JP7472663B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関する。
電力の変換や制御のための半導体モジュールは、一般的にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子を含むブリッジ回路やインバーター回路を備えている。このような半導体モジュールは、半導体、金属、樹脂といった熱膨張係数の異なる材質から構成されるため、熱応力による劣化によって熱抵抗に変化が生じる。
ここで、例えば特許文献１には、スイッチング素子の近傍の温度センサが検出した温度と、半導体モジュールの既知の熱抵抗とに基づいて、スイッチング素子の接合温度を検出する技術が開示されている。
また、特許文献２には、スイッチング素子が設けられる半導体チップ上に温度センサを設け、スイッチング素子の接合温度を直接検出する技術が開示されている。
特開２０１７－１９５７５８号公報 特開２００６－２３８５４６号公報
しかしながら、特許文献１に開示された技術によれば、半導体モジュールの劣化の判断が既知の熱抵抗に基づくため、劣化に伴う熱抵抗の変化は考慮されない。従って、時間の経過に伴い、スイッチング素子の接合温度の測定精度が劣化する。
また、特許文献２に開示された技術によれば、スイッチング素子の接合温度を直接監視することできるが、半導体モジュールの、経時変化する熱抵抗を監視することはできない。
本発明の目的は、半導体モジュールの、経時変化する熱抵抗を監視することが可能な電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するための一の発明は、制御信号を出力する制御回路と、前記制御信号に基づいてオンオフするスイッチング素子が設けられた半導体チップと、前記半導体チップの温度を検出する第１温度センサとを備え、前記制御回路は、前記第１温度センサが検出した第１温度と、前記半導体モジュールの温度を示す第２温度と、前記スイッチング素子の消費電力とに基づいて、前記半導体モジュールの熱抵抗を監視する、電力変換装置である。本発明の他の特徴については、本明細書の記載により明らかにする。
本発明によれば、半導体モジュールの、経時変化する熱抵抗を監視することが可能な電力変換装置を提供することができる。
電力変換装置の構成の一例を示す図である。 演算装置に実現される機能ブロックの一例を示す図である。 インバーター回路の一例を示す回路図である。 ＰＷＭ方信号を説明する図である。 半導体モジュールの構成の一例を示す図である。 制御回路が熱抵抗を監視する処理を説明するフローチャートである。 監視される熱抵抗の推移を説明する図である。 インバーター回路の一例を示す回路図である。 ＰＷＭ制御においてスイッチング素子に流れる電流を説明する図である。
＜電力変換装置の概要＞
図１を用いて、本実施形態の電力変換装置１の概要について説明する。図１は、電力変換装置１の構成の一例を示す図である。本実施形態の電力変換装置１は、直流電圧から交流電圧を生成し、三相モーターＭの回転速度を制御するための装置であり、半導体モジュール２と、制御回路４とを備えている。
半導体モジュール２は、駆動回路２１と、インバーター回路２２と、第１温度センサ２３と、第２温度センサ２４と、ＩＦ回路２５とを有する。
駆動回路２１は、インバーター回路２２の駆動を直接制御する回路である。具体的には、駆動回路２１は、後述する制御信号に基づいて、インバーター回路２２を構成するスイッチング素子のオンオフをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。
インバーター回路２２は、三相モーターＭ等の負荷を駆動するための回路である。本実施形態のインバーター回路２２は、電圧型の三相ＰＷＭインバーター回路（後述）である。インバーター回路２２は、複数のスイッチング素子等を含んでいる。複数のスイッチング素子の夫々は、後述する半導体チップに設けられるとともに、制御回路４からの制御信号に基づいてオンオフ動作をする。
第１温度センサ２３は、半導体チップの温度を検出するために設けられている。第１温度センサ２３は、半導体チップに設けられている。本実施形態では、第１温度センサ２３としてＰＮダイオードを用いる。ＰＮダイオードは、半導体チップの製造工程において、半導体チップ上に形成される。なお、第１温度センサ２３としては、例えば、半導体チップ上に設けられた、サーミスタ、熱電対等を用いても良い。
第２温度センサ２４は、半導体モジュール２の温度を検出するために設けられている。第２温度センサ２４は、半導体チップから離れて設けられている。後述するように、本実施形態の電力変換装置１は、半導体チップを始点とする所望の経路の熱抵抗を計算及び監視する。第２温度センサ２４は、当該所望の経路の終点に設けられる。第２温度センサ２４としては、例えば、ＰＮダイオード、サーミスタ、熱電対等を用いることができる。
第２温度センサ２４は、少なくとも１つ以上設けられる。本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂが設けられている。つまり、本実施形態の電力変換装置１は、２つの経路の熱抵抗を計算及び監視することができる。
ＩＦ回路２５は、制御回路４へ各種信号を出力するための回路である。詳細は後述するが、各種信号とは、例えば、第１温度センサ２３が検出した温度及び第２温度センサ２４が検出した温度等を示す信号や、インバーター回路２２のスイッチング素子の電流を示す信号を含む。
［制御回路］
制御回路４は、半導体モジュール２に設けられたインバーター回路２２を制御するための制御信号を、駆動回路２１に出力する。制御回路４は、例えばマイコンであり、演算回路４０と、記憶回路４１と、制御信号出力回路４２と、ＩＦ回路４３とを含んでいる。
