JP2016025831A - Ｄｃ−ｄｃコンバータの補助回路及びその補助回路を用いた双方向昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータの補助回路及びその補助回路を用いた双方向昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ Download PDFInfo
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- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 title claims description 43
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 86
- 230000001737 promoting effect Effects 0.000 claims description 54
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 22
- 230000009471 action Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010992 reflux Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 34
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】比較的簡素な補助回路の付加により広範囲にＺＣＳ動作が可能な昇圧形、降圧形、昇圧形／降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから構成され、昇圧タイプの場合、昇圧用スイッチング素子の正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。降圧タイプの場合、還流ダイオードの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。昇降圧タイプの場合、昇圧用スイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードから成るスイッチの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。【選択図】図３
Description
本発明は、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータ（直流−直流電力変換器）の高効率化を図る補助回路及びその補助回路を用いた双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
電気自動車やハイブリッド車の電源システムには、高圧ＤＣバスラインとバッテリなどの低電圧蓄電装置との間で高効率な双方向ＤＣ−ＤＣ電力変換器が欠かせず、その高性能化を狙い、近年、ソフトスイッチング技術を積極的に導入した回路方式の研究開発が多数行われている。
例えば、図２４に示すような駆動系統とバッテリ間において、エネルギー残量（ＳＯＣ；State of Charge）に応じて変動するバッテリ電圧に大きく左右されない電力伝送機能が、車載電源システムの設計仕様やエネルギー利用率改善の観点から求められている。このため、２直流電源間で両電力フローにおいて昇圧／降圧あるいは昇降圧動作が可能な多機能形の高効率双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの実現が期待されている。
特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータに設けられている補助回路は、昇降圧可能なソフトスイッチング動作を行うためのものであるが、ゼロ電圧ソフトスイッチング（Zero Voltage Soft-Switching, ＺＶＳ）の回路である。特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、主スイッチ毎に補助回路１８（図２５を参照）が必要になるという問題がある。
また、特許文献２に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータに設けられる補助回路１７（図２６を参照）は、基本的にインバータのハーフブリッジ（ハイサイドとローサイドの１組に接続された逆導形パワー半導体スイッチによるトーテムポール構造）のソフトスイッチングを実現する技術であり、補助共振転流ポール（ARCP：Auxiliary Resonant Commutated Pole）をベースとしたものである。すなわち、補助回路のリアクトルに蓄積された電磁エネルギーを利用し、上下のスイッチが切り替わる短い過渡期間に、それぞれのスイッチに並列接続したコンデンサを充放電させて、その共振電流状の充放電電流のためコンデンサが緩やかに充放電される動作を行う結果、スイッチング（オン／オフ）前後でスイッチの端子電圧が緩やかに増減するＺＶＳ（Zero Voltage Soft-Switching）の回路である。
特許文献２に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータの場合、入出力平滑フィルタのリプルが必然的に上昇することがあると考えられる。すわわち、フィルタキャパシタの容量が相対的に上がるか、あるいは発熱が上昇する。その要因としては、補助回路の発生するＺＶＳ用の共振電流が不必要にも電源側へ返るような無駄な動作モードを伴うためと考える。
また、特許文献２の図７，図８に示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、双方向に昇圧および降圧動作が可能な回路であるが、２つの主スイッチを同時に動作できないため、同一のパワーフローの中で電圧の上げ下げ（昇降圧）が実現できず、昇降圧動作の実現が困難であると考える。
また、特許文献２の図７，図８に示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、双方向に昇圧および降圧動作が可能な回路であるが、２つの主スイッチを同時に動作できないため、同一のパワーフローの中で電圧の上げ下げ（昇降圧）が実現できず、昇降圧動作の実現が困難であると考える。
本発明者らは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのバイポーラパワーデバイスに適するソフトスイッチング手法であるＺＣＳ（Zero Current Soft-Switching）を実現できる補助回路で、共振キャパシタに予め蓄えられた静電エネルギーに基づく大半部分の共振電流を補助回路で閉じ込め、一部の共振電流が主スイッチのみに現れる転流プロセスを実現できる回路について研究を行った。
本発明は、比較的簡素な補助回路の付加により広範囲にＺＣＳ動作が可能な昇圧形、降圧形、昇圧形／降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータ、並びに、２直流電源間で両電力フローにおいて昇圧／降圧あるいは昇降圧動作が可能な多機能形の高効率双方向のＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
上記課題を達成すべく、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路は、直列共振型スイッチトキャパシタとＺＣＳ促進用インダクタとから構成される。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧タイプの場合、昇圧用スイッチング素子の正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタが接続される。
ここで、直列共振型スイッチトキャパシタは、共振用のインダクタとキャパシタとを直列接続して直列共振回路を構成し、ソフトスイッチングにより高効率な補助スイッチ回路を実現するものである。
また、ＺＣＳ促進用インダクタは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのバイポーラトランジスタおよび還流ダイオードに対して、それらのオン／オフ遷移時に電流が傾斜を持って上昇および下降するソフトスイッチングであるＺＣＳ（Zero Current Soft-Switching）を行わせるためのインダクタである。
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧タイプの場合、昇圧用スイッチング素子の正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタが接続される。
ここで、直列共振型スイッチトキャパシタは、共振用のインダクタとキャパシタとを直列接続して直列共振回路を構成し、ソフトスイッチングにより高効率な補助スイッチ回路を実現するものである。
