JP7464925B2 - 充電器 - Google Patents

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Description

本発明は、充電器に関する。
電気自動車向け充電器として，種々の絶縁形単相ＡＣ／ＤＣコンバータが検討されている。一般的には、電気自動車向け充電器として、力率改善（Ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ））回路付きのダイオード整流器、直流リンク部の大容量コンデンサ、高周波絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータからなる回路構成が用いられる。直流リンク部の大容量コンデンサは単相交流電源による電力の脈動を吸収するだけの容量が必要であり、このような回路構成では、小型化が困難であった。
電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器として、非特許文献１には、Ｄｕａｌ－Ａｃｔｉｖｅ－Ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータに電力脈動吸収用のアクティブバッファを付加した充電回路とその制御が開示されている。
米田昇平, 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの検討」, 半導体電力変換研究会資料, 2021, SPC-21-003, pp. 13-18
しかしながら、非特許文献に開示された制御は、降圧動作には適用できるが、昇圧動作時には適用できないことがある。
そこで、本発明は、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、制御部は、交流電源から出力される電圧を昇圧する際に、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する。
本発明によれば、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能になる。
本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。 交流電源から出力される瞬時電力ｐＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの関係を示す図である。 各モードにおける各スイッチの状態を示す図である。 本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（降圧シーケンス）。 従来の制御方法による各期間のデューティー比の計算例を示す図である。 本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（昇圧シーケンスＩ）。 各モードにおける各スイッチの状態を示す図である。 本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である（昇圧シーケンスＩＩ）。 降圧シーケンス、昇圧シーケンスＩ、昇圧シーケンスＩＩの３つの制御を用いて充電器１００を動作させたときのデューティー比を示す図である。
＜充電器１００＞
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖＳを直流電圧Ｖｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。
整流器１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に接続されたカソード端子１１１、アノード端子１１２と、交流電源２００に接続するための２つの入力端子１１３と、を有する。整流器１１０は、例えば、図１に示すように、４つのダイオードから成るブリッジダイオード整流器であり、交流電源に接続した２つの入力端子１１１間から入力された交流電流を、直流電流に変換し、カソード端子１１１から出力する。整流器１１０は、図１に示すように、インダクタＬａｃとコンデンサＣａｃを有するフィルタＦを介して、交流電源２００と接続されるようにしても良い。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、例えば、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器１１０のカソード端子１１１に接続した第１の端子１２１と、整流器１１０のアノード端子１１２に接続した第２の端子１２２と、バッテリ３００の正極に接続するための第３の端子１２３と、バッテリ３００の負極に接続するための第４の端子１２４と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒと、変圧器Ｔｒを挟んで、入力端側（１次側）に４つのスイッチ、第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチＳ２２、第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を有し、出力側端側（２次側）に４つのスイッチ、第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチＳ２６、第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を有する。８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８の各々は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴは、図１に示すように、スナバコンデンサを有するようにしても良い。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒの１次側にインダクタＬを有する。このインダクタＬは、例えば、変圧器Ｔｒの漏れインダクタである。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３と第４の端子１２４との間には、直流コンデンサＣｄｃが接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３とバッテリ３００の正極との間に、インダクタＬｄｃを接続するようにしても良い。
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第１のスイッチＳ３１と、第２のスイッチＳ３２と、を有する。
電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の一方との間に接続され、電力脈動吸収回路１３０の第２のダイオードＤ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の他方との間に接続されている。このとき、電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１、第２のダイオードＤ３２の各々は、整流器１１０の入力端子１１３からインダクタＬｂへの方向が順方向となるように、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の入力端子１１３の間に接続されている。このため、整流器１１０の入力端子１１３に交流電源２００が接続されたとしても、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂには、直流電流が入力される。