演算回路４０は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）であり、記憶回路４１に格納された、熱抵抗を監視するためのプログラムを実行することにより、演算回路４０における各種機能を実現する。
記憶回路４１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）、及びＲＡＭ（Random Access Memory）を含み、各種データを記憶するメモリである。詳細は後述するが、記憶回路４１には、例えば、半導体モジュール２の仕様書に記載された情報、熱抵抗Ｒθの初期値、第１閾値Ｔｈ１、第２閾値Ｔｈ２、熱抵抗を監視するためのプログラム等が記憶されている。
制御信号出力回路４２は、入力される指示信号（不図示）に基づいて、半導体モジュール２の駆動回路２１に対し、三相モーターＭの回転速度を調整するための制御信号を出力する。なお、制御信号出力回路４２からの制御信号は、ＰＷＭ信号である。そして、本実施形態では、ＰＷＭ信号のデューティー比（または、通流率）が大きくなると、三相モーターＭの回転速度が高くなる。
また、詳細は後述するが、本実施形態のインバーター回路２２は、６個のスイッチング素子を含んでいる。したがって、制御信号出力回路４２は、６個のスイッチング素子の夫々のオンオフを制御できるよう、６つのＰＷＭ信号を制御信号として出力する。
ＩＦ（Interface）回路４３は、半導体モジュール２からの各種信号を受信し、当該各種信号を制御回路４へ出力するための回路である。各種信号とは、例えば、第１温度センサ２３が検出した温度及び第２温度センサ２４が検出した温度や、スイッチング素子に流れる電流等を含む。
図２は、演算回路４０に実現される機能ブロックの一例を示す図である。演算回路４０が当該プログラムを実行することにより、演算回路４０には、取得部４００と、第１計算部４０１と、第２計算部４０２と、第１判定部４０３と、第２判定部４０４と、第１制御処理部４０５と、第２制御処理部４０６と、予測部４０７とが実現される。
取得部４００は、第１温度センサ２３が検出した温度（以下、第１温度Ｔ１と称する。）及び半導体モジュール２の温度（以下、第２温度Ｔ２と称する。）を取得する処理（取得処理）を実行する。
本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂが設けられているため、取得部４００は、夫々が検出した第２温度Ｔ２ａ，Ｔ２ｂを取得する。
尚、第２温度Ｔ２は、第２温度センサ２４が検出した温度でなくてもよい。これに代わり、半導体モジュール２が置かれている工場等の施設の環境温度を、第２温度Ｔ２ｅとしてもよい。この場合、第２温度センサ２４は任意の構成であって、半導体モジュール２はこれを有しなくてもよい。
第１計算部４０１は、半導体モジュール２のスイッチング素子に実際に流れる電流及び電圧に基づいて、スイッチング素子の消費電力Ｐｄを計算する処理（第１計算処理）を実行する。スイッチング素子の消費電力Ｐｄの計算方法の詳細については後述する。
第２計算部４０２は、半導体チップと、第２温度センサ２４の位置との間の熱抵抗Ｒθを計算する処理（第２計算処理）を実行する。第２計算処理において、第２計算部４０２は、第１温度Ｔ１及び第２温度Ｔ２と、計算されたスイッチング素子の消費電力Ｐｄと、に基づいて、熱抵抗Ｒθを計算する。
本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂが設けられているため、第２計算部４０２は、夫々についての熱抵抗Ｒθを計算する。また、第２計算部４０２は、環境温度（第２温度Ｔ２ｅ）に基づいて熱抵抗Ｒθも計算してもよい。
具体的には、第１温度Ｔ１、第２温度Ｔ２ａ、消費電力Ｐｄ及び熱抵抗Ｒθの下記関係式を用いて、熱抵抗Ｒθが計算される。
Ｔ１＝Ｔ２ａ＋Ｐｄ×Ｒθ
以下、第２温度Ｔ２ａを用いて説明するが、第２温度Ｔ２ｂ及び第２温度Ｔ２ｅについても同様である。
第１判定部４０３は、第２計算部４０２によって計算された熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えたか否かを判定する処理（第１判定処理）を実行する。第１閾値Ｔｈ１は、使用者によって予め設定された値である。本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂが設けられているため、第２計算部４０２によって夫々に関する熱抵抗Ｒθが計算される。本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂの少なくとも一方に関する熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えたか否かを判定する。
第１閾値Ｔｈ１は、所定の基準値に基づいて設定される。基準値としては、例えば、半導体モジュール２の仕様書に記載された熱抵抗の値、または熱抵抗Ｒθの初期値等を基準値として用いることができる。ここで、熱抵抗Ｒθの初期値とは、電力変換装置１の使用開始時において、第２計算部４０２によって最初に計算された熱抵抗Ｒθの値である。
第１閾値Ｔｈ１の一例として、基準値に対して０より大きな値（例えば、熱抵抗Ｒθの初期値の２０％の値）を加えた値としてもよい。つまり、第１判定部４０３は、熱抵抗Ｒθの絶対値が、所定の値を超えたか否かを判定することとしてもよい。
第１閾値Ｔｈ１の他の例として、基準値に対して１より大きな数を乗じた値としてもよい。つまり、第１判定部４０３は、熱抵抗Ｒθの基準値に対する変化率が、所定の値を超えたか否かを判定することとしてもよい。
