JP7482056B2 - 回転電機システム - Google Patents

Description

本発明は、回転電機と、回転電機に電気的に接続されたインバータと、を備える回転電機システムに関する。

この種の回転電機システムでは、インバータから回転電機に入力電圧を入力して回転電機の駆動制御を行うために、インバータを構成するスイッチの駆動状態が切り替えられ、入力電圧がオン電圧とオフ電圧とで切り替えられる。オン電圧は、インバータに電源電圧を供給する直流電源の正極側電圧に対応した値であり、オフ電圧は直流電源の負極側電圧に対応した値である。ここで、スイッチの駆動状態の切り替えに伴ってサージ電圧が発生する。

サージ電圧を抑制するための制御装置として、特許文献１には、回転電機とインバータとを接続する配線の寄生インダクタンスと、インバータの対地容量との少なくとも一方を調整するものが開示されている。詳しくは、制御装置は、上記寄生インダクタンスと上記対地容量とによって構成される共振回路の共振周波数が、該共振回路の周波数特性において振幅ゲインが１以上となる周波数範囲よりも高い周波数となるように調整する。これにより、新たな部品を追加することなくサージ電圧の抑制を図っている。

特開２０１３－２１８３７号公報

しかし、例えば回転電機とインバータとが一体となった回転電機システムでは、配線長等の制約を受けることから寄生インダクタンスの調整が難しい。また、対地容量の調整では、インバータの周辺部材の配置等含めて調整する必要があり、対地容量の調整が難しい。新たな部品を追加することなくサージ電圧を抑制できる技術が望まれている。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、新たな部品を追加することなくサージ電圧を抑制できる回転電機システムを提供することを主たる目的とする。

上記課題を解決するための手段は、回転電機と、前記回転電機に電気的に接続されたインバータと、を備える回転電機システムであって、前記インバータから前記回転電機に入力される入力電圧をオフ電圧からオン電圧に立ち上げる動作、又は前記オン電圧から前記オフ電圧に立ち下げる動作を実施するように前記インバータを制御する制御部を備え、前記立ち上げる動作及び前記立ち下げる動作に伴い変化する前記入力電圧の周波数特性において、基準周波数よりも高周波側で振幅ゲインが１よりも小さくなっており、前記回転電機の共振周波数は、前記基準周波数よりも高い。

回転電機とインバータとを備える回転電機システムでは、インバータから回転電機に入力される入力電圧が、立ち上げる動作又は立ち下げる動作に伴い変化する。これにより、基準周波数よりも高周波側では、入力電圧の周波数特性における振幅ゲインが１よりも小さくなっている。

上記構成では、回転電機の共振周波数は、基準周波数よりも高い周波数に設定されている。そのため、共振周波数における入力電圧の振幅ゲインを１よりも小さくすることができ、サージ電圧を抑制することができる。基準周波数は、インバータにおける立ち上げる動作及び立ち下げる動作により定まる周波数であるため、共振周波数を基準周波数よりも高い周波数に設定するために、新たな部品を追加する必要がない。これにより、新たな部品を追加することなくサージ電圧を抑制することができる。

回転電機システムの全体構成図。 駆動回路を示す図。 理想波形における入力電圧の周波数特性を示す図。 リンギングを含む入力電圧の周波数特性を示す図。 回転電機の共振周波数を示す図。 第１実施形態における回転電機の伝達関数の算出方法を示す図。 第１実施形態の変形例１における第１周波数、第２周波数、リンギング周波数、及び共振周波数の関係を示す図。 第１実施形態の変形例２における回転電機の伝達関数の算出方法を示す図。 制御処理の手順を示すフローチャート。 スイッチング速度による第２周波数の変化の態様を示す図。 スイッチング速度によるリンギング周波数の変化の態様を示す図。 その他の実施形態における回転電機を示す図。 その他の実施形態における回転電機を示す図。 回転電機における巻線の並列数と共振周波数との関係を示す図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る回転電機システムを具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、回転電機システム１００は、回転電機１０及びインバータ２０を備えている。本実施形態において、回転電機１０は、ブラシレスの同期機であり、例えば永久磁石同期機である。回転電機１０は、３相の電機子巻線であるＵ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを備えている。

各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、導線が巻回されることにより構成された複数の単位巻線１３が直列接続されて構成されている。各相における各単位巻線１３は、例えば、回転電機１０を構成するステータコアに、周方向に並んで配置されている。

