JP2023025795A

JP2023025795A - 充電器

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Publication number: JP2023025795A
Application number: JP2021131151A
Authority: JP
Inventors: 健太郎井本; Kentaro Imoto; 晃則丸山; Akinori Maruyama; 圭祐上田; Keisuke Ueda; 喜也大沼; Yoshiya Onuma; 昇平米田; Shohei Yoneda; 大輔前▲崎▼; Daisuke Maesaki; 涼權藤; Ryo Gondo; 春介宅間; Shunsuke Takuma
Original assignee: NAGAOKA POWER ELECTRONICS CO Ltd; Tokyo University of Marine Science and Technology NUC; Yazaki Corp
Current assignee: NAGAOKA POWER ELECTRONICS CO Ltd; Tokyo University of Marine Science and Technology NUC; Yazaki Corp
Priority date: 2021-08-11
Filing date: 2021-08-11
Publication date: 2023-02-24

Abstract

【課題】充電器を高効率に制御にする。【解決手段】充電器が、交流電源に接続するための入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、整流器のカソード端子に接続する第１の端子と、整流器のアノード端子に接続する第２の端子と、バッテリに接続するための出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと第１のスイッチと第２のスイッチを制御する制御部と、を備え、制御部は、交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる。【選択図】図１

Description

本発明は、充電器に関する。

電気自動車向け充電器として，種々の絶縁形単相ＡＣ／ＤＣコンバータが検討されている。一般的には、電気自動車向け充電器として、力率改善（ＰｏｗｅｒｆａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ））回路付きのダイオード整流器、直流リンク部の大容量コンデンサ、高周波絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータからなる回路構成が用いられる。直流リンク部の大容量コンデンサは単相交流電源による電力の脈動を吸収するだけの容量が必要であり、このような回路構成では、小型化が困難であった。

電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器として、非特許文献１には、Ｄｕａｌ－Ａｃｔｉｖｅ－Ｂｒｉｄｇｅ（ＤＡＢ）コンバータに電力脈動吸収用のアクティブバッファを付加した充電回路とその制御が開示されている。

米田昇平, 大沼喜也, 「アクティブバッファを有するDual Active Bridge AC-DCコンバータの検討」, 半導体電力変換研究会資料, 2021, SPC-21-003, pp. 13-18

非特許文献１に開示された制御では、ＤＡＢコンバータのすべてのスイッチがオフになる期間（零電流期間）がある。このため、スイッチング回数が多く、スイッチング損失が大きくなる。また、この零電流期間では、すべてのスイッチがオフになるため、ＤＡＢコンバータのインダクタＬを流れる電流はゼロになるはずであるが、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～２８の寄生容量との間の共振が生じる。このため、零電流期間後のスイッチングがハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。

そこで、本発明は、充電器を高効率に制御にすることを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、制御部は、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる。

本発明によれば、充電器を高効率に制御にすることが可能になる。

本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。交流電源から出力される瞬時電力ｐ_ＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃとの関係を示す図である。各モードにおける各スイッチの状態を示す図である。本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉ_Ｌとその等価方形波ｉ_Ｌ′を示す図である。スイッチング周波数ｆ_ＳＷを一定にしたときの各期間のデューティー比を示す図である。充電器１００の各種パラメータの値の一例を示す図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌの時間変化を説明する図である。零電流期間Ｔ_０がゼロになるようにスイッチング周波数ｆ_ＳＷを変化させたっときの各期間のデューティー比を示す図である。交流電源の位相がゼロであるときのＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形を示す図である。電流指令値Ｉ_Ｌ′の値を最適化していないときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷを示す図である。スイッチング周波数ｆ_ＳＷの最小値が一定になるように電流指令値Ｉ_Ｌ′の値を変化させたときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷを示す図である。

＜充電器１００＞
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。充電器１００は、単相交流電源２００から入力された単相交流電圧ｖ_Ｓを直流電圧Ｖ_ｄｃに変換し、バッテリ３００に出力する。