電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１は、整流器１１０のカソード端子１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１とを接続する第１のラインＬＨと、整流器１１０のアノード端子１１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第２の端子１２２とを接続する第２のラインＬＬと、の間に、直列に接続されている。バッファコンデンサＣｂｕｆは、第２のラインＬＬ側に配置され、第１のスイッチ３１は、第１のラインＬＨ側に配置されている。第１のスイッチＳ３１は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが、第１のラインＬＨに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインがバッファコンデンサに接続するようにすると良い。
電力脈動吸収回路１３０の第３のダイオードＤ３３は、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１とを接続するラインと電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂとの間に、インダクタＬｂからこのラインへの方向が順方向になるように接続されている。
電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインと、第２のラインＬＬと、の間に接続されている。第２のスイッチＳ３２は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインが電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが第２のラインＬＬに接続するようにすると良い。
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御する。
電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第２のスイッチＳ３２と、を有しているため、力率改善回路（ＰＦＣ）として機能することが可能である。このため、本実施形態では、下記のような正弦波電圧ｖＳ、正弦波電流ｉＳが、交流電源２００から充電器１００に、入力されるように制御することが可能である。
ここで、ＶＳは、電源電圧の実効値であり、ＩＳは、電源電流の実効値である。
このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳは、下記のように、平均電力Ｐ（＝ＶＳＩＳ）と脈動部分ｐｒｉｐ（ｔ）（＝－ＶＳＩＳｃｏｓ２ωＳｔ）の和となり、図２の実線に示すように、平均電力Ｐ（図２の破線）を挟んで、交流の角周波数ωＳの２倍の角周波数で脈動する。
そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御することで、電力脈動吸収回路１３０で交流電源による電力の脈動を吸収し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力を一定にする。
このとき、本実施形態に係る充電器１００では、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐＳ＞Ｐ）と、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐＳ＜Ｐ）と、で制御を変える。
交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐＳ＞Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の２つのスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御することにより、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳのうちの脈動部分ｐｒｉｐを電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂを介してバッファコンデンサＣｂｕｆに充電することで、交流電源から出力された電力のうちの平均電力ＰのみがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも高い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される期間（充電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、マイナスになる。
一方、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐＳ＜Ｐ）は、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、オフの状態に保ちつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御することにより、バッファコンデンサＣｂｕｆを第１のスイッチＳ３１を介して積極的に放電し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳと平均電力Ｐの差である脈動部分ｐｒｉｐを補償することで、平均電力ＰがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐＳが平均電力Ｐよりも低い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが放電する期間（放電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣは、図２の一点鎖線に示すように、プラスになる。
つまり、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐＣとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１～３２のスイッチングを制御する。
このように、本実施形態では、放電期間において、積極的に、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電している。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに蓄えられる電力量（つまり、バッファコンデンサＣｂｕｆの容量）を抑えることが可能であり、バッファコンデンサＣｂｕｆの小型化が可能である。