また、ＺＣＳ促進用インダクタは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのバイポーラトランジスタおよび還流ダイオードに対して、それらのオン／オフ遷移時に電流が傾斜を持って上昇および下降するソフトスイッチングであるＺＣＳ（Zero Current Soft-Switching）を行わせるためのインダクタである。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータが降圧タイプの場合、還流ダイオードの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタが接続される、
また、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇降圧タイプの場合、昇圧用スイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードから成るスイッチの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタが接続される。
ここで、直列共振型スイッチトキャパシタは、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、スイッチング素子に並列にダイオードが接続されるのが好ましい。
上述のＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータは、広範囲にＺＣＳ動作が可能な昇圧形、降圧形、昇圧形／降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータとなり得る。
本発明の第１の観点の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ツインハーフブリッジ構造（１ａ）と、双方のハーフブリッジ構造のローサイドにそれぞれ補助回路（１ｂ）を備える。
（１ａ）ツインハーフブリッジ構造
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタとから構成される。
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタとから構成される。
（１ｂ）補助回路
補助回路は、ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
補助回路は、ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
本発明の第２の観点の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ツインハーフブリッジ構造（２ａ）と、双方のハーフブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ補助回路（２ｂ）を備える。
（２ａ）ツインハーフブリッジ構造
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタとから構成される。
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタとから構成される。
（２ｂ）補助回路
補助回路は、ハイサイドの第１スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
補助回路は、ハイサイドの第１スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
本発明の第３の観点の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ツインブリッジ構造（３ａ）と、双方のブリッジ構造のローサイドにそれぞれ補助回路（３ｂ）を備える。
（３ａ）ツインハーフブリッジ構造
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから構成される。
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから構成される。
（３ｂ）補助回路
補助回路は、ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
補助回路は、ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
本発明の第４の観点の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ツインブリッジ構造（４ａ）と、双方のブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ補助回路（４ｂ）を備える。
（４ａ）ツインハーフブリッジ構造
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから構成される。
ツインハーフブリッジ構造は、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから構成される。
（４ｂ）補助回路
補助回路は、ハイサイドの第１スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
補助回路は、ハイサイドの第１スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタとから構成される。
上述の第１〜第４の観点の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直列共振型スイッチトキャパシタは、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、スイッチング素子に並列にダイオードが接続されるのが好ましい。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路によれば、既存の昇圧形、降圧形または昇圧形／降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、比較的簡素な回路の付加により広範囲のスイッチング素子に対してＺＣＳ動作を可能にするといった効果がある。
また本発明の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、２直流電源間で両電力フローにおいて昇圧／降圧あるいは昇降圧動作が可能な多機能形の高効率双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるといった効果がある。
また本発明の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、２直流電源間で両電力フローにおいて昇圧／降圧あるいは昇降圧動作が可能な多機能形の高効率双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できるといった効果がある。
以下、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
図１は、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに補助回路を付加した回路ブロック図を示している。
図１に示すように、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、昇圧用スイッチング素子の正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、昇圧用スイッチング素子とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図１に示すように、昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、昇圧用スイッチング素子の正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、昇圧用スイッチング素子とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図２は、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに補助回路を付加した回路ブロック図を示している。
図２に示すように、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、還流ダイオードの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、還流ダイオードとＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図２に示すように、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、還流ダイオードの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、還流ダイオードとＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図３は、昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに補助回路を付加した回路ブロック図を示している。