第２判定部４０４は、第２計算部４０２によって計算された熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１より大きい第２閾値Ｔｈ２を超えたか否かを判定する処理（第２判定処理）を実行する。本実施形態では、２つの第２温度センサ２４ａ及び２４ｂの少なくとも一方に関する熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えたか否かを判定する。第２閾値Ｔｈ２は、使用者によって予め設定された値（例えば、基準値に対して熱抵抗Ｒθの初期値の３０％の値を加えた値）である。第２閾値Ｔｈ２も、第１閾値Ｔｈ１と同様に、所定の基準値に基づいて設定される。
第１制御処理部４０５は、計算された熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えた場合、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の電流を制限させる制御信号を出力させる処理（第１制御処理）を実行する。具体的には、第１制御処理部４０５は、熱抵抗Ｒθが大きくなると、制御信号出力回路４２から出力される制御信号（ＰＷＭ信号）の最大のデューティー比を制限する。
当該制御信号を半導体モジュール２の駆動回路２１が受信すると、駆動回路２１は、スイッチング素子の電流を制限するように、インバーター回路２２の駆動を制御する。具体的には、駆動回路２１は、ＰＷＭ制御におけるデューティー比の上昇を制限した上で、インバーター回路２２の駆動を制御する。したがって、第１制御処理は、半導体モジュール２の更なる発熱を抑制するために実行される。
第２制御処理部４０６は、計算された熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えた場合、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の動作を停止させる制御信号を出力させる処理（第２制御処理）を実行する。第２制御処理は、半導体モジュール２が破壊され、それに伴って三相モーターＭ等の負荷が異常停止する前に、電力変換装置１を停止させるために実行される。
当該制御信号を半導体モジュール２の駆動回路２１が受信すると、駆動回路２１は、スイッチング素子の動作を停止させる。
予測部４０７は、計算された熱抵抗Ｒθの時間変化Ｒθ（ｔ）に応じた値に基づいて、半導体モジュール２の寿命を予測する。ここで、Ｒθ（ｔ）は、予測部４０７が寿命を予測する処理を実行する時刻よりも前の時刻ｔにおける熱抵抗Ｒθである。
予測部４０７が半導体モジュール２の寿命を予測する具体的な方法としては、既に計算されたＲθ（ｔ）を、その時間変化に応じた値に基づいて外挿することにより、予測部４０７が寿命を予測する処理を実行する時刻よりも後の時刻における予測熱抵抗Ｒθ´（ｔ）を計算する。そして、予測処理部４０７は、計算された予測熱抵抗Ｒθ´（ｔ）の時間変化率が所定の第３閾値Ｔｈ３を超える時刻を、半導体モジュール２が破壊される時刻として予測する。
Ｒθ（ｔ）を外挿することにより、予測熱抵抗Ｒθ´（ｔ）を計算する具体的な方法について説明する。予測部４０７は、熱抵抗Ｒθの時間変化Ｒθ（ｔ）に応じた値として、寿命を予測する処理を実行する時刻より前の時刻ｔ０における熱抵抗Ｒθ（ｔ０）の、１～ｎ次の微分係数を計算する。ここでｎは、所定の２以上の整数である。
そして、予測部４０７は、計算された１～ｎ次の微係数を用い、時刻ｔ０のまわりでテイラー展開をすることにより、将来の任意の時刻における予測熱抵抗Ｒθ´（ｔ）を計算する。
＜インバーター回路＞
図３を用いて、本実施形態のインバーター回路２２について詳細に説明する。図３は、半導体モジュール２に設けられたインバーター回路２２の一例を示す回路図である。本実施形態のインバーター回路２２は、三相ＰＷＭインバーター回路２２である。インバーター回路２２は、複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２２０ａ～２２０ｆと、複数の還流ダイオード２２１ａ～２２１ｆと、抵抗２２２と、第１電源線２２３と、第２電源線２２４とを備えている。本実施形態では、スイッチング素子として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いている。
第１電源線２２３及び第２電源線２２４間で、上アームを構成する第１のＩＧＢＴ２２０ａは、下アームを構成する第１のＩＧＢＴ２２０ｂと直列に接続されている。同様に、上アームを構成する第２のＩＧＢＴ２２０ｃは、下アームを構成する第２のＩＧＢＴ２２０ｄと直列に接続され、上アームを構成する第３のＩＧＢＴ２２０ｅは、下アームを構成する第３のＩＧＢＴ２２０ｆと直列に接続されている。
還流ダイオード２２１ａ～２２１ｆは夫々、ＩＧＢＴ２２０ａ～２２０ｆに逆並列接続されている。
＜消費電力の計算方法＞
図３及び図４を用いて、本実施形態の消費電力の計算方法について説明する。図４は、ＰＷＭ信号を説明する図である。
本実施形態では、三相モーターＭの一の回転周期Ｔにおけるオン期間の消費電力Ｐｔの総和を求めることにより、回転周期Ｔにおける消費電力を計算する。そして、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除すことにより、平均消費電力Ｐｄを計算する。以下では、まずＰＷＭ信号のオン期間の消費電力Ｐｔを取得する方法について詳細に説明する。