また、本実施形態では、第２のスイッチＳ３２は、充電期間だけ作動する。このため、本実施形態では、インダクタＬｂに蓄えられる電力量（つまり、インダクタＬｂのインダクタンス）を抑えることが可能であり、インダクタＬｂの小型化が可能である。
また、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力には脈動がない。このため、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃの小型化が可能である。
以上のように、本実施形態では、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化することが可能である。このため、本実施形態では、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能である。
＜スイッチングモードと動作波形＞
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬが方形波形により近似可能な動作波形になるように、７つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。
図４は、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉＬとその等価方形波ｉＬ′を示す図である。この動作波形ｉＬは、図３に示す７つのモードを、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる。このとき、７つのモードの各々における電流ｉＬは、下記のようになる（非特許文献１参照）。
ここで、ｔｃｎ（ｎ＝１～７）は、モードｎに切り替えられた時間である。
本実施形態では、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンであるときにバッファコンデンサＣｂｕｆをより積極的に放電するために、制御部１４０は、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖＣが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖｒｅｃよりも常に大きくなるように制御する。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖＣが整流器１１０の瞬時電圧ｖｒｅｃと異なる値を持っており、モード２とモード３での動作波形ｉＬの傾きが異なる。同様に、モード６とモード７での動作波形ｉＬの傾きが異なる。このため、本実施形態では、図４に示されているように、正での波形と負での波形がｉＬ＝０に対して非対称である動作波形を生成することができる。
図４に示した動作波形ｉＬにおいて、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔ５－ｔ６｜、｜ｔ１－ｔ２｜＝｜ｔ７－ｔ８｜、｜ｔ２－ｔ３｜＝｜ｔ６－ｔ７｜、｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ８－ｔ９｜となるようにｔ０～ｔ１０を設定し、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔＳ１－ｔ４｜＝｜ｔＳ２－ｔ９｜となるように、ｔ３とｔ４の間にｔＳ１を、ｔ８とｔ９の間にｔＳ２を設定すると、動作波形ｉＬは、等価方形波形ｉＬ′により近似することができる。
等価方形波形ｉＬ′のｔ０～ｔ１、ｔＳ１～ｔ４、ｔ５～ｔ６、ｔＳ２～ｔ９の期間を無効電流期間Ｔｑと定義し、ｔ１～ｔ２、ｔ７～ｔ８の期間をバッファコンデンサ放電電流期間ＴＣと定義し、ｔ２～ｔ３、ｔ６～ｔ７の期間を電源電流期間Ｔｒｅｃと定義し、ｔ３～ｔＳ１、ｔ８～ｔＳ２の期間を電流バランス期間Ｔｂと定義し、ｔ４～ｔ５、ｔ９～ｔ１０の期間を零電流期間Ｔ０と定義すると、スイッチング周期ＴＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。
指令値として、ｉｒｅｃ、ｉＣ、ｖＣ、Ｖｄｃ、ＩＬ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図４の動作波形ｉＬに対する制御則を求めることができる。この指令値のうち、ｉｒｅｃおよびｉＣの指令値ｉｒｅｃ *、ｉＣ *は、次のように、放電期間と充電期間で切り替え、電力脈動吸収回路１３０を、ＰＦＣ回路として機能させ、かつ、電力の脈動を吸収する回路として機能させる。
＜昇圧動作時のスイッチング制御＞
上述した制御により充電器１００を動作させるためには、上記式（１）のすべてのデューティー比が正である必要がある。降圧動作時（つまり、ＶＳ≧Ｖｄｃであるとき）、上記式（１）のすべてのデューティー比が正であるが、昇圧動作時（つまり、ＶＳ＜Ｖｄｃであるとき）、図５に示すように、電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂ、バッファコンデンサ放電電流期間ＴＣのデューティー比ＤＣが負になることがある。図５に示した例では、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが０度であるときは、電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂ、バッファコンデンサ放電電流期間ＴＣのデューティー比ＤＣともに、正であるが、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが１５度になるあたりで、電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂが負になり、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度になるあたりで、バッファコンデンサ放電電流期間ＴＣのデューティー比ＤＣが負になっている。電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂが負であるとき、上記式（１）より、
であり、バッファコンデンサ放電電流期間ＴＣのデューティー比ＤＣが負であるとき、
である。
そこで、本実施形態では、電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂが負になったときに（つまり、上記式（２）が成り立つようになったときに）、スイッチング制御を変更し、バッファコンデンサ放電電流期間ＴＣのデューティー比ＤＣが負になったときに（つまり、上記式（３）が成り立つようになったときに）、さらに、スイッチング制御を変更する。以降、上記式（２）、（３）がいずれも成り立たないときの制御を、つまり、上述した制御を、降圧シーケンスと呼び、上記式（２）が成り立ち、上記式（３）が成り立たないときの制御を、昇圧シーケンスＩと呼び、上記式（２）、（３）がいずれもが成り立つときの制御を、昇圧シーケンスIＩと呼ぶ。
（昇圧シーケンスＩ）
