によって送電部８から伝えられる高周波の磁界の変化によって電力を受け取る。受電部３１は、例えば、直列に接続される二次側コイル３１ａ、二次側抵抗３１ｂ及び二次側キャパシタ３１ｃによって形成される共振回路を備える。
図１に示すように、電力変換部３２は、交流電力を直流電力に変換する、いわゆるフルブリッジレス型（又はブリッジレス及びトーテムポール型）の力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を備える。いわゆるブリッジレスＰＦＣは、ブリッジ接続される複数のダイオードによるブリッジ整流器を備えていないＰＦＣであって、いわゆるトーテムポールＰＦＣは、同方向に直列に接続（トーテムポール接続）される同一導電型の一対のスイッチング素子を備えるＰＦＣである。
電力変換部３２は、例えば、２相でブリッジ接続される複数のスイッチング素子及び整流素子によって形成されるブリッジ回路を備える。各スイッチング素子は、例えば、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。複数のスイッチング素子は、各相で対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ３２ａ，３２ｂである。ハイサイドアームのトランジスタ３２ａのコレクタは二次側の正極端子１４ａに接続されている。ローサイドアームのトランジスタ３２ｂのエミッタは二次側の負極端子１４ｂに接続されている。ハイサイドアームのトランジスタ３２ａのエミッタとローサイドアームのトランジスタ３２ｂのコレクタとは受電部３１に接続されている。整流素子は、例えば、各トランジスタ３２ａ，３２ｂのコレクタ－エミッタ間でエミッタからコレクタに向けて順方向に並列に接続される還流ダイオードである。
キャパシタ３３は、二次側の正極端子１４ａと負極端子１４ｂとに接続されている。キャパシタ３３は、各スイッチング素子のオン（導通）及びオフ（遮断）の切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。
第２電力変換装置１５は、受電装置１４から出力される直流電力を変換することによって任意の直流電力を出力する。第２電力変換装置１５は、例えば、降圧の電圧変換を行う電圧変換器を備える。第２電力変換装置１５は、例えば、１対のリアクトル４１と、素子モジュール４２と、キャパシタ４３とを備える。
１対のリアクトル４１は、相互に逆極性に磁気結合されることによって複合型リアクトルを形成する。１対のリアクトル４１は、二次側の正極端子１５ａと素子モジュール４２とに接続されている。
素子モジュール４２は、２相でブリッジ接続される複数のスイッチング素子及び整流素子によって形成されるブリッジ回路を備える。各スイッチング素子は、例えば、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。複数のスイッチング素子は、各相で対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームのトランジスタ４２ａ，４２ｂである。ハイサイドアームのトランジスタ４２ａのコレクタは一次側の正極端子１５ｂに接続されている。ローサイドアームのトランジスタ４２ｂのエミッタは一次側と二次側とで共通の負極端子１５ｃに接続されている。ハイサイドアームのトランジスタ４２ａのエミッタとローサイドアームのトランジスタ４２ｂのコレクタとはリアクトル４１に接続されている。整流素子は、例えば、各トランジスタ４２ａ，４２ｂのコレクタ－エミッタ間でエミッタからコレクタに向けて順方向に並列に接続される還流ダイオードである。
１対のリアクトル４１及び素子モジュール４２は、いわゆる２相のインターリーブによって電圧変換を行う。２相のインターリーブでは、１対のリアクトル４１に接続される２相のトランジスタ４２ａ，４２ｂのうちで第１の相のトランジスタ４２ａ，４２ｂのスイッチング制御の１周期と、第２の相のトランジスタ４２ａ，４２ｂのスイッチング制御の１周期とは、相互に半周期だけずらされる。