回転電機１０は、インバータ２０を介して直流電源としてのバッテリ３０に接続されている。バッテリ３０の出力電圧（例えば定格電圧）は、例えば７５０Ｖ以上の電圧である。インバータ２０は、上アームスイッチＳＵＨ，ＳＶＨ，ＳＷＨと下アームスイッチＳＵＬ，ＳＶＬ，ＳＷＬとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬの接続点ＰＵには、インバータ２０のＵ相端子２１Ｕ、Ｕ相導電部材２２Ｕ、及び回転電機１０のＵ相端子１２Ｕを介して、Ｕ相巻線１１Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶＨ，ＳＶＬの接続点ＰＶには、インバータ２０のＶ相端子２１Ｖ、Ｖ相導電部材２２Ｖ、及び回転電機１０のＶ相端子１２Ｖを介して、Ｖ相巻線１１Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点ＰＷには、インバータ２０のＷ相端子２１Ｗ、Ｗ相導電部材２２Ｗ、及び回転電機１０のＷ相端子１２Ｗを介して、Ｗ相巻線１１Ｗの第１端が接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端は中性点ＰＴで接続されている。なお、各相の導電部材２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗは、例えば、ケーブル又はバスバーである。本実施形態において、回転電機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相端子１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが「入力端子」に相当する。

本実施形態では、各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。各スイッチＳＵＨ，ＳＵＬ，ＳＶＨ，ＳＶＬ，ＳＷＨ，ＳＷＬには、ボディダイオードが内蔵されている。

インバータ２０は、その入力側に、インバータ２０の入力電圧を平滑化するコンデンサ２３を備えている。コンデンサ２３の高電位側端子には、バッテリ３０の正極端子が接続され、コンデンサ２３の低電位側端子には、バッテリ３０の負極端子が接続されている。コンデンサ２３の高電位側端子には、上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨの高電位側端子であるドレインが接続されている。コンデンサ２３の低電位側端子には、下アームスイッチＳＵＬ～ＳＷＬの低電位側端子であるソースが接続されている。なお、コンデンサ２３は、インバータ２０外部に設けられていてもよい。

回転電機システム１００は、電圧センサ４０及び電流センサ４１を備えている。電圧センサ４０は、コンデンサ２３の端子電圧である電源電圧を検出する。電流センサ４１は、回転電機１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の相電流を検出する。各センサ４０，４１の検出値は、回転電機システム１００に備えられるマイコン５０に入力される。

マイコン５０は、「制御部」として機能し、回転電機１０の制御量を指令値に制御すべく、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御を行う。本実施形態において、制御量はトルクである。マイコン５０は、デッドタイムＤＴを挟みつつ上，下アームスイッチを交互にオン状態とすべく、上，下アームスイッチに対応する駆動信号ＳＡを、上，下アームスイッチに対して個別に設けられた駆動回路Ｄｒに出力する。駆動信号は、オン指令又はオフ指令のいずれかをとる。

続いて、図２を用いて、駆動回路Ｄｒについて説明する。本実施形態の上，下アームの各駆動回路Ｄｒは、基本的には同じ構成である。図２には、便宜上、インバータ２０を構成するスイッチをＳＷにて示す。

駆動回路Ｄｒは、定電圧電源６０、充電スイッチ６１及び充電抵抗体６２を備えている。定電圧電源６０には、充電スイッチ６１及び充電抵抗体６２を介して、スイッチＳＷのゲートが接続されている。定電圧電源６０の出力電圧（例えば１５Ｖ）は、スイッチＳＷのゲートに供給されるゲート電源電圧となる。

駆動回路Ｄｒは、放電抵抗体６３及び放電スイッチ６４を備えている。スイッチＳＷのゲートには、放電抵抗体６３及び放電スイッチ６４を介して、グランド部としてのスイッチＳＷのソースが接続されている。充電抵抗体６２及び放電抵抗体６３は、その抵抗値を可変に設定することができる。

駆動回路Ｄｒは、駆動部６５を備えている。駆動部６５は、マイコン５０から出力された駆動信号ＳＡを取得する。駆動部６５は、取得した駆動信号ＳＡがオン指令である場合、充電処理を行う。充電処理は、充電スイッチ６１をオン状態にして、かつ、放電スイッチ６４をオフ状態にする処理である。充電処理によれば、スイッチＳＷのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、スイッチＳＷがオン状態に切り替えられる。

駆動部６５は、取得した駆動信号ＳＡがオフ指令である場合、放電処理を行う。放電処理は、充電スイッチ６１をオフ状態にして、かつ、放電スイッチ６４をオン状態にする処理である。放電処理によれば、スイッチＳＷのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、スイッチＳＷがオフ状態に切り替えられる。

駆動部６５は、マイコン５０から出力された抵抗値設定信号ＳＢを取得する。駆動部６５は、取得した抵抗値設定信号ＳＢにより充電抵抗体６２及び放電抵抗体６３の抵抗値を設定する。充電抵抗体６２の抵抗値が低く設定されるほど、スイッチＳＷのゲート電荷の充電速度が高くなり、スイッチＳＷをオン状態に切り替える場合のスイッチング速度が高くなる。また、放電抵抗体６３の抵抗値が低く設定されるほど、スイッチＳＷのゲート電荷の放電速度が高くなり、スイッチＳＷをオフ状態に切り替える場合のスイッチング速度が高くなる。