図３に示すように、昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、昇圧用スイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードから成るスイッチの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、昇圧用スイッチング素子とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
なお、図１〜３に示す直列共振型スイッチトキャパシタの一実施形態としては、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、スイッチング素子に並列にダイオードが接続される構造である。
図３に示すように、昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに付加した補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３とから成り、昇圧用スイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードから成るスイッチの正極側に直列にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、昇圧用スイッチング素子とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
なお、図１〜３に示す直列共振型スイッチトキャパシタの一実施形態としては、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、スイッチング素子に並列にダイオードが接続される構造である。
図４は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つの半導体スイッチによるハーフブリッジ構造を、インダクタを介して接続された構造（ここでは、Ｌリンク型のツインハーフブリッジ構造という）の一実施形態の回路ブロック図を示している。
図４に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、平滑インダクタを介して接続されたＬリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
Ｌリンク型の場合、平滑インダクタを介して左右対称構造であり、それを電流源としてそれぞれのハーフブリッジ（レッグ）は独立に昇圧または降圧することが可能であり、双方向に電力伝送可能となる。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のローサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ２と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ４と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ４とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図４に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、平滑インダクタを介して接続されたＬリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
Ｌリンク型の場合、平滑インダクタを介して左右対称構造であり、それを電流源としてそれぞれのハーフブリッジ（レッグ）は独立に昇圧または降圧することが可能であり、双方向に電力伝送可能となる。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のローサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ２と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ４と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ４とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図５は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つの半導体スイッチによるハーフブリッジ構造を、インダクタを介して接続された構造（Ｌリンク型のツインハーフブリッジ構造）の他の実施形態の回路ブロック図を示している。
図５に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４と同様に、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、平滑インダクタを介して接続されたＬリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、図４と異なり、それぞれのハーフブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ１の正極側にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ１とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ３の正極側にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ３とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
なお、ハーフブリッジ構造のハイサイドに補助回路を設ける場合、それぞれのハーフブリッジ構造のＺＣＳ促進インダクタ３は、それぞれ主スイッチ１の上および主スイッチ３の上に配置する方が実用用好ましい。その理由としては、上記の配置にすることで、各ハーフブリッジ構造において、主スイッチ１および２を一体化したモジュール、また主スイッチ３と４を一体化したモジュールが使用できるため、回路パッケージングの容易化など利点があるからである。
図５に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、図４と同様に、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、平滑インダクタを介して接続されたＬリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、図４と異なり、それぞれのハーフブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ１の正極側にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ１とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ３の正極側にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ３とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
なお、ハーフブリッジ構造のハイサイドに補助回路を設ける場合、それぞれのハーフブリッジ構造のＺＣＳ促進インダクタ３は、それぞれ主スイッチ１の上および主スイッチ３の上に配置する方が実用用好ましい。その理由としては、上記の配置にすることで、各ハーフブリッジ構造において、主スイッチ１および２を一体化したモジュール、また主スイッチ３と４を一体化したモジュールが使用できるため、回路パッケージングの容易化など利点があるからである。
図６は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つの半導体スイッチによるハーフブリッジ構造を、直流リンクキャパシタを介して接続された構造（ここでは、Ｃリンク型のツインハーフブリッジ構造という）の一実施形態の回路ブロック図を示している。
図６に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、それぞれ平滑インダクタを介して直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と接続され、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の両端と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の両端とが接続され、それぞれの両端に並列に直流リンクキャパシタが接続されたＣリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