整流器１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に接続されたカソード端子１１１、アノード端子１１２と、交流電源２００に接続するための２つの入力端子１１３と、を有する。整流器１１０は、例えば、図１に示すように、４つのダイオードから成るブリッジダイオード整流器であり、交流電源に接続した２つの入力端子１１１間から入力された交流電流を、直流電流に変換し、カソード端子１１１から出力する。整流器１１０は、図１に示すように、インダクタＬａｃとコンデンサＣａｃを有するフィルタＦを介して、交流電源２００と接続されるようにしても良い。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、例えば、ＤＡＢ（ＤｕａｌＡｃｔｉｖｅＢｒｉｄｇｅ）コンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器１１０のカソード端子１１１に接続した第１の端子１２１と、整流器１１０のアノード端子１１２に接続した第２の端子１２２と、バッテリ３００の正極に接続するための第３の端子１２３と、バッテリ３００の負極に接続するための第４の端子１２４と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒと、変圧器Ｔｒを挟んで、入力端側（１次側）に４つのスイッチ、第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチＳ２２、第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を有し、出力側端側（２次側）に４つのスイッチ、第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチＳ２６、第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を有する。８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８の各々は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴは、図１に示すように、スナバコンデンサを有するようにしても良い。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒの１次側にインダクタＬを有する。このインダクタＬは、例えば、変圧器Ｔｒの漏れインダクタである。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３と第４の端子１２４との間には、直流コンデンサＣｄｃが接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３とバッテリ３００の正極との間に、インダクタＬｄｃを接続するようにしても良い。

電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第１のスイッチＳ３１と、第２のスイッチＳ３２と、を有する。

電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の一方との間に接続され、電力脈動吸収回路１３０の第２のダイオードＤ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の他方との間に接続されている。このとき、電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１、第２のダイオードＤ３２の各々は、整流器１１０の入力端子１１３からインダクタＬｂへの方向が順方向となるように、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の入力端子１１３の間に接続されている。このため、整流器１１０の入力端子１１３に交流電源２００が接続されたとしても、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂには、直流電流が入力される。

電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１は、整流器１１０のカソード端子１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１とを接続する第１のラインＬＨと、整流器１１０のアノード端子１１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第２の端子１２２とを接続する第２のラインＬＬと、の間に、直列に接続されている。バッファコンデンサＣｂｕｆは、第２のラインＬＬ側に配置され、第１のスイッチ３１は、第１のラインＬＨ側に配置されている。第１のスイッチＳ３１は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが、第１のラインＬＨに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインがバッファコンデンサに接続するようにすると良い。

電力脈動吸収回路１３０の第３のダイオードＤ３３は、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１とを接続するラインと電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂとの間に、インダクタＬｂからこのラインへの方向が順方向になるように接続されている。

電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインと、第２のラインＬＬと、の間に接続されている。第２のスイッチＳ３２は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインが電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが第２のラインＬＬに接続するようにすると良い。

制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御する。

電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第２のスイッチＳ３２と、を有しているため、力率改善回路（ＰＦＣ）として機能することが可能である。このため、本実施形態では、下記のような正弦波電圧ｖ_Ｓ、正弦波電流ｉ_Ｓが、交流電源２００から充電器１００に、入力されるように制御することが可能である。

ここで、Ｖ_Ｓは、電源電圧の実効値であり、Ｉ_Ｓは、電源電流の実効値である。

このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓは、下記のように、平均電力Ｐ（＝Ｖ_ＳＩ_Ｓ）と脈動部分ｐ_ｒｉｐ（ｔ）（＝－Ｖ_ＳＩ_Ｓｃｏｓ２ω_Ｓｔ）の和となり、図２の実線に示すように、平均電力Ｐ（図２の破線）を挟んで、交流の角周波数ω_Ｓの２倍の角周波数で脈動する。

そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御することで、電力脈動吸収回路１３０で交流電源による電力の脈動を吸収し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力を一定にする。

このとき、本実施形態に係る充電器１００では、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐ_Ｓ＞Ｐ）と、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐ_Ｓ＜Ｐ）と、で制御を変える。

交流電源から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐ_Ｓ＞Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の２つのスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御することにより、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓのうちの脈動部分ｐ_ｒｉｐを電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂを介してバッファコンデンサＣｂｕｆに充電することで、交流電源から出力された電力のうちの平均電力ＰのみがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも高い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される期間（充電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃは、図２の一点鎖線に示すように、マイナスになる。

一方、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐ_Ｓ＜Ｐ）は、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、オフの状態に保ちつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御することにより、バッファコンデンサＣｂｕｆを第１のスイッチＳ３１を介して積極的に放電し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓと平均電力Ｐの差である脈動部分ｐ_ｒｉｐを補償することで、平均電力ＰがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも低い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが放電する期間（放電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃは、図２の一点鎖線に示すように、プラスになる。

つまり、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_ＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１～３２のスイッチングを制御する。

このように、本実施形態では、放電期間において、積極的に、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電している。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに蓄えられる電力量（つまり、バッファコンデンサＣｂｕｆの容量）を抑えることが可能であり、バッファコンデンサＣｂｕｆの小型化が可能である。