続いて、図３を用いて、インバータ２０から回転電機１０に入力される入力電圧Ｖｉｎについて説明する。入力電圧Ｖｉｎは、回転電機１０の各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗにそれぞれ入力される。入力電圧Ｖｉｎは、駆動部６５の充電処理及び放電処理によりオン電圧Ｖｏｎとオフ電圧Ｖｏｆｆとで切り替えられる。オン電圧Ｖｏｎは、バッテリ３０の正極側電圧に対応した値である。オン電圧Ｖｏｎは、例えば、バッテリ３０の正極側電圧から、インバータ２０の上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨ等の電圧降下量を差し引いた値である。オフ電圧Ｖｏｆｆはバッテリ３０の負極側電圧に対応した値であり、例えばグランド電圧（０Ｖ）である。

図３（Ａ）に、Ｕ相巻線１１Ｕへの入力電圧Ｖｉｎの入力態様を例示する。なお、Ｖ相巻線１１Ｖ及びＷ相巻線１１Ｗへの入力電圧Ｖｉｎの入力態様は、Ｕ相巻線１１Ｕへの入力電圧Ｖｉｎの入力態様と同様であり、説明を省略する。

時刻ｔ１に、入力電圧Ｖｉｎがオフ電圧Ｖｏｆｆからオン電圧Ｖｏｎへの上昇を開始する。以下、入力電圧Ｖｉｎがオフ電圧Ｖｏｆｆから上昇し始めた後、オン電圧Ｖｏｎに到達するまでのことを、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げという。入力電圧Ｖｉｎの立ち上げは、Ｕ相下アームスイッチＳＵＬに放電処理が行われた後にＵ相上アームスイッチＳＵＨに充電処理が行われることにより実施される。インバータ２０では、上・下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬが有する寄生容量等の影響により、時刻ｔ１から遅延時間ｔｄが経過した時刻ｔ２に入力電圧Ｖｉｎがオン電圧Ｖｏｎに到達する。

時刻ｔ１からオン期間ｔｏｎ（ｔｏｎ＞ｔａ）が経過した時刻ｔ３に、入力電圧Ｖｉｎがオン電圧Ｖｏｎからオフ電圧Ｖｏｆｆへの下降を開始する。以下、入力電圧Ｖｉｎがオン電圧Ｖｏｎから下降し始めた後、オフ電圧Ｖｏｆｆに到達するまでのことを、入力電圧Ｖｉｎの立ち下げという。オン期間ｔｏｎは、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げの開始タイミングから、入力電圧Ｖｉｎの立ち下げの開始タイミングまでの期間であり、対応する上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬの１スイッチング周期に相当する。

入力電圧Ｖｉｎの立ち下げは、Ｕ相上アームスイッチＳＵＨに放電処理が行われた後にＵ相下アームスイッチＳＵＬに充電処理が行われることにより実施される。インバータ２０では、上・下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬが有する寄生容量等の影響により、時刻ｔ３から遅延時間ｔｄが経過した時刻ｔ４に入力電圧Ｖｉｎがオフ電圧Ｖｏｆｆに到達する。その結果、入力電圧Ｖｉｎのオーバーシュート及びリンギングを無視した理想波形では、Ｕ相巻線１１Ｕには、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間において、台形波状の入力電圧Ｖｉｎが入力される。なお、入力電圧Ｖｉｎのオーバーシュート及びリンギングについては、図４を用いて後述する。

図３（Ｂ）に、台形波の入力電圧Ｖｉｎをフーリエ変換して得られた周波数スペクトルの包絡線Ｘｈを示す。包絡線Ｘｈが入力電圧Ｖｉｎの周波数特性を示す。図３（Ｂ）では、横軸の周波数ｆが対数で示されており、周波数ｆがゼロである場合における振幅ゲインが規定値としての１となるように、縦軸の振幅ゲインが規格化されている。

なお、図３（Ｂ）に示す周波数特性は、周期関数である台形波をフーリエ級数展開することにより導くことができる。詳しくは、台形波をフーリエ級数展開して算出されるフーリエ係数の絶対値｜Ｘ（ｆ）｜が、下式（ｅｑ１）で表される台形波の周波数スペクトルである。

上式（ｅｑ１）において、ｓｉｎを含む部分を、下式（ｅｑ２）で表される包絡線に置き換える。

上式（ｅｑ２）で一部を置き換えられた上式（ｅｑ１）について、常用対数の２０ｌоｇ｜Ｘ（ｆ）｜［ｄＢ］を算出した場合、この算出値の０［ｄＢ］が、図３（Ｂ）の振幅ゲインの１に対応している。