本実施形態では、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１と、ＩＧＢＴがオンの時のコレクタ・エミッタ間の抵抗（オン抵抗ＲＯＮ）に基づいて、消費電力を計算する。オン抵抗ＲＯＮは、半導体モジュール２の仕様書に記載された値を用いることができる。
第１計算部４０１は、オン期間（ｔｏｎ）のＩＧＢＴの消費電力Ｐｔを以下の式から計算することができる。
Ｐｔ＝Ｉａｖｅ×ＶＣＥ×ｔｏｎ=(Ｉａｖｅ)２×Ｒｏｎ×ｔｏｎ
ここでＶＣＥは、ＩＧＢＴがオンの時のコレクタ・エミッタ間の電圧である。Ｉａｖｅは、ＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１のオン期間の平均値である。制御回路４は、外部から入力される指示に基づいて、例えば図４に示すように、ＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１が点線で示す所望の波形となるよう、ＰＷＭ信号のデューティー比を変化させる。つまり、制御回路４は、ＩＧＢＴに流す電流Ｉ１に関する情報を有しているため、第１計算部４０１は、ＩＧＢＴに流す電流Ｉ１に関する情報に基づいて、オン期間ｔоｎの平均電流Ｉａｖｅを取得することができる。
以上の方法により、第１計算部４０１は、三相モーターＭの回転周期Ｔにおける全てのオン期間の消費電力Ｐｔの総和を求めることにより、回転周期Ｔにおける消費電力を計算する。そして、第１計算部４０１は、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除すことにより、平均消費電力Ｐｄを計算する。
尚、本実施形態では、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除したものを平均消費電力Ｐｄとしたが、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除していないものを用いてもよい。また、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除すことによって平均消費電力Ｐｄとしたが、これに限らず、例えば回転周期Ｔの半周期における消費電力を回転周期Ｔの半周期で除すことによって平均消費電力Ｐｄを求めてもよい。
以上、消費電力の計算方法として、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１と、ＩＧＢＴのオン抵抗ＲＯＮに基づいて計算する方法を説明した。また、損失には導通損失とスイッチング損失があるが、ここでは熱抵抗の変化への影響度の大きい導通損失のみ考慮する。今回はＩＧＢＴの導通時の消費電力のみで熱抵抗を計算しているが実際にはＩＧＢＴがオフでダイオードに還流電流が流れる期間もありここでの消費電力も発生する。このダイオードの導通時の消費電力を併用、あるいは単独で使うことも可能である。
他の例として、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１と、ＩＧＢＴがオンの時のコレクタ・エミッタ間の電圧ＶＣＥに基づいて消費電力を計算してもよい。この方法は、ＩＧＢＴのＩ１とＶＣＥとの関係が非線形であるため有用である。このため、上述したオン抵抗ＲＯＮを用いる代わりに、電圧ＶＣＥは、予め取得されたＩＧＢＴのＩ１とＶＣＥとの関係を用い、この関係に上記の方法で取得したＩ１を適用することによって取得することができる。
＜半導体モジュール＞
図５を用いて、本実施形態の半導体モジュール２について詳細に説明する。図５は、半導体モジュール２の構成の一例を示す図である。
半導体モジュール２は、ベース板２６と、積層基板２７と、半導体チップ２０と、第１温度センサ２３と、第２温度センサ２４と、外部端子２８と、ケース２９と、シリコーンゲル３０とを含んで構成される。
ベース板２６は、例えば、アルミニウム、銅、またはこれらを含む合金で形成された金属板である。積層基板２７は、例えばセラミックの絶縁板２７ａと、絶縁板２７ａの裏面（下側）に設けられた放熱板２７ｂと、絶縁板２７ａのおもて面（上側）に形成された、導電パターン２７ｃと、を含む。積層基板２７は、はんだ３１等の接合材を介して、ベース板２６上に取り付けられている。
半導体チップ２０は、ＩＧＢＴ２２０ａ～２２０ｆと、還流ダイオード２２１ａ～２２１ｆと、第１温度センサ２３とが形成されたチップであり、はんだ３１等の接合材を介して、積層基板２７の導電パターン２７ｃ上に取り付けられている。第１温度センサ２３は、半導体チップ２０の例えばＩＧＢＴ２２０に一体で形成されているが、ここでは便宜上、半導体チップ２０のおもて面に描がかれている。第２温度センサ２４は、本実施形態では、半導体チップ２０から離れた位置に２つ設けられている。一方の第２温度センサ２４ａは、導電パターン２７ｃ上に設けられている。他方の第２温度センサ２４ｂは、ベース板２６の裏面（下側）に設けられている。
このため、本実施形態では、半導体モジュール２において、半導体チップ２０から、絶縁板２７ａの端部の上側に設けられた第２温度センサ２４ａまでの熱抵抗と、半導体チップ２０から、ベース板２６の端部に設けられた第２温度センサ２４ｂまでの熱抵抗と、を監視することができる。
外部端子２８は、半導体チップ２０又は導電パターン２７ｃにはんだ３１を介して接続されている。ケース２９は、ベース板２６上に設けられ、内部には、積層基板２７、半導体チップ２０、第１温度センサ２３及び第２温度センサ２４ａが配置される。シリコーンゲル３０は、外部端子２８の一部が露出するように、ケース２９の内部を充填する。
＜熱抵抗の監視＞