Ｃリンク型の場合、直流リンクキャパシタを介して左右対称構造であり、それを電圧源としてそれぞれのハーフブリッジ（レッグ）は独立に昇圧または降圧することが可能であり、双方向に電力伝送可能となる。直流リンクキャパシタに適切な変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣインバータ）を介して別電源と結合が可能である。すなわち、直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と共に、３ポートの複合電源システムに応用できる。さらに、各ポート間それぞれ独立して、すなわち、相互に非干渉に、双方向に電力伝送ができることから、多機能形の電源システムを実現することが可能である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のローサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ２と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ４と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ４とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図６に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、それぞれ平滑インダクタを介して直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と接続され、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の両端と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の両端とが接続され、それぞれの両端に並列に直流リンクキャパシタが接続されたＣリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
Ｃリンク型の場合、直流リンクキャパシタを介して左右対称構造であり、それを電圧源としてそれぞれのハーフブリッジ（レッグ）は独立に昇圧または降圧することが可能であり、双方向に電力伝送可能となる。直流リンクキャパシタに適切な変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＡＣインバータ）を介して別電源と結合が可能である。すなわち、直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と共に、３ポートの複合電源システムに応用できる。さらに、各ポート間それぞれ独立して、すなわち、相互に非干渉に、双方向に電力伝送ができることから、多機能形の電源システムを実現することが可能である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のローサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ２と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ４と接続中点との間にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ４とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図７は、双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つの半導体スイッチによるハーフブリッジ構造を、直流リンクキャパシタを介して接続された構造（Ｃリンク型のツインハーフブリッジ構造）の他の実施形態の回路ブロック図を示している。
図７に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、それぞれ平滑インダクタを介して直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と接続され、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の両端と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の両端とが接続され、それぞれの両端に並列に直流リンクキャパシタが接続されたＣリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ１にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ１とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ３にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ３とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
図７に示す双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の接続中点と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の接続中点とが、それぞれ平滑インダクタを介して直流電力源（Ｖ１，Ｖ２）と接続され、直列接続された主スイッチ１と主スイッチ２の両端と、直列接続された主スイッチ３と主スイッチ４の両端とが接続され、それぞれの両端に並列に直流リンクキャパシタが接続されたＣリンク型のツインハーフブリッジ構造である。
主スイッチ１〜４は、半導体スイッチとそれに並列接続された逆並列ダイオードから成る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおける補助回路１は、直列共振型スイッチトキャパシタ２とＺＣＳ促進用インダクタ３から成り、それぞれのハーフブリッジ構造のハイサイドにそれぞれ設けられる。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる一方の補助回路１は、主スイッチ１にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ１とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。ハーフブリッジ構造のローサイドに設けられる他方の補助回路１は、主スイッチ３にＺＣＳ促進用インダクタ３が直列接続され、かつ、主スイッチ３とＺＣＳ促進用インダクタ３から成る直列接続構造の両端に並列に直列共振型スイッチトキャパシタ２が接続される。
本発明の昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態について説明する。
昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図８に示す。
図８に示す回路において、直流電圧源Ｖ１から直流電圧源Ｖ２への電力フローを昇圧動作、その逆を降圧動作と定義する。昇圧動作では主スイッチとなるＱ１、降圧動作では主スイッチとなるＱ２に対し、両動作ともに補助スイッチとなるＱ３を設ける。これに加えて、Ｑ１及びＱ２のターンオン電流の緩やかにするＺＣＳ促進インダクタとしてＬsをＱ１と直列に挿入し、さらにＱ１およびＱ２のゼロ電流・ゼロ電圧ソフトスイッチング（Zero Current and Zero Voltage Soft-Switching, ＺＣＺＶＳ）ターンオフとＱ３のＺＣＳターンオンおよびＺＣＺＶＳターンオフを得るため、Ｑ３と直列に共振キャパシタＣｒおよび共振インダクタＬｒを直列に設ける構造を有する。
そして、昇圧動作ではＱ２のスイッチ部が常時オフしてその逆並列ダイオードＤ２を還流ダイオードとして用い、一方、降圧動作ではＱ１のスイッチ部が常時オフしてその逆並列ダイオードＤ１を還流ダイオードとする。
昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図８に示す。
図８に示す回路において、直流電圧源Ｖ１から直流電圧源Ｖ２への電力フローを昇圧動作、その逆を降圧動作と定義する。昇圧動作では主スイッチとなるＱ１、降圧動作では主スイッチとなるＱ２に対し、両動作ともに補助スイッチとなるＱ３を設ける。これに加えて、Ｑ１及びＱ２のターンオン電流の緩やかにするＺＣＳ促進インダクタとしてＬsをＱ１と直列に挿入し、さらにＱ１およびＱ２のゼロ電流・ゼロ電圧ソフトスイッチング（Zero Current and Zero Voltage Soft-Switching, ＺＣＺＶＳ）ターンオフとＱ３のＺＣＳターンオンおよびＺＣＺＶＳターンオフを得るため、Ｑ３と直列に共振キャパシタＣｒおよび共振インダクタＬｒを直列に設ける構造を有する。
そして、昇圧動作ではＱ２のスイッチ部が常時オフしてその逆並列ダイオードＤ２を還流ダイオードとして用い、一方、降圧動作ではＱ１のスイッチ部が常時オフしてその逆並列ダイオードＤ１を還流ダイオードとする。