また、本実施形態では、第２のスイッチＳ３２は、充電期間だけ作動する。このため、本実施形態では、インダクタＬｂに蓄えられる電力量（つまり、インダクタＬｂのインダクタンス）を抑えることが可能であり、インダクタＬｂの小型化が可能である。

また、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力には脈動がない。このため、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃの小型化が可能である。

以上のように、本実施形態では、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化することが可能である。このため、本実施形態では、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能である。

＜スイッチングモードと動作波形＞
制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉ_Ｌが方形波形により近似可能な動作波形になるように、７つのモードにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。図３は、７つのモードの各々における各スイッチの状態を示す図である。７つのモードには、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のすべてのスイッチがオフになるモード（モード５）が含まれている。

図４は、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの動作波形ｉ_Ｌとその等価方形波ｉ_Ｌ′を示す図である。この動作波形ｉ_Ｌは、図３に示す７つのモードを、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる。このとき、７つのモードの各々における電流ｉ_Ｌは、下記のようになる（非特許文献１参照）。

ここで、ｔ_ｃｎ（ｎ＝１～７）は、モードｎに切り替えられた時間である。

本実施形態では、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンであるときにバッファコンデンサＣｂｕｆをより積極的に放電するために、制御部１４０は、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖ_Ｃが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖ_ｒｅｃよりも常に大きくなるように制御する。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖ_Ｃが整流器１１０の瞬時電圧ｖ_ｒｅｃと異なる値を持っており、モード２とモード３での動作波形ｉ_Ｌの傾きが異なる。同様に、モード６とモード７での動作波形ｉ_Ｌの傾きが異なる。このため、本実施形態では、図４に示されているように、正での波形と負での波形がｉ_Ｌ＝０に対して非対称である動作波形を生成することができる。

図４に示した動作波形ｉ_Ｌにおいて、｜ｔ_０－ｔ_１｜＝｜ｔ_６－ｔ_７｜、｜ｔ_１－ｔ_２｜＝｜ｔ_８－ｔ_９｜、｜ｔ_２－ｔ_３｜＝｜ｔ_７－ｔ_８｜、｜ｔ_３－ｔ_５｜＝｜ｔ_９－ｔ_１１｜となるようにｔ_０～ｔ_３、ｔ_５～ｔ_９、ｔ_１１、ｔ_１２を設定し、｜ｔ_０－ｔ_１｜＝｜ｔ_４－ｔ_５｜＝｜ｔ_１０－ｔ_１１｜となるように、ｔ_３とｔ_５の間にｔ_４を、ｔ_９とｔ_１１の間にｔ_１０を設定すると、動作波形ｉ_Ｌは、等価方形波形ｉ_Ｌ′により近似することができる。

等価方形波形ｉ_Ｌ′のｔ_０～ｔ_１、ｔ_４～ｔ_５、ｔ_６～ｔ_７、ｔ_１０～ｔ_１１の期間を無効電流期間Ｔ_ｑと定義し、ｔ_１～ｔ_２、ｔ_８～ｔ_９の期間をバッファコンデンサ放電電流期間Ｔ_Ｃと定義し、ｔ_２～ｔ_３、ｔ_７～ｔ_８の期間を電源電流期間Ｔ_ｒｅｃと定義し、ｔ_３～ｔ_４、ｔ_９～ｔ_１０の期間を電流バランス期間Ｔ_ｂと定義し、ｔ_５～ｔ_６、ｔ_１１～ｔ_１２の期間を零電流期間Ｔ_０と定義すると、スイッチング周期Ｔ_ＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。

指令値として、ｉ_ｒｅｃ、ｉ_Ｃ、ｖ_Ｃ、Ｖ_ｄｃ、Ｉ_Ｌ′を与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図４の動作波形ｉ_Ｌに対する制御則を求めることができる。この指令値のうち、ｉ_ｒｅｃおよびｉ_Ｃの指令値ｉ_ｒｅｃ ^*、ｉ_Ｃ ^*は、次のように、放電期間と充電期間で切り替え、電力脈動吸収回路１３０を、ＰＦＣ回路として機能させ、かつ、電力の脈動を吸収する回路として機能させる。