図６及び図７を用いて、制御回路４が熱抵抗Ｒθを監視する処理について説明する。図６は、制御回路４が熱抵抗Ｒθを監視する処理を説明するフローチャートである。図７は、監視される熱抵抗Ｒθの推移を説明する図である。ここでは、半導体チップから第２温度センサ２４ａまでの熱抵抗の監視についてのみ説明するが、第２温度センサ２４ｂについても同様である。
ここで、制御信号（ＰＷＭ信号）の周期は、５０ｕｓｅｃ～数百ｕｓｅｃである。本発明の目的を鑑みると、必ずしもこのような頻度で熱抵抗Ｒθを監視する必要はない。三相モーターＭの回転周期Ｔが例えば２０ｍｓｅｃ程度であれば、回転周期Ｔ毎に熱抵抗Ｒθを監視してもよい。以下の説明では、回転周期Ｔ毎に熱抵抗Ｒθを監視する態様を説明する。
先ず、ステップＳ１では、取得部４００が第１温度Ｔ１及び第２温度Ｔ２ａを取得する（取得処理）。
次いで、ステップＳ２では、第１計算部４０１が、インバーター回路２２の消費電力を計算する（第１計算処理）。具体的には、第１計算部４０１は、一の回転周期Ｔにおける全てのオン期間の消費電力Ｐｔを計算する。そして、第１計算部４０１は、全てのオン期間の消費電力Ｐｔの総和を求めて回転周期Ｔで除し、平均消費電力Ｐｄを計算する。
次いで、ステップＳ３では、第２計算部４０２が、半導体モジュール２の熱抵抗Ｒθを計算する（第２計算処理）。具体的には、第２計算部４０２は、第１温度Ｔ１、第２温度Ｔ２ａ、消費電力Ｐｄ及び熱抵抗Ｒθの下記関係式を用いて、熱抵抗Ｒθを計算する。
Ｔ１＝Ｔ２ａ＋Ｐｄ×Ｒθ
この第２計算処理が初回であれば、ここで得られた熱抵抗Ｒθを、熱抵抗Ｒθの初期値Ｒθｉｎｉとして取得し、記憶回路４１に記憶させる。
次いで、ステップＳ４では、第１判定部４０３が、計算された熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えたか否かを判定する（第１判定処理）。ここで、第１閾値Ｔｈ１は、ステップＳ３で取得した熱抵抗Ｒθの初期値Ｒθｉｎｉを基準値として設定される。
第１閾値Ｔｈ１の一例として、
Ｔｈ１＝Ｒθｉｎｉ＋ΔＲθ１
としてもよい。ここで、ΔＲθは、０より大きい値（例えば、熱抵抗Ｒθの初期値の２０％の値）である。
第１閾値Ｔｈ１の他の例として、
Ｔｈ１＝β１×Ｒθｉｎｉ
としてもよい。ここで、β１は、１より大きい数である。
ステップＳ４において、熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えていなければ（Ｓ４：Ｎｏ）、ステップＳ１に戻り、監視を続ける。図７の例では、時刻ｔ１以前は、熱抵抗Ｒθは緩やかに増加し、第１閾値Ｔｈ１以下である。
一方、ステップＳ４において、熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えていれば（Ｓ４Ｙｅｓ：）、ステップＳ５に進む。図７の例では、時刻ｔ１において、熱抵抗Ｒθが、第１閾値Ｔｈ１を超えている。
ステップＳ５では、第２判定部４０４が、計算された熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えたか否かを判定する（第２判定処理）。ここで、第２閾値Ｔｈ２は、ステップＳ３で取得した熱抵抗Ｒθの初期値Ｒθｉｎｉを基準値として設定される。
第２閾値Ｔｈ２の一例として、
Ｔｈ２＝Ｒθｉｎｉ＋ΔＲθ２
としてもよい。ここで、ΔＲθ２は、ΔＲθ１より大きい値（例えば、熱抵抗Ｒθの初期値の３０％の値）である。
第２閾値Ｔｈ２の他の例として、
Ｔｈ２＝β２×Ｒθｉｎｉ
としてもよい。ここで、β２は、β１より大きい数である。
ステップＳ５において、熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えていなければ（Ｓ５：Ｎｏ）、ステップＳ６に進む。ステップＳ６では、第１制御処理部４０５が、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の電流を制限させる制御信号を出力させる（第１制御処理）。この結果、三相モーターＭの回転速度の上昇が制限されるが、半導体モジュール２の熱抵抗Ｒθが大きく増加することが抑制される。これにより、熱によりスイッチング素子（ＩＧＢＴ２２０ａ～２２０ｆ）が破壊されることを防ぐことができる。
ステップＳ５において、熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えていれば（Ｓ５：Ｙｅｓ）、ステップＳ７に進む。図７の例では、時刻ｔ２において、熱抵抗Ｒθが、第２閾値Ｔｈ２を超えている。ステップＳ７では、第２制御処理部４０６が、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の動作を停止させる制御信号を出力させる（第２制御処理）。これにより、三相モーターＭの回転は停止され、熱によりスイッチング素子（ＩＧＢＴ２２０ａ～２２０ｆ）が破壊されることを防ぐことができる。そして、第２制御処理に伴い、制御回路４は、熱抵抗Ｒθの監視を終了する。
尚、ステップＳ１～ステップＳ３の処理を実行する頻度については、特に制限はない。制御回路４は、これらの処理を、スイッチング素子のスイッチング周期より長い所定の間隔で実行することが好ましい。
＜変形例＞
図２、図４、図８及び図９を用いて、前述の実施形態の変形例による消費電力の計算方法について説明する。図８は、半導体モジュール２に設けられたインバーター回路２２の変形例を示す回路図である。図９は、ＰＷＭ制御においてスイッチング素子に流れる電流を説明する図である。
前述の実施形態では、ＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１を、制御回路４から取得する態様を示した。本変形例では、ＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１を取得する他の態様について説明する。