実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力および電圧制御の手法として固定周波数ＰＷＭ制御を用い、高周波スイッチング１周期Ｔに対する主スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２を調整し、それぞれデューティ比ｄ（＝Ｔｏｎ１／Ｔ）およびｄ´（＝Ｔｏｎ２／Ｔ）の制御により実現する。
また、補助スイッチＱ３のオン期間については、直列共振型スイッチトキャパシタの共振周波数および平滑インダクタＬｄの最大電流等から固定値として設定可能である。
また、補助スイッチＱ３のオン期間については、直列共振型スイッチトキャパシタの共振周波数および平滑インダクタＬｄの最大電流等から固定値として設定可能である。
昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの理論動作波形とモード遷移図を、電力フロー毎に図９〜図１２に示す。昇圧動作フローでは、図９と図１０に示すように、高周波１周期間は後述する７つのサブモード（Ｍｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ７）から構成される。一方、降圧動作フローでは、図１１と図１２に示すように、高周波１周期間は後述する９つのサブモード（Ｍｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ９）から構成される。
（昇圧動作フロー）
[Ｍｏｄｅ１：Ｑ１ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ０≦ｔ＜ｔ１）
主スイッチＱ１をターンオンすると、Ｌｄに流れる電流ＩＬｄは、Ｄ２からＳ１へ転流し始める。このときＬsの作用により、Ｑ１の電流ｉＱ１はゼロ電流の状態から緩やかに上昇し、Ｑ１のＺＣＳターンオン動作が可能となる。同時に、Ｄ２の電流は徐々に減少し、自然にゼロまで下降するとＺＣＳターンオフとなる。この区間はＳ１への転流が完了するまで継続する。
[Ｍｏｄｅ１：Ｑ１ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ０≦ｔ＜ｔ１）
主スイッチＱ１をターンオンすると、Ｌｄに流れる電流ＩＬｄは、Ｄ２からＳ１へ転流し始める。このときＬsの作用により、Ｑ１の電流ｉＱ１はゼロ電流の状態から緩やかに上昇し、Ｑ１のＺＣＳターンオン動作が可能となる。同時に、Ｄ２の電流は徐々に減少し、自然にゼロまで下降するとＺＣＳターンオフとなる。この区間はＳ１への転流が完了するまで継続する。
[Ｍｏｄｅ２：Ｌｄ エネルギー蓄積モード] （ｔ１≦ｔ＜ｔ２）
時刻ｔ１にて、Ｓ１への転流が完了すると、電流ＩＬｄはＶ１−Ｌｄ−Ｌs−Ｓ１の経路を流れ、Ｌｄに磁気エネルギーを蓄積する定常状態となる。この期間は補助スイッチＱ３をターンオンするまで続く。
時刻ｔ１にて、Ｓ１への転流が完了すると、電流ＩＬｄはＶ１−Ｌｄ−Ｌs−Ｓ１の経路を流れ、Ｌｄに磁気エネルギーを蓄積する定常状態となる。この期間は補助スイッチＱ３をターンオンするまで続く。
[Ｍｏｄｅ３：Ｑ３ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ２≦ｔ＜ｔ３）
時刻ｔ２にて、Ｑ３をターンオンするとＬｒとＣｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロ電流の状態から緩やかに上昇し、Ｑ３のＺＣＳターンオン動作を達成する。
時刻ｔ２にて、Ｑ３をターンオンするとＬｒとＣｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロ電流の状態から緩やかに上昇し、Ｑ３のＺＣＳターンオン動作を達成する。
[Ｍｏｄｅ４：部分共振モード] （ｔ３≦ｔ＜ｔ４）
時刻ｔ３にて、Ｑ１を流れる電流ｉＱ１ がＩＬｄ以下となると、Ｑ３を流れる電流ｉＱ３ がＳ３からＤ３へ転流し部分共振を継続する。
時刻ｔ３にて、Ｑ１を流れる電流ｉＱ１ がＩＬｄ以下となると、Ｑ３を流れる電流ｉＱ３ がＳ３からＤ３へ転流し部分共振を継続する。
[Ｍｏｄｅ５：Ｑ１，Ｑ３ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ４≦ｔ＜ｔ５）
Ｍｏｄｅ４より継続する共振により、時刻ｔ４にてＱ１を流れる電流ｉＱ１がＳ１からＤ１へ転流するとＱ１，Ｑ３共に電流は逆並列ダイオードを流れる。この間にＳ１，Ｓ３のゲート信号を取り除くと、それらのＺＣＺＶＳターンオフ動作を実現する。
Ｍｏｄｅ４より継続する共振により、時刻ｔ４にてＱ１を流れる電流ｉＱ１がＳ１からＤ１へ転流するとＱ１，Ｑ３共に電流は逆並列ダイオードを流れる。この間にＳ１，Ｓ３のゲート信号を取り除くと、それらのＺＣＺＶＳターンオフ動作を実現する。
[Ｍｏｄｅ６：電力供給モード] （ｔ５≦ｔ＜ｔ６）
時刻ｔ５にて、ｉＱ１が自然にゼロに近づくと同時にＤ２が順バイアスとなり導通し、Ｄ３からＤ２へ転流を開始する。このときＤ２はＺＣＳターンオン動作を実現する。
時刻ｔ５にて、ｉＱ１が自然にゼロに近づくと同時にＤ２が順バイアスとなり導通し、Ｄ３からＤ２へ転流を開始する。このときＤ２はＺＣＳターンオン動作を実現する。
[Ｍｏｄｅ７：Ｌｄ エネルギー放出モード] （ｔ６≦ｔ＜ｔ７）
時刻ｔ６にて、Ｄ３からＤ２への転流が完了し、ＩＬｄはＶ１−Ｌｄ−Ｄ２−Ｖ２の経路を巡る定常状態となる。時刻ｔ７にて、再びＭｏｄｅ１に戻る。
時刻ｔ６にて、Ｄ３からＤ２への転流が完了し、ＩＬｄはＶ１−Ｌｄ−Ｄ２−Ｖ２の経路を巡る定常状態となる。時刻ｔ７にて、再びＭｏｄｅ１に戻る。
（降圧動作フロー）
[Ｍｏｄｅ１：Ｑ２ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ０≦ｔ＜ｔ１）
時刻ｔ０にて、主スイッチＱ２をターンオンすると、ＬS，Ｌｒ，Ｃｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇し、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。これと同時に、Ｄ１に流れる電流は次第に減少し自然にゼロに達するＺＣＳターンオフを開始する。
[Ｍｏｄｅ１：Ｑ２ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ０≦ｔ＜ｔ１）
時刻ｔ０にて、主スイッチＱ２をターンオンすると、ＬS，Ｌｒ，Ｃｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇し、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。これと同時に、Ｄ１に流れる電流は次第に減少し自然にゼロに達するＺＣＳターンオフを開始する。
[Ｍｏｄｅ２：部分共振モード] （ｔ１≦ｔ＜ｔ２）
時刻ｔ１にて、Ｄ１からＳ３への転流が完了した後、前モードからのＬｒ，Ｃｒによる部分共振が継続する。共振キャパシタＣｒが充電され、その端子電圧が上昇してＶ２と等しくなり、Ｑ３の電流ｉＱ３がゼロとなるまでこの期間は継続する。
時刻ｔ１にて、Ｄ１からＳ３への転流が完了した後、前モードからのＬｒ，Ｃｒによる部分共振が継続する。共振キャパシタＣｒが充電され、その端子電圧が上昇してＶ２と等しくなり、Ｑ３の電流ｉＱ３がゼロとなるまでこの期間は継続する。
[Ｍｏｄｅ３：Ｌｄ エネルギー蓄積モード] （ｔ２≦ｔ＜ｔ３）
時刻ｔ２にて、ｉＱ３がゼロになると電源であるＶ２から負荷であるＶ１へＩＬｄが流れる電力供給の定常状態となる。
時刻ｔ２にて、ｉＱ３がゼロになると電源であるＶ２から負荷であるＶ１へＩＬｄが流れる電力供給の定常状態となる。
[Ｍｏｄｅ４：Ｑ３ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ３≦ｔ＜ｔ４）
時刻ｔ３にて、補助スイッチＱ３をターンオンすると、再びＬｒ，Ｃｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。
時刻ｔ３にて、補助スイッチＱ３をターンオンすると、再びＬｒ，Ｃｒの部分共振を得る。これによりＱ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。
[Ｍｏｄｅ５：Ｑ２ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ４≦ｔ＜ｔ５）
時刻ｔ４にて、ｉＱ２がゼロになると、Ｓ２から逆並列ダイオードのＤ２へ転流する。この間にＳ２のゲート信号を取り除いて、Ｑ２のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
時刻ｔ４にて、ｉＱ２がゼロになると、Ｓ２から逆並列ダイオードのＤ２へ転流する。この間にＳ２のゲート信号を取り除いて、Ｑ２のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
[Ｍｏｄｅ６：Ｃｒ エネルギー放出モード] （ｔ５≦ｔ＜ｔ６）
時刻ｔ５にて、ｉＱ２が自然にゼロとなると時に、Ｌｄの電流ＩＬｄはＳ３を介した還流モードとなり、Ｃｒの蓄積エネルギーは放電を開始する。
時刻ｔ５にて、ｉＱ２が自然にゼロとなると時に、Ｌｄの電流ＩＬｄはＳ３を介した還流モードとなり、Ｃｒの蓄積エネルギーは放電を開始する。