図３（Ｂ）に示すように、包絡線Ｘｈは第１変曲点ＰＡと第２変曲点ＰＢとを持った折れ線形状となる。第１変曲点ＰＡは、入力電圧Ｖｉｎのオン期間ｔｏｎと負の相関を有する第１周波数ｆａを有し、第２変曲点ＰＢは、遅延時間ｔｄと負の相関を有する第２周波数ｆｂを有する。第１周波数ｆａ及び第２周波数ｆｂは、オン期間ｔｏｎ及び遅延時間ｔｄを用いて下式（ｅｑ３），（ｅｑ４）のように表される。

ｆａ＝１／（π×ｔｏｎ）・・・（ｅｑ３）
ｆｂ＝１／（π×ｔｄ）・・・（ｅｑ４）
なお、本実施形態において、第１周波数ｆａが「基準周波数」に相当し、第２周波数ｆｂが「変曲周波数」に相当する。

包絡線Ｘｈでは、第１周波数ｆａまでは振幅ゲインが１に維持され、第１周波数ｆａよりも高周波側において周波数ｆの増加に伴って振幅ゲインが減少する。具体的には、上述した２０ｌоｇ｜Ｘ（ｆ）｜において、第１周波数ｆａから第２周波数ｆｂまでは、振幅ゲインが２０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで減少し、第２周波数ｆｂよりも高周波側では、振幅ゲインが４０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで減少する。つまり、第２周波数ｆｂの高周波数側では低周波数側よりも傾きの絶対値が大きくなる。

理想波形に対し、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げ及び立ち下げでは、上，下アームスイッチＳＵＨ，ＳＵＬに接続される配線のインダクタンス等の影響により、入力電圧Ｖｉｎがオーバーシュートし、そのオーバーシュートに伴ってリンギングが発生する。図４（Ａ）に、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げにおけるオーバーシュート及びリンギングの発生様態を例示する。なお、入力電圧Ｖｉｎの立ち下げにおけるオーバーシュート及びリンギングの発生様態も同様であり、説明を省略する。

時刻ｔ１１に、入力電圧Ｖｉｎがオフ電圧Ｖｏｆｆへの上昇を開始すると、入力電圧Ｖｉｎがオン電圧Ｖｏｎを超えて上昇、つまりオーバーシュートし、時刻ｔ１２において入力電圧Ｖｉｎが１スイッチング周期における最大値となる。その後、入力電圧Ｖｉｎは、減衰振動、つまりリンギングしつつオン電圧Ｖｏｎに収束する。リンギングにおいて時刻ｔ１２の次に入力電圧Ｖｉｎが極大値となる時刻をｔ１３とした場合、入力電圧Ｖｉｎのリンギング周波数ｆｒは、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までのリンギング周期ｔｒを用いて下式（ｅｑ５）のように表される。

ｆｒ＝１／ｔｒ・・・（ｅｑ５）
図４（Ｂ）に、オーバーシュート及びリンギングが発生した場合における図３（Ｂ）の包絡線Ｘｈを示す。本実施形態では、リンギング周波数ｆｒは第２周波数ｆｂよりも高い周波数を有している。図４（Ｂ）に示すように、包絡線Ｘｈは、第１変曲点ＰＡ及び第２変曲点ＰＢに加え、第３変曲点ＰＣを持った折れ線形状となる。第３変曲点ＰＣは、リンギング周波数ｆｒを有する。図３（Ｂ）に示す包絡線Ｘｈでは、リンギング周波数ｆｒ周辺の周波数帯において第３変曲点ＰＣとして振幅ゲインが増大する。

続いて、図５を用いて、回転電機１０の共振周波数ｆｋについて説明する。回転電機１０では、各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのインダクタンスやキャパシタンスに起因して共振が発生する。

図５（Ａ）に、Ｕ，Ｖ相巻線１１Ｕ，１１Ｖのインピーダンスの周波数特性を例示する。このインピーダンスの周波数特性は、図１に破線で示すように、回転電機１０のＵ，Ｖ相端子１２Ｕ，１２Ｖ間のインピーダンスの周波数特性である。Ｕ，Ｖ相巻線１１Ｕ，１１Ｖのインピーダンスの周波数特性は、例えばＵ相端子１２Ｕに正弦波を入力し、その正弦波の周波数ｆを変化させた場合のＶ相端子１２Ｖの電圧値及び電流値を測定することで算出される。なお、Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｖ，１１Ｗのインピーダンスの周波数特性及びＵ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｗのインピーダンスの周波数特性は、Ｕ，Ｖ相巻線１１Ｕ，１１Ｖのインピーダンスの周波数特性と同様であり、説明を省略する。