本変形例のインバーター回路２２において、下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆは、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのサイズの大きいＩＧＢＴと、電流検出のためのサイズの小さいＩＧＢＴとを含む素子である。
図８に示す抵抗２２２は、スイッチング素子（ＩＧＢＴ２２０ａ～２２０ｆ）に流れる電流Ｉ１に応じた電流を検出するために設けられている。図２に示す演算回路４０に実現された第１計算部４０１は、第１計算処理で、抵抗２２２の電圧に基づいてスイッチング素子の消費電力Ｐｄを計算する。以下、第１計算部４０１が実行する第１計算処理において、消費電力Ｐｄを計算する方法について詳細に説明する。
三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１と、電流検出のためのＩＧＢＴを流れる電流Ｉ２とは、例えば下記式のような既知の関係を有する。
Ｉ１＝α×Ｉ２
ここでの関係は、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴのサイズと、電流検出のためのＩＧＢＴとのサイズの関係に依存する。
また、本変形例では、下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆに流れる電流の総量が抵抗２２２に流れるため、当該関係は、下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆに流れる電流の各時刻の分配比率にも依存する。当該分配比率は、制御回路４の制御により決定されるため、制御回路４から取得することができる。
電流検出のためのＩＧＢＴを流れる電流の総量Ｉ２は、抵抗２２２に供給される。従って、電流Ｉ２に応じた電圧Ｖｓが、抵抗２２２で生成される。電圧Ｖｓは、抵抗２２２の抵抗値をＲとして、以下の式で表すことができる。
Ｖｓ＝Ｉ２×Ｒ＝Ｉ１×Ｒ／α
つまり、電圧Ｖｓを検出することにより、上の式を変形した次の式から電流Ｉ１を取得することができる。
Ｉ１＝Ｖｓ×α／Ｒ
従って、電圧Ｖｓを監視することにより、図９に示す電流の推移を監視することができる。第１計算部は、ＩＦ回路２５から出力される電圧Ｖｓを、ＩＦ回路４３を介して取得し、この電流の推移から、オン期間の平均電流Ｉａｖｅを計算する。例えば、オン期間の開始時の電流Ｉｉｎｉと、オン期間の終了時の電流Ｉｆｉｎとの平均値を、オン期間の平均電流Ｉａｖｅとすることができる。
従って、第１計算部４０１は、オン期間（ｔｏｎ）のＩＧＢＴの消費電力Ｐｔを以下の式から計算取得することができる。
Ｐｔ＝Ｉａｖｅ×ＶＣＥ×ｔｏｎ=(Ｉａｖｅ)２×Ｒｏｎ×ｔｏｎ
ここでＩａｖｅは、ＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１のオン期間の平均値である。
以上の方法により、第１計算部は、三相モーターＭの回転周期Ｔにおける全てのオン期間の消費電力Ｐｔを計算する。第１計算部は、回転周期Ｔにおけるオン期間の消費電力Ｐｔの総和を求めることにより、回転周期Ｔにおける消費電力を計算する。そして、第１計算部は、回転周期Ｔにおける消費電力を回転周期Ｔで除すことにより、平均消費電力Ｐｄを計算する。
尚、本変形例では、電流検出のための抵抗２２２を、下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆの全てに接続される態様を示したが、これに限られるものではない。下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆの夫々に、夫々のＩＧＢＴを流れる電流を検出するための抵抗が接続されてもよい。
この場合、三相モーターＭに供給する電流を制御するためのＩＧＢＴに流れる電流Ｉ１と、電流検出のためのＩＧＢＴを流れる電流Ｉ２との関係は、下アームを構成するＩＧＢＴ２２０ｂ、２２０ｄ、２２０ｆに流れる電流の各時刻の分配比率には依存しない。
＜まとめ＞
以上、本実施形態の電力変換装置１について説明した。本実施形態の電力変換装置１は、制御信号を出力する制御回路４と、制御信号に基づいてオンオフするスイッチング素子が設けられた半導体チップ２０と、半導体チップ２０の温度を検出する第１温度センサ２３とを有する半導体モジュール２と、を備え、制御回路４は、第１温度センサ２３が検出した第１温度と、半導体モジュール２の温度を示す第２温度と、スイッチング素子の消費電力とに基づいて、半導体モジュール２の熱抵抗を監視する。
これによって、半導体モジュール２の、経時変化する熱抵抗を監視することができる。
また、上記電力変換装置１において、第２温度は、半導体モジュール２が置かれている環境温度であってもよい。これによって、半導体モジュール２の構成が簡略になる。