[Ｍｏｄｅ７：Ｌs−Ｌｒ−Ｃｒ 部分共振モード] （ｔ６≦ｔ＜ｔ７）
時刻ｔ６にて、ｖＣｒがゼロまで低下すると同時にＱ１の逆並列ダイオードＤ１が順バイアスとなり、Ｌs，Ｌｒ，Ｃｒの部分共振を得る。このとき、Ｄ１の電流ｉＤ１が緩やかに上昇するため、Ｄ１はＺＣＳターンオンを達成する。さらに、この区間ではセル内部に発生する共振電流により、ｉＱ３が次第に減少し始める。
時刻ｔ６にて、ｖＣｒがゼロまで低下すると同時にＱ１の逆並列ダイオードＤ１が順バイアスとなり、Ｌs，Ｌｒ，Ｃｒの部分共振を得る。このとき、Ｄ１の電流ｉＤ１が緩やかに上昇するため、Ｄ１はＺＣＳターンオンを達成する。さらに、この区間ではセル内部に発生する共振電流により、ｉＱ３が次第に減少し始める。
[Ｍｏｄｅ８：Ｑ３ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ７≦ｔ＜ｔ８）
時刻ｔ７にて、ｉＱ３がゼロクロスしてＳ３から逆並列ダイオードＤ３への転流を開始する。この間にＳ３のゲート信号を取り除くとＱ３のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
時刻ｔ７にて、ｉＱ３がゼロクロスしてＳ３から逆並列ダイオードＤ３への転流を開始する。この間にＳ３のゲート信号を取り除くとＱ３のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
[Ｍｏｄｅ９：Ｌｄ エネルギー放出モード] （ｔ８≦ｔ＜ｔ９）
時刻ｔ８にて、共振状のｉＱ３が再びゼロになると、Ｓ３はすでにオフ状態であり、Ｑ３は再導通せず、Ｌｄでの蓄積されたエネルギーにともに、負荷電流、すなわちＩＬｄは、Ｌｄ−Ｖ１−Ｄ１−Ｌsの経路を還流する定常状態となる。
時刻ｔ８にて、共振状のｉＱ３が再びゼロになると、Ｓ３はすでにオフ状態であり、Ｑ３は再導通せず、Ｌｄでの蓄積されたエネルギーにともに、負荷電流、すなわちＩＬｄは、Ｌｄ−Ｖ１−Ｄ１−Ｌsの経路を還流する定常状態となる。
昇圧形／降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を、シミュレーション解析により評価する。回路パラメータおよび動作条件を下記表１に示す。
昇圧動作、降圧動作共に出力３ｋＷにおける各アクティブスイッチのスイッチング動作波形を、それぞれ図１３と図１４に示す。これより、重負荷時において上述の動作原理と同様に主スイッチおよび補助スイッチのＺＣＳターンオン、ＺＣＺＶＳターンオフを達成することがわかる。軽負荷時においては、共振電流ピーク値と定常電流の差が重負荷時に比べ顕著となり、直列共振型スイッチトキャパシタの導通損失の影響が問題となる一方で、各スイッチのＺＣＺＶＳターンオフは次第に実現しやすくなる。
次に、電力フロー毎に主スイッチオン時比率ｄおよびｄ´に対するオープンループ制御下での出力電圧特性および出力電力特性を、それぞれ図１５と図１６に示す。これらの結果から、昇圧動作、降圧動作共にｄおよびｄ´の調整により出力電圧を広範囲に調整可能であり、また出力電力を広範囲に制御できることが確認できる。
本発明の双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態について説明する。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ（Ｌリンク型）の回路構成を図１７に示す。
主スイッチ（Ｑ１／Ｑ２）とそれらのＺＣＳ転流を実現する補助スイッチＱ３、さらにＺＣＳ促進インダクタＬS１、共振インダクタＬｒ１および共振キャパシタＣｒ１からなる補助スイッチングセルを含むハーブブリッジＨＢ１と、同じく主スイッチ（Ｑ４／Ｑ５）とそれらのＺＣＳ転流を実現する補助スイッチＱ６、さらにＺＣＳ促進インダクタＬs２、共振インダクタＬｒ２および共振キャパシタＣｒ２からなる補助スイッチングセルを含むハーブブリッジＨＢ２とが、平滑インダクタＬｄを介して接続されることにより形成される。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ（Ｌリンク型）の回路構成を図１７に示す。
主スイッチ（Ｑ１／Ｑ２）とそれらのＺＣＳ転流を実現する補助スイッチＱ３、さらにＺＣＳ促進インダクタＬS１、共振インダクタＬｒ１および共振キャパシタＣｒ１からなる補助スイッチングセルを含むハーブブリッジＨＢ１と、同じく主スイッチ（Ｑ４／Ｑ５）とそれらのＺＣＳ転流を実現する補助スイッチＱ６、さらにＺＣＳ促進インダクタＬs２、共振インダクタＬｒ２および共振キャパシタＣｒ２からなる補助スイッチングセルを含むハーブブリッジＨＢ２とが、平滑インダクタＬｄを介して接続されることにより形成される。
これより、ＨＢ１とＨＢ２の単独運転による昇圧／降圧動作と、ＨＢ１とＨＢ２の併用運転による昇降圧動作とがそれぞれ可能となる。一例として、直流電圧源Ｖ１から直流電圧源Ｖ２への昇降圧動作を説明すると、Ｑ１をハイサイド側の主スイッチ、Ｑ５をローサイド側の主スイッチとし、Ｑ２とＱ４のスイッチ部を常時オフ状態として逆並列ダイオード（Ｄ２，Ｄ４）を還流ダイオードとして利用する。その上で、補助スイッチ（Ｑ３，Ｑ６）を主スイッチ（Ｑ１，Ｑ５）の補助スイッチとしてそれぞれ動作させることにより、Ｑ１／Ｑ５は元よりＱ３／Ｑ６のＺＣＳ、さらには逆並列ダイオード（Ｄ２，Ｄ４）のＺＣＳ転流を得る。その結果、スイッチング損失を低減すると同時に還流ダイオードの逆回復電流を効果的に抑制する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが、極めて簡素な回路構造により実現できる。
また、一例として、直流電圧源Ｖ２から直流電圧源Ｖ１への昇降圧動作を説明すると、Ｑ４をハイサイド側の主スイッチ、Ｑ２をローサイド側の主スイッチとし、Ｑ１とＱ５のスイッチ部を常時オフ状態として逆並列ダイオード（Ｄ１，Ｄ５）を還流ダイオードとして利用する。その上で、補助スイッチ（Ｑ３，Ｑ６）を主スイッチ（Ｑ２，Ｑ４）の補助スイッチとしてそれぞれ動作させることにより、Ｑ２／Ｑ４は元よりＱ３／Ｑ６のＺＣＳ、さらには逆並列ダイオード（Ｄ１，Ｄ５）のＺＣＳ転流を得る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータについて、直流電圧源Ｖ１からＶ２への電力変換の際における主スイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５）および補助スイッチ（Ｑ３，Ｑ６）の状態について表２に示す。
また、直流電圧源Ｖ２からＶ１への電力変換の際における主スイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５）および補助スイッチ（Ｑ３，Ｑ６）の状態について表３に示す。
表２および表３は、それぞれ昇圧、降圧、昇降圧の３種類の電力変換について纏めている。
なお、表中において、ＯＮは“常時スイッチオン”、ＯＦＦは“常時スイッチオフ”、ＳＷは“スイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）”を意味する。
また、直流電圧源Ｖ２からＶ１への電力変換の際における主スイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５）および補助スイッチ（Ｑ３，Ｑ６）の状態について表３に示す。
表２および表３は、それぞれ昇圧、降圧、昇降圧の３種類の電力変換について纏めている。
なお、表中において、ＯＮは“常時スイッチオン”、ＯＦＦは“常時スイッチオフ”、ＳＷは“スイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）”を意味する。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの電力制御および電圧制御の手法となる固定周波数ＰＷＭ制御では、高周波スイッチング１周期Ｔに対する主スイッチ（Ｑ１，Ｑ５）のオン期間ＴＯＮを調整し、デューティ比ｄ（＝ＴＯＮ／Ｔ）の調整により行う。なお、補助スイッチのオン期間については、直列共振型スイッチトキャパシタセルの内部の共振インダクタおよび共振キャパシタによる共振周波数および平滑インダクタＬｄの最大電流等から設計可能であり、全負荷領域で固定として設定できる。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの１周期定常動作における理論動作波形とモード遷移図をそれぞれ図１８と図１９に示す。昇降圧動作は後述する１６のサブモード（Ｍｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ１６）から構成される。直流電圧源Ｖ１からＶ２への電力変換フローについて以下説明する。なお、直流電圧源Ｖ２からＶ１への電力変換フローについての説明は省略する。
[Ｍｏｄｅ１：Ｑ１，Ｑ５ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ０≦ｔ＜ｔ１）
時刻ｔ０にて、Ｑ１，Ｑ５を同時にターンオンすると、ＨＢ１ではＬS１，Ｌｒ1，Ｃｒ１の部分共振を得る。これよりＱ１の電流ｉＱ１はゼロから緩やかに上昇しＱ１のＺＣＳターンオンを達成する。これと同時に、Ｄ２に流れる電流は次第に減少する。