図５（Ａ）に示すように、Ｕ，Ｖ相巻線１１Ｕ，１１Ｖのインピーダンスは、共振周波数ｆｋで最小値となる。図５（Ｂ）に、回転電機１０の伝達関数を示す。この回転電機１０の伝達関数は、図６に示すように、回転電機１０のＵ，Ｖ相端子１２Ｕ，１２Ｖにそれぞれ入力される入力電圧Ｖｉｎの電圧差の大きさを入力電圧差ΔＶｉｎとし、Ｕ相巻線１１ＵとＷ相巻線１１Ｗとの間の電圧差の大きさを出力電圧差ΔＶｏｕｔとした相関関数における振幅ゲインである。図５（Ｂ）に示すように、振幅ゲインは、共振周波数ｆｋで最大値となる。

なお、入力電圧差ΔＶｉｎは、回転電機１０の各相の端子１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗのうち、２つの端子にそれぞれ入力される入力電圧Ｖｉｎの電圧差の大きさであればよい。また、出力電圧差ΔＶｏｕｔは、回転電機１０の各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのうち、２つの巻線の間の電圧差の大きさであればよい。

そのため、出力電圧差ΔＶｏｕｔは共振周波数ｆｋで増大しやすく、例えば共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインが１以上であり、共振周波数ｆｋの出力電圧差ΔＶｏｕｔが過度に増大する場合には、サージ電圧が増大する。これにより、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間及び各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗとグランドとの間で部分放電が発生すると、回転電機１０の劣化を招くおそれがある。

そこで、本実施形態では、共振周波数ｆｋが、第１周波数ｆａよりも高い周波数に設定されている。これにより、共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインが１よりも小さい値に抑制され、サージ電圧が抑制される。

本実施形態では、図４（Ｂ）に示すように、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂよりも高い周波数に設定されている。上述したように、包絡線Ｘｈでは、第１周波数ｆａよりも高周波側において振幅ゲインが周波数ｆの増加に伴って減少する。そのため、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い第２周波数ｆｂよりも高周波数側に設定されることで、低周波側に設定される場合に比べて共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインを小さい値に設定することができ、サージ電圧を好適に抑制することができる。

また、本実施形態では、共振周波数ｆｋがリンギング周波数ｆｒと異なる周波数に設定されている。そのため、共振周波数ｆｋにおいてオーバーシュート及びリンギングが発生することが抑制され、オーバーシュート及びリンギングによるサージ電圧の増大を抑制することができる。

具体的には、共振周波数ｆｋがリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数に設定されている。共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂよりも高いリンギング周波数ｆｒよりも高周波数側に設定されることで、低周波側に設定される場合に比べて共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインを小さい値に設定することができ、サージ電圧を好適に抑制することができる。

なお、共振周波数ｆｋは、１０ＭＨｚよりも低い低周波数範囲で特定されることが好ましい。例えば、回転電機１０では、共振周波数ｆｋが高周波化された場合に、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間及び各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗとグランドとの間で部分放電が開始される部分放電開始電圧が上昇する。また、共振周波数ｆｋの特定に用いられるインピーダンスの周波数特性及び回転電機１０の伝達関数は、高周波になるほど、各相の導電部材２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗなどの影響を受けやすい。共振周波数ｆｋが１０ＭＨｚよりも低い低周波数範囲で特定されることで、これらの影響を抑制して共振周波数ｆｋを適正に特定することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

・本実施形態では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数に設定されている。そのため、共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインを１よりも小さくすることができ、サージ電圧を抑制することができる。第１周波数ｆａは、入力電圧Ｖｉｎのオン期間ｔｏｎにより定まる周波数である。このため、共振周波数ｆｋを第１周波数ｆａよりも高い周波数に設定する場合において新たな部品を追加する必要がない。これにより、新たな部品を追加することなくサージ電圧を抑制することができる。

・本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの第２端が中性点ＰＴで接続されることで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗが星形結線されている。そのため、Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１ＷがΔ結線される場合に比べて、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間の電圧分担を低減することができ、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間の絶縁効率を上昇させつつ、サージ電圧を好適に抑制することができる。

（第１実施形態の変形例１）
図７（Ａ）に示すように、共振周波数ｆｋが、第２周波数ｆｂよりも高く、且つリンギング周波数ｆｒよりも低い周波数に設定されてもよいし、図７（Ｂ）に示すように、共振周波数ｆｋが、第１周波数ｆａよりも高く、且つ第２周波数ｆｂよりも低い周波数に設定されてもよい。

インバータ２０では、各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング制御に伴って高周波ノイズが生じる。高周波ノイズは、周波数ｆの増加に伴って増大する。本変形例では、共振周波数ｆｋがリンギング周波数ｆｒ又は第２周波数ｆｂよりも低周波数側に設定されていることで、高周波数側に設定されている場合に比べて共振周波数ｆｋにおける高周波ノイズを抑制することができ、高周波ノイズによるサージ電圧の増大を抑制することができる。