また、上記電力変換装置１において、半導体モジュール２は、半導体チップ２０から離れて設けられた第２温度センサ２４を更に有し、第２温度は、第２温度センサ２４が検出した温度であってもよい。これによって、半導体モジュール２の、経時変化する熱抵抗を精度良く監視することができる。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、熱抵抗が、第１閾値を超えた場合に、スイッチング素子の電流を制限する制御信号を出力する。これによって、半導体モジュール２の発熱を抑えることができ、半導体モジュール２が破壊されるまでの時間を延ばすことができる。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、熱抵抗が、第１閾値よりも大きい第２閾値を超えた場合に、スイッチング素子の動作を停止させる制御信号を出力する。これによって、半導体モジュール２が破壊され、それに伴って三相モーターＭ等の負荷が異常停止する前に、電力変換装置１を停止させることができる。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、熱抵抗の時間変化に応じた値に基づいて、半導体モジュール２の寿命を予測する。これによって、電力変換装置１の運転計画を決定したり、変更したりすることが容易になる。
また、上記電力変換装置１において、半導体モジュール２は、スイッチング素子に流れる電流に応じた電流を検出する抵抗２２２を含み、制御回路４は、抵抗２２２の電圧に基づいて得られたスイッチング素子の消費電力を用いて、熱抵抗を監視する。これによって、スイッチング素子の消費電力を高精度で計算することができる。従って、高精度で計算された熱抵抗を監視することができる。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、スイッチング素子のスイッチング周期より長い所定の間隔で、熱抵抗を監視する。これによって、制御回路４の計算負荷が低減する。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、演算回路４０と、記憶回路４１とを含み、演算回路４０は、第１及び第２温度を取得する取得処理と、スイッチング素子の消費電力を計算する第１計算処理と、第１及び第２温度と、計算されたスイッチング素子の消費電力と、に基づいて、熱抵抗を計算する第２計算処理と、を実行する。これによって、半導体モジュール２の、経時変化する熱抵抗を計算することができる。
また、上記電力変換装置１において、制御回路４は、制御信号を出力する制御信号出力回路４２を含み、演算回路４０は、計算された熱抵抗が、第１閾値を超えたか否かを判定する第１判定処理と、計算された熱抵抗が、第１閾値を超えた場合、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の電流を制限させる制御信号を出力させる第１制御処理と、を実行する。これによって、半導体モジュール２の発熱を抑えることができ、半導体モジュール２が破壊されるまでの時間を延ばすことができる。
また、上記電力変換装置１において、演算回路４０は、計算された熱抵抗が、第１閾値より大きい第２閾値を超えたか否かを判定する第２判定処理と、計算された熱抵抗が、第２閾値を超えた場合、制御信号出力回路４２にスイッチング素子の動作を停止させる制御信号を出力させる第２制御処理と、を実行する。これによって、半導体モジュール２が破壊され、それに伴って三相モーターＭ等の負荷が異常停止する前に、電力変換装置１を停止することができる。
また、上記電力変換装置１において、演算回路４０は、計算された熱抵抗の時間変化に応じた値に基づいて、半導体モジュール２の寿命を予測する予測処理を実行する。これによって、電力変換装置１の運転計画を決定したり、変更したりすることが容易になる。
また、上記電力変換装置１において、半導体モジュール２は、スイッチング素子に流れる電流に応じた電流を検出する抵抗２２２を含み、演算回路４０は、第１計算処理で、抵抗２２２の電圧に基づいてスイッチング素子の消費電力を計算する。これによって、スイッチング素子の消費電力を高精度で計算することができる。従って、高精度で計算された熱抵抗を監視することができる。
また、上記電力変換装置１において、演算回路４０は、スイッチング素子のスイッチング周期より長い所定の間隔で、第２計算処理を実行する。これによって、制御回路４の負荷が低減する。
尚、上記電力変換装置１は複数の第２温度センサ２４を含むことができるため、複数の経路の熱抵抗を監視することができる。これにより、半導体モジュール２のサイズが大きい場合であっても、高い精度で半導体モジュール２の熱抵抗を監視することができる。
また、本実施形態では、熱抵抗に応じた値として、計算された熱抵抗Ｒθそのものの値が用いられ、第１閾値Ｔｈ１（＝Ｒθｉｎｉ＋ΔＲθ１）と比較されたが、これに限られない。例えば、熱抵抗に応じた値として、計算された熱抵抗から熱抵抗の初期値が減算された値を用い、閾値（ΔＲθ１）と比較することとしても良い。このような場合であっても本実施形態と同様の効果を得ることができる。
上記の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。また、本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更や改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれるのはいうまでもない。
１ 電力変換装置
２ 半導体モジュール
２０半導体チップ
２１ 駆動回路
２２ インバーター回路
２２０ ＩＧＢＴ
２２１ 還流ダイオード
２２２ 抵抗
２２３ 第１電源線
２２４ 第２電源線
２３ 第１温度センサ
２４、２４ａ、２４ｂ 第２温度センサ
２５ ＩＦ回路
２６ ベース板
２７ 積層基板
２７ａ 絶縁板
２７ｂ 放熱板
２７ｃ 導電パターン
２８ 外部端子
２９ ケース
３０ シリコーンゲル
３１ はんだ
４ 制御回路
４０ 演算回路
４００ 取得部
４０１ 第１計算部
４０２ 第２計算部
４０３ 第１判定部
４０４ 第２判定部
４０５ 第１制御処理部
４０６ 第２制御処理部
４１ 記憶回路
４２ 制御信号出力回路