図４の示した動作波形ｉＬでは、ｉＬ（ｔ１）≦ｉＬ（ｔ３）である。しかしながら、電流バランス期間Ｔｂのデューティー比Ｄｂが負になると（つまり、上記式（２）が成り立つようになると）、動作波形ｉＬは、図６に示すように、ｉＬ（ｔ１）＞ｉＬ（ｔ３）となる。そこで、本実施形態では、上記式（１）が成り立ち、上記式（２）が成り立たないとき、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔ５－ｔ６｜、｜ｔ１－ｔ２｜＝｜ｔ７－ｔ８｜、｜ｔ２－ｔ３｜＝｜ｔ６－ｔ７｜、｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ８－ｔ９｜となるようにｔ０～ｔ１０、を設定し、｜ｔ０－ｔＳ１｜＝｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ５－ｔＳ２｜となるように、ｔ０とｔ１の間にｔＳ１、ｔ５とｔ６の間にｔＳ２を設定し、動作波形ｉＬを、次の等価方形波形ｉＬ′により近似する。
等価方形波形ｉＬ′のｔ０～ｔＳ１、ｔ３～ｔ４、ｔ５～ｔＳ２、ｔ８～ｔ９の期間を無効電流期間Ｔｑと定義し、ｔ１～ｔ２、ｔ７～ｔ８の期間をバッファコンデンサ放電電流期間ＴＣと定義し、ｔ２～ｔ３、ｔ６～ｔ７の期間を電源電流期間Ｔｒｅｃと定義し、ｔＳ１～ｔ１、ｔＳ２～ｔ６の期間を電流バランス期間Ｔｂと定義し、ｔ４～ｔ５、ｔ９～ｔ１０の期間を零電流期間Ｔ０と定義すると、スイッチング周期ＴＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。
昇圧シーケンスIにおいても、指令値として、ｉｒｅｃ、ｉＣ、ｖＣ、Ｖｄｃ、ＩＬ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図６の動作波形ｉＬに対する制御則を求めることができる。
（昇圧シーケンスＩＩ）
また、本実施形態では、上記式（２）、（３）がいずれもが成り立つとき、図３に示した７つのモードに加えた２つのモードを加えた、図７の示した９つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。このように制御することで、図８に示すような動作波形ｉＬを得る。図８に示した動作波形ｉＬは、図７に示した９つのモードを、モード１、モード８、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード９、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる。
そして、図８に示した動作波形ｉＬにおいて、｜ｔ０－ｔ１｜＝｜ｔ６－ｔ７｜、｜ｔ１－ｔ２｜＝｜ｔ７－ｔ８｜、｜ｔ２－ｔ３｜＝｜ｔ９－ｔ１０｜、｜ｔ３－ｔ４｜＝｜ｔ８－ｔ９｜、｜ｔ４－ｔ５｜＝｜ｔ１０－ｔ１１｜、｜ｔ５－ｔ６｜＝｜ｔ１１－ｔ１２｜となるようにｔ０～ｔ１２を設定すると、動作波形ｉＬは、等価方形波形ｉＬ′により近似することができる。
等価方形波形ｉＬ′のｔ０～ｔ１、ｔ４～ｔ５、ｔ６～ｔ７、ｔ１０～ｔ１１の期間を無効電流期間Ｔｑと定義し、ｔ２～ｔ３、ｔ９～ｔ１０の期間をバッファコンデンサ放電電流期間ＴＣと定義し、ｔ３～ｔ４、ｔ８～ｔ９の期間を電源電流期間Ｔｒｅｃと定義し、ｔ１～ｔ２、ｔ７～ｔ８の期間を電流バランス期間Ｔｂと定義し、ｔ５～ｔ６、ｔ１１～ｔ１２の期間を零電流期間Ｔ０と定義すると、スイッチング周期ＴＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。
昇圧シーケンスＩＩにおいても、指令値として、ｉｒｅｃ、ｉＣ、ｖＣ、Ｖｄｃ、ＩＬ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図８の動作波形ｉＬに対する制御則を求めることができる。
（充電器１００の動作）
図９は、降圧シーケンス、昇圧シーケンスＩ、昇圧シーケンスＩＩの３つの制御を用いて充電器１００を動作させたときのデューティー比を示す図である。図９に示すように、降圧シーケンス、昇圧シーケンスＩ、昇圧シーケンスＩＩ、降圧シーケンス、昇圧シーケンスＩＩ、昇圧シーケンスＩの順で、スイッチング制御を変更していくことで、昇圧動作時においても、充電器１００を動作することが可能になる。
＜スイッチング周波数ｆＳＷの制御＞
零電流期間Ｔ０は、モード５であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のすべてのスイッチＳ２１～２８がオフになる期間である。しかしながら、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～２８の寄生容量との間の共振が生じる。このため、零電流期間Ｔ０後のスイッチング（モード５からモード４に切り替わる際のスイッチング、モード５からモード１に切り替わる際のスイッチング）がハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。
そこで、零電流期間Ｔ０がゼロになるように、交流電源２００から入力される交流電圧ｖＳの一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆＳＷを変化させることにより、インダクタＬの電流ｉＬと電圧ＶＬの振動を除去し、零電流期間Ｔ０後のハードスイッチングを避け、充電器１００を高効率に制御する方法が提案されている（米田昇平, 宅間春介. 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの可変周波数制御の検討」, 2021年電気学会産業応用部門大会講演論文集, Vol. 1, No. 30, pp. 13-18(2021)）。
本実施形態においても、制御部１４０は、例えば、零電流期間Ｔ０がゼロになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆＳＷの値を制御するようにしても良い。-上記の式（１）、（４）、（５）をＤ０＝０として解くことにより、零電流期間Ｔ０をゼロにするスイッチング周波数ｆＳＷは次のように求まる。
上記式（６）は、降圧シーケンス、昇圧シーケンスＩに対するスイッチング周波数ｆＳＷに対応し、上記式（７）は、昇圧シーケンスＩＩに対するスイッチング周波数ｆＳＷに対応する。
＜等価方形波ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値＞
また、上記文献（米田昇平, 宅間春介. 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの可変周波数制御の検討」, 2021年電気学会産業応用部門大会講演論文集, Vol. 1, No. 30, pp. 13-18(2021)参照）には、充電器１００がより高効率で動作するように、従来の降圧シーケンスにおける等価方形波ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を最適化する方法も提案されている。この方法では、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときのスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（６））が所定の値ｆｍｉｎになるように等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を制御することで、充電器１００をより高効率で動作させている。