また、上述したように、包絡線Ｘｈでは、第１周波数ｆａよりも低周波側において振幅ゲインが１に維持される。本変形例では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数に設定されていることで、共振周波数ｆｋにおける入力電圧Ｖｉｎの振幅ゲインを１よりも小さくすることができ、サージ電圧を抑制することができる。

（第１実施形態の変形例２）
図８に示すように、回転電機１０の伝達関数の算出に用いられる出力電圧差ΔＶｏｕｔは、Ｕ相巻線１１Ｕの両端間の電圧差の大きさ、つまりＵ相端子１２Ｕと中性点ＰＴとの間の電圧差の大きさであってもよい。なお、出力電圧差ΔＶｏｕｔは、回転電機１０の各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのうち、特定相の巻線の両端間の電圧差の大きさであればよい。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図９～図１１を参照しつつ説明する。第１実施形態では、例えば回転電機１０の構成が調整されることで共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数とされている。本実施形態では、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数となるように、マイコン５０がインバータ２０を制御する。

図９にマイコン５０の制御処理のフローチャートを示す。マイコン５０は、例えば回転電機１０の起動時に制御処理を実施する。

制御処理を開始すると、まずステップＳ１１において、共振周波数ｆｋを取得する。マイコン５０に設けられた記憶部５１には、回転電機１０の共振周波数ｆｋが記憶されている。記憶部５１としてのメモリは、ＲＯＭ以外の非遷移的実体的記録媒体（例えば、ＲＯＭ以外の不揮発性メモリ）である。ステップＳ１１では、記憶部５１から共振周波数ｆｋを取得する。

続くステップＳ１２では、ステップＳ１１で取得された共振周波数ｆｋに基づいて各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング速度を調整し、制御処理を終了する。具体的には、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数となるように、充電抵抗体６２及び放電抵抗体６３の抵抗値を設定する。設定された抵抗値の情報は、抵抗値設定信号ＳＢにより駆動部６５に送信される。

続いて、図１０，図１１に、制御処理の一例を示す。図１０に、スイッチング速度による第２周波数ｆｂの変化の態様を示す。図１０（Ａ）に矢印ＹＡで示すように、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げにおいて、スイッチング速度を高くして入力電圧Ｖｉｎの上昇速度を高くすると、遅延時間ｔｄが短くなる。これにより、図１０（Ｂ）に矢印ＹＢで示すように、第２周波数ｆｂが高周波側に変化する。

図１１に、スイッチング速度によるリンギング周波数ｆｒの変化の態様を示す。図１１（Ａ），（Ｂ）に対比して示すように、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げにおいて、スイッチング速度を高くして入力電圧Ｖｉｎの上昇速度を高くすると、リンギング周期ｔｒが短くなる。これにより、図１１（Ｃ）に矢印ＹＣで示すように、リンギング周波数ｆｒが高周波側に変化する。つまり、第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒは、スイッチング速度により変化する。本実施形態では、これらの変化を利用して、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数となるようにする。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

・本実施形態では、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数となるようにインバータ２０を制御する。これにより、回転電機１０の共振周波数ｆｋに関わらず、共振周波数ｆｋを第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数に設定することができる。

・本実施形態では、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング速度を変更することにより、共振周波数ｆｋを第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数に設定する。そのため、共振周波数ｆｋを第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数に設定するために、新たな部品を追加する必要がない。これにより、新たな部品を追加することなく共振周波数ｆｋを第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数に設定することができる。

（第２実施形態の変形例）
制御処理における共振周波数ｆｋの取得方法は、回転電機１０のインピーダンスの周波数特性等を用いた共振周波数ｆｋの測定により取得する方法であってもよい。これにより、回転電機１０の温度又は劣化により変化する共振周波数ｆｋを適正に取得することができる。

（その他の実施形態）
本発明は上記実施形態の記載内容に限定されず、次のように実施されてもよい。

・上記各実施形態では、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒのいずれとも異なる周波数となるように設定されている例を示したが、これに限られない。共振周波数ｆｋは、第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒの一方と等しい周波数に設定されていてもよい。

・上記各実施形態では、インバータ２０の各相の上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨ及び下アームスイッチＳＵＬ～ＳＷＬが１つのスイッチにより構成されている例を示したが、並列接続された複数のスイッチにより構成されていてもよい。この場合、各相の上アームスイッチ及び下アームスイッチに流れる電流が増大し、発生するサージ電圧が増大する。本実施形態では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数となるように設定されているため、サージ電圧の過度な増大を抑制することができる。

・上記各実施形態では、回転電機１０を構成する各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗが、直列接続された複数の単位巻線１３により構成されている例を示したが、図１２（Ａ），（Ｂ）に示すように、並列接続された複数の単位巻線１３により構成されていてもよい。