４３ ＩＦ回路

Claims (14)

  1. 制御信号を出力する制御回路と、
    前記制御信号に基づいてオンオフするスイッチング素子が設けられた半導体チップと、前記半導体チップの温度を検出する第１温度センサとを有する半導体モジュールと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記第１温度センサが検出した第１温度と、前記半導体モジュールの温度を示す第２温度と、前記スイッチング素子の消費電力とに基づいて、前記半導体モジュールの熱抵抗を監視し、
    前記熱抵抗の時間変化に応じた値に基づいて、前記半導体モジュールの寿命を予測し、
    前記時間変化に応じた値は、既に計算された前記熱抵抗の１～ｎ次の微分係数（ｎは２以上の整数）であり、
    前記制御回路は、
    既に計算された前記熱抵抗を、前記微分係数に基づいて外挿することにより、将来の時刻の予測熱抵抗を計算し、
    前記予測熱抵抗に基づいて、前記半導体モジュールの寿命を予測する、
    電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記第２温度は、前記半導体モジュールが置かれている環境温度であることを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記半導体モジュールは、前記半導体チップから離れて設けられた第２温度センサを更に有し、
    前記第２温度は、前記第２温度センサが検出した温度であることを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１～３のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記熱抵抗に応じた値が、第１閾値を超えた場合に、前記スイッチング素子の電流を制限する前記制御信号を出力する電力変換装置。
  5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記熱抵抗に応じた値が、前記第１閾値よりも大きい第２閾値を超えた場合に、前記スイッチング素子の動作を停止させる前記制御信号を出力する電力変換装置。
  6. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記予測熱抵抗の時間変化率が、第３閾値を超えた時刻を、前記半導体モジュールが破壊される時刻として予測する、
    電力変換装置。
  7. 請求項１～６のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記半導体モジュールは、前記スイッチング素子に流れる電流に応じた電流を検出する抵抗を含み、
    前記制御回路は、前記抵抗の電圧に基づいて得られた前記スイッチング素子の消費電力を用いて、前記熱抵抗を監視する電力変換装置。
  8. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記スイッチング素子のスイッチング周期より長い所定の間隔で、前記熱抵抗を監視することを特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、演算回路と、記憶回路とを含み、
    前記演算回路は、
    前記第１及び第２温度を取得する取得処理と、
    前記スイッチング素子の消費電力を計算する第１計算処理と、
    前記第１及び第２温度と、計算された前記スイッチング素子の消費電力と、に基づいて、前記熱抵抗を計算する第２計算処理と、
    を実行する電力変換装置。
  10. 請求項９に記載の電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記制御信号を出力する制御信号出力回路を含み、
    前記演算回路は、
    計算された前記熱抵抗に応じた値が、第１閾値を超えたか否かを判定する第１判定処理と、
    計算された前記熱抵抗に応じた値が、前記第１閾値を超えた場合、前記制御信号出力回路に前記スイッチング素子の電流を制限させる前記制御信号を出力させる第１制御処理と、
    を実行する電力変換装置。
  11. 請求項１０に記載の電力変換装置であって、
    前記演算回路は、
    計算された前記熱抵抗に応じた値が、前記第１閾値より大きい第２閾値を超えたか否かを判定する第２判定処理と、
    計算された前記熱抵抗に応じた値が、前記第２閾値を超えた場合、前記制御信号出力回路に前記スイッチング素子の動作を停止させる前記制御信号を出力させる第２制御処理と、
    を実行する電力変換装置。
  12. 請求項９～１１のいずれか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記演算回路は、
    計算された前記熱抵抗の時間変化に応じた値に基づいて、前記半導体モジュールの寿命を予測する予測処理
    を実行する電力変換装置。
  13. 請求項９に記載の電力変換装置であって、
    前記半導体モジュールは、前記スイッチング素子に流れる電流に応じた電流を検出する抵抗を含み、
    前記演算回路は、
    前記第１計算処理で、前記抵抗の電圧に基づいて前記スイッチング素子の消費電力を計算する電力変換装置。
  14. 請求項９に記載の電力変換装置であって、
    前記演算回路は、前記スイッチング素子のスイッチング周期より長い所定の間隔で、前記第２計算処理を実行する電力変換装置。
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