しかしながら、昇圧動作時は、図９に示したように、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときに、従来の降圧シーケンスではなく、昇圧シーケンスＩＩにより充電器１００が動作する場合がある。この場合、上記文献で提案された方法をそのまま用いることができない。そこで、このような場合、例えば、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときに、昇圧シーケンスＩＩにおけるスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（７））が所定の値ｆｍｉｎになるように等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を制御すると良い。このとき、等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値ＩＬ′*は、下記のようになる。
上記式（８）は、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときに昇圧シーケンスＩＩにおけるスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（７））が最小値を取る場合に有効な式である。バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖＣの最大値を十分に高く設定した場合、昇圧シーケンスＩＩにおけるスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（７））は、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度であるときに最小値になる。一方で、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖＣの最大値を下げた場合には、交流電源電圧ｖＳの位相ωSｔが４５度以外であるときに昇圧シーケンスＩＩにおけるスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（７））が最小値を取ることがある。このような場合は、昇圧シーケンスＩＩにおけるスイッチング周波数ｆＳＷ（上記式（７））の最小値が所定の値ｆｍｉｎになるような等価方形波形ｉＬ′の波高値ＩＬ′の指令値を数値的に求めるようにすると良い。
以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に記載した本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更が可能である。
１００ 充電器
１１０ 整流器
１２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０ 電力脈動吸収回路
Ｄ３１ 第１のダイオード
Ｄ３２ 第２のダイオード
Ｄ３３ 第３のダイオード
Ｌｂ インダクタ
Ｃｂｕｆ バッファコンデンサ
Ｓ３１ 第１のスイッチ
Ｓ３２ 第２のスイッチ
２００ 交流電源
３００ バッテリ

Claims (9)

  1. 交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
    前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
    第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
    前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
    前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
    前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
    前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
    制御部は、交流電源から出力される電圧を昇圧する際に、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、充電器。
  2. 前記制御部は、前記コンデンサにかかる電圧が前記整流器の出力電圧よりも大きくなるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、請求項１に記載の充電器。
  3. 前記制御部は、
    前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも高い期間である充電期間において、前記交流電源から出力される電力の一部を前記コンデンサに充電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
    前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記コンデンサに充電された電力を放電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、請求項１または２に記載の充電器。
  4. 前記制御部は、前記放電期間において、前記第２のスイッチをオフの状態に保つ、請求項３に記載の充電器。
  5. 前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタの動作波形が方形波形により近似可能な動作波形になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御する、請求項４に記載の充電器。
  6. 制御部は、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる、請求項５に記載の充電器。
  7. 前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチおよび前記第１のスイッチのすべてがオフになる期間がゼロになるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数の値を制御する、請求項６に記載の充電器。
  8. 前記制御部は、前記スイッチング周波数の最小値が所定の値になるように、前記方形波形の波高値の指定値を制御する、請求項６または７に記載の充電器。
  9. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ（Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ）コンバータである、請求項１から８のいずれか一項に記載の充電器。
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