・上記各実施形態では、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗにおいて、直列接続された複数の単位巻線１３が、全体で１つの回転電機１０を構成する例を示したが、これに限られない。例えば、図１３に示すように、１つの単位巻線１３が１つの回転電機１０を構成しており、これにより直列接続された複数の回転電機１０が構成されていてもよい。この場合、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗにおいて、単位巻線１３間を接続する配線が長くなり、各相巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのインダクタンスが増大し、発生するサージ電圧が増大する。本実施形態では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数となるように設定されているため、サージ電圧の過度な増大を抑制することができる。

・上記第２実施形態では、共振周波数ｆｋが第２周波数ｆｂ及びリンギング周波数ｆｒよりも高い周波数となるように、インバータ２０を構成する各スイッチＳＵＨ～ＳＷＬのスイッチング速度が調整される例を示したが、これに限られない。例えば、回転電機１０の構成、つまり回転電機１０を構成する各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗが調整されてもよい。具体的には、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの構造、並列数ＮＡ、回転軸方向の長さ、皮膜等により共振周波数ｆｋの調整が可能である。

例えば、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの長さであるコイル長が変化することで、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのインダクタンスが変化し、共振周波数ｆｋが変化する。また、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗを構成する導線として、平角線が使用されることで、丸線が使用される場合に比べて巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの接触面積が増大し、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間のキャパシタンスが増大することで共振周波数ｆｋが低くなる。

図１４に、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの並列数ＮＡと共振周波数ｆｋとの関係を示す。図１４（Ａ）には、並列数ＮＡが１である場合の回転電機１０の伝達関数が実線で示されており、並列数ＮＡが２である場合の回転電機１０の伝達関数が破線で示されており、並列数ＮＡが３である場合の回転電機１０の伝達関数が一点鎖線で示されている。また、図１４（Ｂ）に、並列数ＮＡと共振周波数ｆｋとの関係を示す。図１４（Ａ），（Ｂ）に示すように、回転電機１０では、並列数ＮＡが多いほど各巻線のコイル長が短くなることで共振周波数ｆｋが高くなる。

また、各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗにおける回転軸方向の長さが変化することで、巻回される導線のループ面積が変化するとともに接触面積が変化し、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間のインダクタンス及びキャパシタンスが変化することで共振周波数ｆｋが変化する。さらに、巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの皮膜の層数及び厚さが変化することにより巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ間のキャパシタンスが変化し、共振周波数ｆｋが変化する。そのため、これらを用いて共振周波数ｆｋを調整することができる。

・回転電機１０は、ブラシレスの同期機に限られず、ブラシ付の同期機であってもよい。また、回転電機１０は、コアレスモータであってもよい。コアレスモータでは、ステータコアを用いないために磁気抵抗が少なく、トルク確保のために各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗに流れる電流が増大することで発生するサージ電圧が増大する。本実施形態では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数となるように設定されているため、サージ電圧の過度な増大を抑制することができる。

・回転電機１０に流れる相電流の大きさは、例えば１００Ａ以上であってもよければ、２０Ａ以下であってもよい。相電流が１００Ａ以上である場合、入力電圧Ｖｉｎの立ち下げにおいてサージ電圧が増大し、相電流が２０Ａ以下である場合、入力電圧Ｖｉｎの立ち上げにおいてサージ電圧が増大する。本実施形態では、共振周波数ｆｋが第１周波数ｆａよりも高い周波数となるように設定されているため、サージ電圧の過度な増大を抑制することができる。

・回転電機１０のＵ，Ｖ相端子１２Ｕ，１２Ｖ間のインピーダンスの周波数特性は、回転電機１０のＵ，Ｖ相端子１２Ｕ，１２Ｖに代えてインバータ２０のＵ，Ｖ相端子２１Ｕ，２１Ｖを用いて測定されてもよい。

・回転電機１０の伝達関数の算出に用いられる入力電圧Ｖｉｎは、インバータ２０の各相の端子２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗのうち、２つの端子からそれぞれ出力される入力電圧Ｖｉｎの電圧差の大きさであってもよい。また、入力電圧Ｖｉｎは、インバータ２０の各相における接続点ＰＵ，ＰＶ，ＰＷ間の電圧差の大きさであってもよいし、インバータ２０の各相における上アームスイッチＳＵＨ～ＳＷＨのドレイン－ソース間の電圧の差の大きさであってもよい。

・インバータ２０を構成するスイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、スイッチにフリーホイールダイオードが逆並列に接続されていればよい。また、インバータ２０を構成するスイッチは、ＳｉＣ及びＧａＮといったワイドバンドギャップ体によるＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラスイッチであってもよい。

・回転電機１０を構成する各相の巻線１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは、Δ結線されていてもよい。

・回転電機１０の制御量はトルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…回転電機、２０…インバータ、１００…回転電機システム、５０…マイコン、ｆａ…第１周波数、ｆｋ…共振周波数。

Claims (11)