キャパシタ４３は、二次側の正極端子１５ａと負極端子１５ｃとに接続されている。キャパシタ４３は、各スイッチング素子のオン（導通）及びオフ（遮断）の切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。
第２電力変換装置１５の一次側の正極端子１５ｂは、受電装置１４の二次側の正極端子１４ａに接続されている。
第２電力変換装置１５の二次側の正極端子１５ａは、第１電力変換装置１２の二次側の正極端子１２ｂに接続されている。
第２電力変換装置１５の負極端子１５ｃは、受電装置１４の二次側の負極端子１４ｂ及び第１電力変換装置１２の負極端子１２ｃに接続されている。
制御装置１６は、例えば、車両の駆動制御装置３及び電力制御装置１０を統合的に制御する。制御装置１６は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などのプロセッサによって所定のプログラムが実行されることにより機能するソフトウェア機能部である。ソフトウェア機能部は、ＣＰＵなどのプロセッサ、プログラムを格納するＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、データを一時的に記憶するＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）及びタイマーなどの電子回路を備えるＥＣＵである。なお、制御装置１６の少なくとも一部は、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）などの集積回路であってもよい。
制御装置１６は、例えば、各スイッチング素子をオン（導通）及びオフ（遮断）に駆動するタイミングを示す制御信号を生成するとともに、制御信号に基づいて各スイッチング素子を実際にオン（導通）及びオフ（遮断）に駆動するためのゲート信号を生成する。
例えば、制御装置１６は、第２電力変換装置１５の各スイッチング素子のスイッチングを制御することによって、蓄電装置１１、第１電力変換装置１２及び回転電機１３等の負荷の状態に応じて変化する最適動作点に追従するように、インピーダンス変換によって負荷抵抗値Ｒを最適化する。送電部８及び受電部３１から見た負荷側の抵抗値である負荷抵抗値Ｒと、送電部８及び受電部３１間での電力の伝送効率とは一意的な対応関係を有し、負荷抵抗値Ｒの最適化は伝送効率の最大化に対応する。制御装置１６は、負荷抵抗値Ｒの最適化及び伝送効率の最大化によって、最適動作点への追従を制御する。
図３は、実施形態での電力制御装置１０の制御装置１６の構成の一部であって、第２電力変換装置１５の制御に関する構成を示す図である。図４は、実施形態での電力制御装置１０の第２電力変換装置１５の構成図である。
図３に示すように、制御装置１６は、例えば、第１電圧センサ５１ａ及び第２電圧センサ５１ｂと、３つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）５２ａ，５２ｂ，５２ｃと、レートリミット５３と、フィードフォワード（ＦＦ）制御演算部５４と、減算部５５と、フィードバック（ＦＢ）制御演算部５６と、加算部５７と、ゲート駆動部５８とを備える。
図３及び図４に示すように、第１電圧センサ５１ａは、第２電力変換装置１５の二次側から第１電力変換装置１２の一次側に入力される電圧である第１電圧Ｖ１を検出する。第１電圧Ｖ１は、第２電力変換装置１５による電圧変換での一次側の電圧（第２電圧Ｖ２）に対する二次側の電圧である。第１電圧センサ５１ａは、例えば、第２電力変換装置１５の二次側の正極端子１５ａと負極端子１５ｃとの間の電圧（第１電圧Ｖ１）を検出し、第１電圧Ｖ１の検出値を出力する。
第２電圧センサ５１ｂは、非接触の電力伝送での一次側の送電装置２に対する二次側の受電装置１４から出力される電圧である第２電圧Ｖ２を検出する。第２電圧センサ５１ｂは、例えば、第２電力変換装置１５の一次側の正極端子１５ｂと負極端子１５ｃとの間の電圧（第２電圧Ｖ２）を検出し、第２電圧Ｖ２の検出値を出力する。
第１のローパスフィルタ５２ａは、第１電圧センサ５１ａから出力される第１電圧Ｖ１の検出値の高周波成分を除去する。