一方、ＨＢ２ではＤ４からＳ５へ転流となるが、Ｌｒ２の作用によりＱ５の電流ｉＱ５はゼロ電流の状態から緩やかに上昇してＱ５のＺＣＳターンオン動作となる。同時に、Ｄ４の電流は徐々に減少し、自然にゼロまで下降するとＺＣＳターンオフとなる。この区間はＳ５への転流完了まで継続する。
時刻ｔ０にて、Ｑ１，Ｑ５を同時にターンオンすると、ＨＢ１ではＬS１，Ｌｒ1，Ｃｒ１の部分共振を得る。これよりＱ１の電流ｉＱ１はゼロから緩やかに上昇しＱ１のＺＣＳターンオンを達成する。これと同時に、Ｄ２に流れる電流は次第に減少する。
一方、ＨＢ２ではＤ４からＳ５へ転流となるが、Ｌｒ２の作用によりＱ５の電流ｉＱ５はゼロ電流の状態から緩やかに上昇してＱ５のＺＣＳターンオン動作となる。同時に、Ｄ４の電流は徐々に減少し、自然にゼロまで下降するとＺＣＳターンオフとなる。この区間はＳ５への転流完了まで継続する。
[Ｍｏｄｅ２：Ｑ２ ＺＣＳターンオフモード] （ｔ１≦ｔ＜ｔ２）
時刻ｔ１にて、Ｄ４からＳ５への転流が完了した後、ＨＢ１では前モードより続く部分共振により、Ｄ２導通電流が自然にゼロに至りＺＣＳターンオフとなる。この間、電源電流は、Ｖ１−Ｓ１−ＬS２−Ｓ５の経路を流れて、Ｌｄに磁気エネルギーを蓄積する定常状態となる。
時刻ｔ１にて、Ｄ４からＳ５への転流が完了した後、ＨＢ１では前モードより続く部分共振により、Ｄ２導通電流が自然にゼロに至りＺＣＳターンオフとなる。この間、電源電流は、Ｖ１−Ｓ１−ＬS２−Ｓ５の経路を流れて、Ｌｄに磁気エネルギーを蓄積する定常状態となる。
[Ｍｏｄｅ３：部分共振モード] （ｔ２≦ｔ＜ｔ３）
時刻ｔ２にて、Ｄ２からＳ１への転流が完了した後、前モードからのＬｒ１，Ｃｒ１による部分共振は維持する。これより、共振キャパシタＣｒ１は充電を続け、その端子電圧が次第に上昇してＶ２と等しくなると、Ｑ３の電流ｉＱ３はゼロとなる。
時刻ｔ２にて、Ｄ２からＳ１への転流が完了した後、前モードからのＬｒ１，Ｃｒ１による部分共振は維持する。これより、共振キャパシタＣｒ１は充電を続け、その端子電圧が次第に上昇してＶ２と等しくなると、Ｑ３の電流ｉＱ３はゼロとなる。
[Ｍｏｄｅ４：Ｌｄ エネルギー蓄積モード] （ｔ３≦ｔ＜ｔ４）
時刻ｔ３にて、ｉＱ２がゼロになると、電源電流は、Ｖ１−Ｓ１−Ｌd−ＬS２−Ｓ５と流れて電力供給の定常状態となる。
時刻ｔ３にて、ｉＱ２がゼロになると、電源電流は、Ｖ１−Ｓ１−Ｌd−ＬS２−Ｓ５と流れて電力供給の定常状態となる。
[Ｍｏｄｅ５：Ｑ６ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ４≦ｔ＜ｔ５）
時刻ｔ４にて、ＨＢ２の補助スイッチＱ６をターンオンすると、ＬS２，Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振を得る。これによりＱ６の電流ｉＱ６はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ６のＺＣＳターンオンを達成する。
時刻ｔ４にて、ＨＢ２の補助スイッチＱ６をターンオンすると、ＬS２，Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振を得る。これによりＱ６の電流ｉＱ６はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ６のＺＣＳターンオンを達成する。
[Ｍｏｄｅ６：Ｓ６−Ｄ６ 転流モード] （ｔ５≦ｔ＜ｔ６）
時刻ｔ５にて、ｉＱ６がスイッチ部Ｓ６から逆並列ダイオードＤ６へ転流しながら部分共振が継続される。
時刻ｔ５にて、ｉＱ６がスイッチ部Ｓ６から逆並列ダイオードＤ６へ転流しながら部分共振が継続される。
[Ｍｏｄｅ７：Ｓ５−Ｄ５ 転流モード] （ｔ６≦ｔ＜ｔ７）
時刻ｔ６にて、ｉＱ６に続き、Ｑ５の電流ｉＱ５も同様にＳ５からＤ５へ転流が完了しながら、部分共振を継続する。
時刻ｔ６にて、ｉＱ６に続き、Ｑ５の電流ｉＱ５も同様にＳ５からＤ５へ転流が完了しながら、部分共振を継続する。
[Ｍｏｄｅ８：Ｑ３ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ７≦ｔ＜ｔ８）
時刻ｔ７にて、ＨＢ１の補助スイッチＱ３をターンオンすると、Ｌｒ１，Ｃｒ１の部分共振を得る。Ｑ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。同時に、Ｓ１に流れる電流は次第に減少する。
時刻ｔ７にて、ＨＢ１の補助スイッチＱ３をターンオンすると、Ｌｒ１，Ｃｒ１の部分共振を得る。Ｑ３の電流ｉＱ３はゼロから緩やかに上昇して、Ｑ３のＺＣＳターンオンを達成する。同時に、Ｓ１に流れる電流は次第に減少する。
[Ｍｏｄｅ９：Ｑ１，Ｑ５ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ８≦ｔ＜ｔ９）
時刻ｔ８にて、Ｑ２の電流ｉＱ２がゼロクロスして、Ｓ２からＤ２への転流を開始する。これにより、Ｍｏｄｅ７から続くＤ５への転流と合わせてＳ１，Ｓ５の導通電流がゼロとなり、この間にＳ１，Ｓ５のゲート信号を同時に取り除くとＱ１，Ｑ５のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
時刻ｔ８にて、Ｑ２の電流ｉＱ２がゼロクロスして、Ｓ２からＤ２への転流を開始する。これにより、Ｍｏｄｅ７から続くＤ５への転流と合わせてＳ１，Ｓ５の導通電流がゼロとなり、この間にＳ１，Ｓ５のゲート信号を同時に取り除くとＱ１，Ｑ５のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
[Ｍｏｄｅ１０：Ｑ６ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ９≦ｔ＜ｔ１０）
時刻ｔ９にて、共振状のｉＱ１が再びゼロになると、Ｓ１はすでにオフ状態でありＱ１は再導通せず、Ｌｄの平滑作用によりｉＱ３は定電流となる。さらに、ＬS２，Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振は継続し、この期間にＳ６のゲート信号を取り除くと、Ｑ６のＺＣＺＶＳターンオフを達成する。
時刻ｔ９にて、共振状のｉＱ１が再びゼロになると、Ｓ１はすでにオフ状態でありＱ１は再導通せず、Ｌｄの平滑作用によりｉＱ３は定電流となる。さらに、ＬS２，Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振は継続し、この期間にＳ６のゲート信号を取り除くと、Ｑ６のＺＣＺＶＳターンオフを達成する。
[Ｍｏｄｅ１１：Ｌｄ エネルギー放出モード] （ｔ１０≦ｔ＜ｔ１１）
時刻ｔ１０にて、ｉＱ５が緩やかにゼロになるとＳ５の再導通はなく、Ｌｄ−Ｌｒ２−Ｃｒ２−Ｄ５−Ｓ３−Ｃｒ１−Ｌｒ１の経路を還流する定常状態となる。
時刻ｔ１０にて、ｉＱ５が緩やかにゼロになるとＳ５の再導通はなく、Ｌｄ−Ｌｒ２−Ｃｒ２−Ｄ５−Ｓ３−Ｃｒ１−Ｌｒ１の経路を還流する定常状態となる。
[Ｍｏｄｅ１２：Ｄ４ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ１１≦ｔ＜ｔ１２）
時刻ｔ１１にて、ｖＤ４がゼロまで低下すると同時に、Ｑ４の逆並列ダイオードＤ４が順バイアスとなり、Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振を得る。このとき、Ｄ４の電流ｉＤ４が緩やかに上昇するため、Ｄ４はＺＣＳターンオンを達成する。また、ｉＱ６は緩やかにゼロに向かう。
時刻ｔ１１にて、ｖＤ４がゼロまで低下すると同時に、Ｑ４の逆並列ダイオードＤ４が順バイアスとなり、Ｌｒ２，Ｃｒ２の部分共振を得る。このとき、Ｄ４の電流ｉＤ４が緩やかに上昇するため、Ｄ４はＺＣＳターンオンを達成する。また、ｉＱ６は緩やかにゼロに向かう。
[Ｍｏｄｅ１３：Ｌｄ エネルギー放出モード] （ｔ１２≦ｔ＜ｔ１３）
時刻ｔ１２にて、ｉＱ６がゼロに達すると、Ｓ６のゲート信号が既に取り除かれており、Ｑ６は導通しない。これより、電流はＬｄ−Ｄ４−Ｖ２−Ｓ３−Ｃｒ１−Ｌｒ１の経路を還流する定常状態となる。
時刻ｔ１２にて、ｉＱ６がゼロに達すると、Ｓ６のゲート信号が既に取り除かれており、Ｑ６は導通しない。これより、電流はＬｄ−Ｄ４−Ｖ２−Ｓ３−Ｃｒ１−Ｌｒ１の経路を還流する定常状態となる。
[Ｍｏｄｅ１４：Ｄ２ ＺＣＳターンオンモード] （ｔ１３≦ｔ＜ｔ１４）
時刻ｔ１３にて、ｖＣｒ１がゼロまで低下すると同時に、Ｑ２の逆並列ダイオードＤ２が順バイアスとなり、ＬS１，Ｌｒ１，Ｃｒ１の部分共振を得る。この際に、Ｄ２の電流ｉＤ２は共振状に上昇するため、Ｄ２はＺＣＳターンオンを達成する。また、同時にｉＱ３は共振状にゼロに向かう。
時刻ｔ１３にて、ｖＣｒ１がゼロまで低下すると同時に、Ｑ２の逆並列ダイオードＤ２が順バイアスとなり、ＬS１，Ｌｒ１，Ｃｒ１の部分共振を得る。この際に、Ｄ２の電流ｉＤ２は共振状に上昇するため、Ｄ２はＺＣＳターンオンを達成する。また、同時にｉＱ３は共振状にゼロに向かう。
[Ｍｏｄｅ１５：Ｑ３ ＺＣＺＶＳターンオフモード] （ｔ１４≦ｔ＜ｔ１５）
時刻ｔ１４にて、ｉＱ３が自然にゼロクロスするとＳ３から逆並列ダイオードＤ３へ転流し、前モードからの部分共振を継続する。この期間にＳ３のゲート信号を取り除くことでＱ３のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