1. 回転電機（１０）と、
   前記回転電機に電気的に接続されたインバータ（２０）と、を備える回転電機システム（１００）であって、
   前記インバータから前記回転電機に入力される入力電圧をオフ電圧からオン電圧に立ち上げる動作、又は前記オン電圧から前記オフ電圧に立ち下げる動作を実施するように前記インバータを制御する制御部（５０）を備え、
   前記入力電圧を前記オフ電圧から前記オン電圧に立ちあげた後、前記入力電圧を前記オン電圧から前記オフ電圧に立ち下げた場合における前記入力電圧の波形に基づいて得られた前記入力電圧の周波数特性において、前記入力電圧の周波数が０の場合における振幅ゲインが１であり、
   前記周波数特性において、基準周波数（ｆａ）よりも高周波側となる場合の振幅ゲインが１よりも小さくなっており、
   前記周波数特性において、前記基準周波数よりも高周波側となる場合の前記振幅ゲインが、前記基準周波数以下となる場合の前記振幅ゲインよりも小さくなっており、
   前記回転電機の共振周波数（ｆｋ）は、前記基準周波数よりも高い回転電機システム。
2. 前記立ち上げる動作又は前記立ち下げる動作が実施されることにより、前記オン電圧及び前記オフ電圧のうち一方から他方へと前記入力電圧が変化するのに要する遅延時間（ｔｄ）と負の相関を有する変曲周波数（ｆｂ）は、前記周波数特性において前記基準周波数よりも高く、
   前記共振周波数は、前記変曲周波数よりも高い請求項１に記載の回転電機システム。
3. 前記立ち上げる動作又は前記立ち下げる動作が実施されることにより、前記オン電圧及び前記オフ電圧のうち一方から他方へと前記入力電圧が変化するのに要する遅延時間（ｔｄ）と負の相関を有する変曲周波数（ｆｂ）は、前記周波数特性において前記基準周波数よりも高く、
   前記共振周波数は、前記変曲周波数よりも低い請求項１に記載の回転電機システム。
4. 前記遅延時間をｔｄとした場合に、前記変曲周波数は、１／（π×ｔｄ）と表される周波数である請求項２又は３に記載の回転電機システム。
5. 前記立ち上げる動作又は前記立ち下げる動作に伴い発生する前記入力電圧のリンギング周波数（ｆｒ）は、前記周波数特性において前記基準周波数よりも高く、
   前記共振周波数は、前記リンギング周波数と異なる請求項１から４までのいずれか一項に記載の回転電機システム。
6. 前記共振周波数は、前記リンギング周波数よりも高い請求項５に記載の回転電機システム。
7. 前記共振周波数は、前記リンギング周波数よりも低い請求項５に記載の回転電機システム。
8. 前記基準周波数は、前記立ち上げる動作の開始タイミングから前記立ち下げる動作の開始タイミングまでの期間であるオン期間（ｔｏｎ）と負の相関を有し、
   前記オン期間をｔｏｎとした場合に、前記基準周波数は、１／（π×ｔｏｎ）と表される周波数である請求項１から７までのいずれか一項に記載の回転電機システム。
9. 前記回転電機は、複数相に対応する電機子巻線（１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ）を有し、
   各相における前記電機子巻線の一端は、対応する入力端子（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ，２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ）を介して前記インバータにそれぞれ接続されており、
   各相の前記入力端子のうち、いずれか２つの前記入力端子の間のインピーダンスの周波数特性において、前記共振周波数は、前記インピーダンスが最小値となる周波数である請求項１から８までのいずれか一項に記載の回転電機システム。
10. 前記回転電機は、複数相に対応する電機子巻線（１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ）を有し、
    各相における前記電機子巻線の一端は、対応する入力端子（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ，２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ）を介して前記インバータにそれぞれ接続されており、
    各相の前記入力端子のうち、いずれか２の前記入力端子にそれぞれ入力される前記入力電圧の電圧差の大きさを入力とし、各相の前記電機子巻線のうち、いずれか２つの前記電機子巻線間の電圧差の大きさを出力とする伝達関数において、前記共振周波数は、前記伝達関数の振幅が最大値となる周波数である請求項１から８までのいずれか一項に記載の回転電機システム。
11. 前記回転電機は、複数相に対応する電機子巻線（１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ）を有し、
    各相における前記電機子巻線の第１端は、対応する入力端子（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ，２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ）を介して前記インバータにそれぞれ接続されており、
    各相における前記電機子巻線の第２端は、互いに接続されており、
    各相の前記入力端子のうち、いずれか２つの前記入力端子に入力される前記入力電圧の電圧差の大きさを入力とし、各相の前記電機子巻線のうち、特定相の電機子巻線の両端間の電圧差の大きさを出力とする伝達関数において、前記共振周波数は、前記伝達関数の振幅が最大値となる周波数である請求項１から８までのいずれか一項に記載の回転電機システム。

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