第２のローパスフィルタ５２ｂは、第２電圧センサ５１ｂから出力される第２電圧Ｖ２の検出値の高周波成分を除去する。
第３のローパスフィルタ５２ｃは、第２電圧Ｖ２に対する指令値である第２電圧指令値Ｖ２ｃの高周波成分を除去する。
各ローパスフィルタ５２ａ，５２ｂ，５２ｃは、例えば、アンチエイリアス処理を行なうとともに、受電装置１４及び第２電力変換装置１５での共振周波数領域を除去するようにフィルタ処理を行う。
レートリミット５３は、例えば第１電圧Ｖ１の変動に起因する回転電機１３のトルク変動を抑制するように、第２電圧指令値Ｖ２ｃの変化率を規制する。
第２電圧指令値Ｖ２ｃは、例えば、平衡状態での第２電圧Ｖ２の平均値（例えば、スイッチング制御の１周期での第２電圧の平均値：第２電圧平均値Ｖ２ａｖ）に対する指令値である。制御装置１６は、第２電圧指令値Ｖ２ｃとして、例えば、伝送効率が最大化される最適動作点での第２電圧Ｖ２（最適動作点第２電圧Ｖ２ｏｐ）を設定する。
最適動作点第２電圧Ｖ２ｏｐは、下記数式（１）に示すように、既知で一定となる送電装置２での一次側電圧Ｖｓと、送電部８及び受電部３１の各抵抗Ｒｔ，Ｒｒと、送電部８及び受電部３１の相互インダクタンスＬｍと、共振角周波数ω０とによって記述される。
Figure 0007504144000001
フィードフォワード（ＦＦ）制御演算部５４は、第１電圧Ｖ１と第２電圧指令値Ｖ２ｃとに基づき、平衡状態での第２電圧平均値Ｖ２ａｖを第２電圧指令値Ｖ２ｃに追従させるための目標デューティＤｔを演算する。目標デューティＤｔは、第２電力変換装置１５の各相で対を成すトランジスタ４２ａ，４２ｂのスイッチング制御の１周期での一方（例えば、ハイサイドアームのトランジスタ４２ａ等）のオン時間の比率に対する目標値である。
制御装置１６は、第２電力変換装置１５の１対のリアクトル４１及び素子モジュール４２によって形成されるインターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータを、例えば状態平均化の処理等によって、下記数式（２）に示すようにモデル化する。
Figure 0007504144000002
上記数式（２）にて、変数（スイッチング制御の１周期での平均値）ｘは、２相の素子モジュール４２での各相の電流（スイッチング制御の１周期での平均値）ｉＬＡ，ｉＬＢと、第２電圧平均値Ｖ２ａｖとによって記述されている。
上記数式（２）は、変数ｘの時間微分（ｄｘ／ｄｔ）と、変数ｘと、第１電圧Ｖ１と、１対のリアクトル４１の自己インダクタンスＬＡ，ＬＢ及び相互インダクタンスＭと、キャパシタ３３の容量Ｃ２と、１対のリアクトル４１の抵抗ｒＡ，ｒＢと、目標デューティＤｔと、負荷抵抗値Ｒとによって記述されている。
上記数式（２）にて、変数ｘの時間微分（ｄｘ／ｄｔ）をゼロとする定常状態（ｄｘ／ｄｔ＝０）では、第２電圧平均値Ｖ２ａｖは、下記数式（３）に示すように、目標デューティＤｔと、第１電圧Ｖ１とによって記述される。なお、下記数式（３）にて、並列合成抵抗値（ｒＡ／／ｒＢ）は負荷抵抗値Ｒに比べて十分に小さいと仮定されている。
Figure 0007504144000003
フィードフォワード（ＦＦ）制御演算部５４は、上記数式（３）に基づき、平衡状態での第２電圧平均値Ｖ２ａｖを第２電圧指令値Ｖ２ｃに追従させるための目標デューティＤｔを、下記数式（４）に示すように、第１電圧Ｖ１と第２電圧指令値Ｖ２ｃとによって演算する。
Figure 0007504144000004
減算部５５は、第２電圧指令値Ｖ２ｃから第２電圧Ｖ２を減算して得られる第２電圧偏差ΔＶ２を出力する。
フィードバック（ＦＢ）制御演算部５６は、第２電力変換装置１５の１対のリアクトル４１及び素子モジュール４２によって形成されるインターリーブ型のＤＣ－ＤＣコンバータの平衡点近傍モデルＰ（ｓ）を制御対象とする。平衡点近傍モデルＰ（ｓ）は、下記数式（５）に示すように、第２電圧偏差ΔＶ２及びデューティ偏差ΔＤと、１対のリアクトル４１の電流（スイッチング制御の１周期での平均値）ｉＬ及び抵抗ｒと、１対のリアクトル４１の自己インダクタンスＬ及び相互インダクタンスＭと、目標デューティＤｔと、第２電圧平均値Ｖ２ａｖと、キャパシタ３３の容量Ｃ２と、負荷抵抗値Ｒと、複素数ｓとによって記述されている。