時刻ｔ１４にて、ｉＱ３が自然にゼロクロスするとＳ３から逆並列ダイオードＤ３へ転流し、前モードからの部分共振を継続する。この期間にＳ３のゲート信号を取り除くことでＱ３のＺＣＺＶＳターンオフを実現する。
[Ｍｏｄｅ１６：Ｌｄ エネルギー放出モード] （ｔ１５≦ｔ＜ｔ１６）
時刻ｔ１５にて、ｉＱ３がゼロに達すると、Ｍｏｄｅ１５にてＳ３のゲート信号をオフとしているため、Ｑ６の再導通はなく、平滑インダクタの電流は、Ｌｄ−Ｄ４−Ｖ２−Ｄ２−ＬS１の経路を循環する定常状態となり、時刻ｔ１６にて再びＭｏｄｅ１へと戻る。
時刻ｔ１５にて、ｉＱ３がゼロに達すると、Ｍｏｄｅ１５にてＳ３のゲート信号をオフとしているため、Ｑ６の再導通はなく、平滑インダクタの電流は、Ｌｄ−Ｄ４−Ｖ２−Ｄ２−ＬS１の経路を循環する定常状態となり、時刻ｔ１６にて再びＭｏｄｅ１へと戻る。
双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの特性を、シミュレーション解析により評価した。前提として、Ｖ１からＶ２への電力フローと設定した。回路パラメータおよび動作条件を下記表４に示す。
まず、重負荷時の主スイッチおよび補助スイッチのスイッチング動作波形と、軽負荷時のスイッチング動作波形を、それぞれ図２０、図２１に示す。スイッチング動作波形から、定格出力（重負荷時）において、上述の動作原理と同様に主スイッチおよび補助スイッチのＺＣＳターンオン，ＺＣＺＶＳターンオフが達成できていることがわかる。また、軽負荷時においては、共振電流ピーク値と定常電流の差が重負荷時に比べ顕著となり、直列共振型スイッチとキャパシタ内部の導通損失の影響が問題となる一方で、各スイッチのＺＣＺＶＳターンオフは次第に実現しやすくなる。
次に、電力フロー毎に主スイッチオン時比率ｄに対するオープンループ条件での入出力電圧変換特性を表すグラフを図２２に、および出力電力特性を表すグラフを図２３に示す。この結果からｄの調整により連続して昇降圧条件での出力電圧調整が実現しており、また，負荷電力制御が可能であることがわかる。
本発明は、電気自動車やハイブリッド車の電源システムに搭載される双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに有用である。
１ 補助回路
２ 直列共振型スイッチトキャパシタ
２ａ 共振インダクタ
２ｂ 共振キャパシタ
２ｃ スイッチング素子
２ｄ ダイオード
３ ＺＣＳ促進用インダクタ
２ 直列共振型スイッチトキャパシタ
２ａ 共振インダクタ
２ｂ 共振キャパシタ
２ｃ スイッチング素子
２ｄ ダイオード
３ ＺＣＳ促進用インダクタ
Claims (10)
- 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路であって、
前記補助回路は、
直列共振型スイッチトキャパシタとＺＣＳ促進用インダクタとから成り、
ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧タイプの場合、
昇圧用スイッチング素子の正極側に直列に前記ＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に前記直列共振型スイッチトキャパシタが接続される、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路。 - 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路であって、
前記補助回路は、
直列共振型スイッチトキャパシタとＺＣＳ促進用インダクタとから成り、
ＤＣ−ＤＣコンバータが降圧タイプの場合、
還流ダイオードの正極側に直列に前記ＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に前記直列共振型スイッチトキャパシタが接続される、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路。 - 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路であって、
前記補助回路は、
直列共振型スイッチトキャパシタとＺＣＳ促進用インダクタとから成り、
ＤＣ−ＤＣコンバータが昇降圧タイプの場合、
昇圧用スイッチング素子とそれに逆並列接続されるダイオードから成るスイッチの正極側に直列に前記ＺＣＳ促進用インダクタが直列接続され、かつ、直列接続構造の両端に並列に前記直列共振型スイッチトキャパシタが接続される、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路。 - 前記直列共振型スイッチトキャパシタは、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、前記スイッチング素子に並列にダイオードが接続されることを特徴とする請求項１〜３の何れかのＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路。
- 請求項１〜４の何れかのＤＣ−ＤＣコンバータの補助回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタと、から成るツインハーフブリッジ構造であり、
ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、
同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、を備えることを特徴とする双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点とを接続する平滑インダクタとから成るツインハーフブリッジ構造であり、
ハイサイドの第１スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、
同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、を備えることを特徴とする双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから成るツインハーフブリッジ構造であり、
ローサイドの第２スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、
同様に、ローサイドの第４スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、を備えることを特徴とする双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 入力直流電圧を所望の直流電圧に変換し出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子と、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
同様に、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子にそれぞれ並列接続された逆並列ダイオードと、
第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の第１接続中点から分岐して接続される第１平滑インダクタと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の第２接続中点から分岐して接続される第２平滑インダクタと、
直列接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の両端と、直列接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の両端と、が接続され、それぞれの両端に並列接続される直流リンクキャパシタとから成るツインハーフブリッジ構造であり、
ハイサイドの第１スイッチング素子と第１接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、
同様に、ハイサイドの第３スイッチング素子と第２接続中点との間に直列接続されたＺＣＳ促進用インダクタと、直列接続構造の両端に並列接続された直列共振型スイッチトキャパシタと、を備えることを特徴とする双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記直列共振型スイッチトキャパシタは、正極から順に共振インダクタ、共振キャパシタ、およびスイッチング素子が直列に接続され、かつ、前記スイッチング素子に並列にダイオードが接続されることを特徴とする請求項６〜９の何れかの双方向昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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| JP6452226B2 (ja) | 2019-01-16 |
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