＜スイッチング周波数ｆ_ＳＷの制御＞
図５は、スイッチング周波数ｆ_ＳＷ（＝１／Ｔ_ＳＷ）を一定としたときの各期間のデューティー比を示す図である。図５は、ｆ_ＳＷ＝５０ｋＨｚ、Ｐ＝７ｋＷとし、充電器１００のその他のパラメータを図６に示した値として求めたものであり、図５において、横軸は、交流電源２００から入力される交流電圧ｖ_Ｓの位相ω_Sｔであり、縦軸は、デューティー比の値である。図５に示されているように、交流電圧ｖ_Ｓの位相ω_Sｔが４５度である時以外は、零電流期間Ｔ_０のデューティー比Ｄ_０はゼロではない、つまり、零電流期間Ｔ_０はゼロではない。

この零電流期間Ｔ_０は、モード５であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のすべてのスイッチＳ２１～２８がオフになる期間である。しかしながら、実際にはスイッチがオフになるタイミングにずれが生じ、このずれにより電流が残存し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬとスイッチＳ２１～２８の寄生容量との間の共振が生じる。図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌの時間変化を説明する図である。図７（Ａ）は、交流電源電圧ｖ_Ｓの位相が０度のときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌの時間変化を示し、図７（Ｂ）は、交流電源電圧ｖ_Ｓの位相が３０度のときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌの時間変化を示している。図７からわかるように、零電流期間Ｔ_０において、インダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌは振動している。このため、零電流期間Ｔ_０後のスイッチング（モード５からモード４に切り替わる際のスイッチング、モード５からモード１に切り替わる際のスイッチング）がハードスイッチングとなり、スイッチング損失が生じる。

そこで、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から入力される交流電圧ｖ_Ｓの一周期の間に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆ_ＳＷを変化させる。制御部１４０は、例えば、零電流期間Ｔ_０がゼロになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１のスイッチングのスイッチング周波数ｆ_ＳＷの値を制御する。上記の式（１）からわかるように、無効電流期間Ｔ_ｑのＤ_ｑと零電流期間Ｔ_０のＤ_０のみがスイッチング周期Ｔ_ＳＷ（＝１／ｆ_ＳＷ）の関数である。このため、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを変化させたとしても、電力が伝送される期間（無効電流期間Ｔ_ｑ、零電流期間Ｔ_０以外の期間）のデューティー比は変化せず、伝送電力は影響を受けない。上記の式（１）をＤ_０＝０として解くことにより、零電流期間Ｔ_０をゼロにするスイッチング周波数ｆ_ＳＷは次のように求まる。

図８は、上記の式（２）のようにスイッチング周波数ｆ_ＳＷを変化させたときの各期間のデューティー比を示す図である。図８は、Ｐ＝７ｋＷとし、充電器１００のその他のパラメータを図６に示した値とし、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上記の式（２）のように変化させて求めたものであり、図８において、横軸は、交流電源２００から入力される交流電圧ｖ_Ｓの位相ω_Ｓｔであり、縦軸は、デューティー比の値である。図８に示されているように、無効電流期間Ｔ_ｑ、零電流期間Ｔ_０のデューティー比Ｄ_ｑ、Ｄ_０以外のデューティー比Ｄ_Ｃ、Ｄ_ｒｅｃ、Ｄ_ｄは、図５から変化していない。

このように、本実施形態では、零電流期間Ｔ_０がゼロになるようにスイッチング周波数ｆ_ＳＷを変化させることにより、インダクタＬの電流ｉ_Ｌと電圧Ｖ_Ｌの振動を除去し、零電流期間Ｔ_０後のハードスイッチングを避けることが可能であり、結果、充電器１００を高効率に制御することが可能になる。

また、本実施形態では、すべてのスイッチがオフになる零電流期間Ｔ_０が存在しないため、零電流期間Ｔ_０が存在する制御に比べ、スイッチング回数を減らすことが可能であり、結果、スイッチング損失を低減することが可能である。

図９は、交流電源電圧ｖ_Ｓの位相が０度のときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌの時間変化を示す図である。図９において、横軸は、インダクタＬを流れる電流ｉ_Ｌの位相であり、縦軸は、インダクタＬを流れる電流ｉ_Ｌの値である。図９は、Ｐ＝７ｋＷとし、充電器１００のその他のパラメータを図６に示した値として求めたものであり、細線がスイッチング周波数ｆ_ＳＷを一定にしたときとしたとき（ｆ_ＳＷ＝５０ｋＨｚのとき）のインダクタＬの電流ｉ_Ｌの時間変化を示し、太線がスイッチング周波数ｆ_ＳＷを上記の式（２）のように変化させたときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌの時間変化を示している。