Figure 0007504144000005
フィードバック（ＦＢ）制御演算部５６は、例えば、比例、積分及び微分の各動作のゲインによる、いわゆるＰＩＤ補償によって、第２電圧偏差ΔＶ２をゼロにするようにして演算されるデューティ偏差ΔＤを出力する。
加算部５７は、フィードフォワード（ＦＦ）制御演算部５４から出力される目標デューティＤｔと、フィードバック（ＦＢ）制御演算部５６から出力されるデューティ偏差ΔＤとを加算して得られるデューティ指令値を出力する。
ゲート駆動部５８は、デューティ指令値に応じて素子モジュール４２の各スイッチング素子を実際にオン（導通）及びオフ（遮断）に駆動するためのゲート信号を出力する。
上述したように、実施形態の電力制御装置１０は、最適動作点を維持しながら、一対の磁気結合されるリアクトル４１及び素子モジュール４２によって効率よく電力変換を行うことができ、非接触での電力伝送の効率を向上させることができる。例えば車両の走行中等での出力変化にかかわらずに、送電装置２及び受電装置１４から見た負荷抵抗値Ｒが一定値に見えるようになるため、効率悪化又は出力低下等の不具合の発生を抑制することができる。これにより、車両の走行状態等に応じた回転電機１３の状態、補機負荷の状態又は蓄電装置１１の残容量等の状態に関わらずに、電力伝送の効率を最大化することができる。
負荷抵抗値Ｒを第２電圧Ｖ２によって制御することができ、最適動作点第２電圧Ｖ２ｏｐによる負荷抵抗値Ｒの最適化によって電力伝送の効率を最大化することができる。
一対の磁気結合されるリアクトル４１及び素子モジュール４２のモデル化によって、効率のよい電力変換に応じて非接触での電力伝送の効率を向上させることができる。
（変形例）
以下、実施形態の変形例について説明する。
上述の実施形態では、第２電力変換装置１５は、２相の素子モジュール４２と１対のリアクトル４１を備えるとしたが、これに限定されない。第２電力変換装置１５は、少なくとも２相の素子モジュールと、少なくとも１対のリアクトル４１とを備えてもよい。
本発明の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１…非接触電力伝送システム、３…駆動制御装置、１０…電力制御装置、１１…蓄電装置、１２…第１電力変換装置、１３…回転電機、１４…受電装置、１５…第２電力変換装置（電力変換装置）、１６…制御装置、４１…リアクトル、４２…素子モジュール、４２ａ，４２ｂ…トランジスタ（スイッチング素子）。

Claims (2)

  1. 送電装置から非接触で伝送される電力を受け取るとともに直流電力を出力する受電装置と、
    前記受電装置から出力される前記直流電力を変換することによって任意の直流電力を出力する電力変換装置と、
    前記受電装置及び前記電力変換装置を制御する制御装置と
    を備え、
    前記電力変換装置は、
    少なくとも２つのスイッチング素子を有する素子モジュールと、
    少なくとも一対の磁気結合されるリアクトルと
    を備え、
    前記制御装置は、
    前記受電装置から前記電力変換装置に入力される前記直流電力の最適動作点電圧と、前記電力変換装置から出力される前記直流電力の電圧とに基づくデューティ比によって、前記素子モジュールのスイッチング動作を制御し、
    前記制御装置は、
    前記送電装置の出力電圧と、前記送電装置及び前記受電装置の磁界結合の状態量とに基づいて前記最適動作点電圧を設定する
    ことを特徴とする電力制御装置。
  2. 前記制御装置は、
    前記素子モジュール及び前記リアクトルのモデル化によって得られる定常状態での前記電力変換装置に入力される前記直流電力の電圧を前記最適動作点電圧とする
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力制御装置。
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