図９からわかるように、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上記の式（２）のように変化させたときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌのピーク値の方が、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを一定にしたときのインダクタＬの電流ｉ_Ｌのピーク値よりも小さい。よって、本実施形態では、インダクタＬを流れる電流ｉ_Ｌのピーク値を低減することが可能であり、結果、インダクタＬにおける損失を低減することが可能である。

＜等価方形波ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値＞
図１０は、等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を最適化していないときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷを示す図である。つまり、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上記の式（２）ではなく、一定値で与えたときの各期間のデューティー比が成り立つように得た等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′を、等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値として与えた場合である。スイッチング周波数ｆ_ＳＷを一定にしたときは、図５のように交流電源電圧ｖ_Ｓの位相ω_Ｓｔが０度のときに無効電流期間Ｔｑのデューティー比Ｄｑが０となる。この条件より、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを一定にしたときの等価方形波形ｉＬ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値Ｉ_Ｌ′^*は、下記のようになる。

ここで、Ｖ_Ｃｍａｘは、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧の最大値である。図１０は、Ｐ＝１ｋＷ、３ｋＷ、７ｋＷとし、充電器１００のその他のパラメータを図６に示した値とし、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを上記の式（２）のように変化させて求めたものであり、図１０において、横軸は、交流電源２００から入力される交流電圧ｖ_Ｓの位相ω_Ｓｔであり、縦軸は、スイッチング周波数ｆ_ＳＷの値である。

図１０にわかるように、平均電力（交流電力の実効値）Ｐを下がっていくにつれ、スイッチング周波数ｆ_ＳＷが上昇していく。このため、平均電力Ｐが下がっていくにつれ、スイッチング損失が上昇し、効率が低下する。

そこで、制御部１４０は、スイッチング周波数ｆ_ＳＷの最小値が所定の値ｆ_ｂａｓｅになるように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を制御するようにすると良い。図１０に示されているように、スイッチング周波数ｆ_ＳＷは、平均電力Ｐに関わらず、交流電源電圧ｖ_Ｓの位相ω_Ｓｔが４５度であるときに最も小さくなる。そこで、例えば、制御部１４０は、交流電源電圧ｖ_Ｓの位相ω_Ｓｔが４５度のときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷが所定の値ｆ_ｂａｓｅになるように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値を制御する。このとき、等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値Ｉ_Ｌ′^*は、下記のようになる。

ここで、Ｖ_Ｃｍｉｎは、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる電圧の最小値である。

図１１は、上記の式（４）のように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値を変化させたときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷを示す図である。図１０、１１からわかるように、上記の式（４）のように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値を変化させたときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷの平均は、図１０に示した等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を最適化していないときのスイッチング周波数ｆ_ＳＷの平均よりも小さくなる。つまり、スイッチング周波数ｆ_ＳＷの最小値が一定になるように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を制御した場合、スイッチング損失が低下し、効率が上昇する。

また、図９に示されているように、上記の式（４）のように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値を変化させたときのインダクタＬを流れる電流のピーク値ｉ_Ｌ（太破線）は、上記の式（３）のように、等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を最適化していないときのインダクタＬを流れる電流のピーク値ｉ_Ｌ（太実線）より小さくなる。つまり、スイッチング周波数ｆ_ＳＷの最小値が一定になるように等価方形波形ｉ_Ｌ′の波高値Ｉ_Ｌ′の指令値の値を制御した場合、インダクタＬを流れる電流のピーク値ｉ_Ｌをより低減することが可能であり、結果、インダクタＬにおける損失をより低減することが可能である。

以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に記載した本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更が可能である。

１００充電器
１１０整流器
１２０ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０電力脈動吸収回路
Ｄ３１第１のダイオード
Ｄ３２第２のダイオード
Ｄ３３第３のダイオード
Ｌｂインダクタ
Ｃｂｕｆバッファコンデンサ
Ｓ３１第１のスイッチ
Ｓ３２第２のスイッチ

Claims

交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチングを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記電力脈動吸収回路のインダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記電力脈動吸収回路のインダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
制御部は、前記交流電源から入力される交流電圧の一周期の間に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数を変化させる、充電器。
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチおよび前記第１のスイッチのすべてがオフになる期間がゼロになるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチング周波数の値を制御する、請求項１に記載の充電器。
前記制御部は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタの動作波形が方形波形により近似可能な動作波形になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチのスイッチングを制御し、
前記スイッチング周波数の最小値が所定の値になるように、前記方形波形の波高値の指定値を制御する、請求項１または２に記載の充電器。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ（ＤｕａｌＡｃｔｉｖｅＢｒｉｄｇｅ）コンバータである、請求項１から３のいずれか一項に記載の充電器。