JP7374332B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本願に開示される電力変換装置は、交流直流変換部と、交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、を備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは交流直流変換部の直流出力であり、直流直流変換部は2つの並列接続された、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成されるチョッパレグを備え、交流直流変換部の交流側に交流フィルタリアクトルと交流フィルタコンデンサからなる交流フィルタが接続され、交流フィルタコンデンサはY結線され、交流フィルタコンデンサの中性点が交流直流変換部の直流出力側に接続されたものである。
本願に開示される電力変換装置は、交流直流変換部と、交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、を備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは交流直流変換部の直流出力であり、直流直流変換部は2つの並列接続された、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成されるチョッパレグを備え、交流直流変換部および直流直流変換部を制御する制御部をさらに備え、制御部は、交流直流変換部に接続された第1の負荷の要求する電圧に追従するように交流直流変換部の直流出力電圧を制御し、かつ直流直流変換部に接続された第2の負荷の要求する電圧に追従するように直流直流変換部の出力電圧を制御するものである。
実施の形態1は、交流直流変換部と、交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、交流直流変換部および直流直流変換部を制御する制御部とを備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは交流直流変換部の直流出力であり、直流直流変換部は2つのチョッパレグを備える電力変換装置に関するものである。
電力変換装置システム全体は、電力変換装置1を中心として、交流入力側に交流電源90と受電用変圧器91を備え、直流出力側に第1の負荷81、第2の負荷82を備える。
電力変換装置1は、受電用変圧器91を介して交流電源90と接続されている。
交流電源90、受電用変圧器91、第1の負荷81、および第2の負荷82は、電力変換装置1の一部ではないが、密接に関連するため、電力変換装置1と区別することなく説明する。
電力変換装置1の主な構成要素は、交流直流変換部10、直流直流変換部20、および制御部30である。
交流直流変換部10および直流直流変換部20は、制御部30により制御される。交流直流変換部10は交流を直流に電力変換を行う。交流直流変換部10の直流出力は、直流正側端子、直流負側端子の2端子で構成されている。
交流直流変換部10の直流出力側には、直流電圧を安定化させるために、直流正側端子と直流負側端子の間に直流リンクコンデンサ11が接続される。
以下の説明では、交流直流変換部10の直流出力側を直流リンクと記載する。また、直流リンクコンデンサ11をコンデンサ11と記載する。
この直流リンクには、直流直流変換部20が接続される。
図1において、交流直流変換部10の直流出力側、すなわち直流リンクには、第1の負荷81が接続されている。直流直流変換部20の出力側には、第2の負荷82が接続されている。
一つの直流出力に対して、複数の負荷を接続してもよい。負荷に合わせた出力電圧を供給するために、それぞれの直流出力は異なる電圧を出力可能である。
なお、図1では、「第1の負荷」、「第2の負荷」を「負荷」と記載している。
直流直流変換部20は、複数の半導体スイッチング素子を直列接続して構成されるチョッパレグを少なくとも2つ以上並列に接続して構成されるチョッパ回路である。
図1では二つのチョッパレグ21、22で構成される場合を示している。なお、図1では、「チョッパレグ」を「レグ」と記載している。
図1では、基本構成をわかりやすくするために、直流直流変換部20が1つのみの場合を示しているが、実際は、負荷の数に応じて、直流直流変換部20を複数接続する。
通常、チョッパ回路には、電流、電圧平滑化のために、リアクトルおよびコンデンサが接続される。
しかし、各直流出力に対応する直流直流変換部20を接続すると、直流出力の数だけ、変換回路、リアクトルおよびコンデンサが必要になる。
リアクトルおよびコンデンサは、直流直流変換部20で変換する電力が大きくなるほど、顕著に大型化し、直流直流変換部20内の他の構成要素と比べても大きな体積を占める。このため、結果的に、電力変換装置1が大型化する。また、直流直流変換部20では電力変換に伴い損失が発生するため、電力変換装置全体の効率が悪化する。
通常は、直流リンク電圧がこの下限値付近の電圧になるように、交流直流変換部10の直流出力電圧制御が行われる。直流リンク電圧が、式(1)においてα=1の場合の下限値を下回ると、交流直流変換部10は正常な電力変換動作を行えなくなる。このため、直流リンク電圧は式(1)の下限値以上となるように制御される。
その際、交流電圧から決まる直流リンク電圧(Vdc)の下限値に応じて、直流リンク電圧(Vdc)がこの下限値を下回らないように制御する。
また、例えば、第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)が、直流リンク電圧(Vdc)未満の範囲であれば、直流リンクに降圧可能な回路形式の直流直流変換部20を接続して、降圧する。
逆に第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)が、直流リンク電圧(Vdc)以上であれば、直流直流変換部20が昇圧することで第2の負荷82の要求に合わせた電圧で電力供給できる。
一方で、第1の負荷81が要求する電圧(Vdc1要求)が、式(1)の下限値以上の場合、交流直流変換部1の制御によって、直流リンク電圧を第1の負荷81が要求する電圧(Vdc1要求)に合わせれば、直流直流変換部20を介することなく直流リンク電圧(Vdc)を直流出力電圧として直接利用することができる。
第1の負荷81、第2の負荷82が制御部30と通信を行い、直接要求電圧を伝達することができる。また、例えばエネルギーマネジメントシステムのような、図示しない外部の演算装置が算定した要求電圧を、通信により制御部30に伝達することができる。
さらに、図示しない電圧測定手段および電流測定手段により測定した回路各部の電圧および電流から、制御部30自体が各負荷の動作状態を推定し、要求電圧を算定することもできる。ただし、これらは一例であり、それ以外の例によっても本実施の形態1の電力変換装置1は実現することができる。
なお、制御部30はフローチャートのステップ1(S01)からステップ8(S08)までの処理を制御周期毎に実行する。
ステップ2(S02)において、直流リンク電圧(Vdc)が第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)より大きいかどうかを判定する。YESの場合、すなわち直流リンク電圧(Vdc)が第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)より大きい場合は、ステップ3(S03)に移行する。NOの場合は、ステップ5(S05)に移行する。
ステップ4(S04)において、交流直流変換部10を制御し、直流リンク電圧(Vdc)を直流リンク電圧の下限値付近まで降下させて、ステップ6(S06)に移行する。
ステップ5(S05)において、交流直流変換部10を制御し、直流リンク電圧(Vdc)を直流リンク電圧の下限値以上に上昇させて、ステップ6(S06)に移行する。
ステップ7(S07)において、直流直流変換部20を制御し、直流直流変換部20の出力電圧(Vdc2)を降下させ、第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)に追従させる。
ステップ8(S08)において、直流直流変換部20を制御し、直流直流変換部20の出力電圧(Vdc2)を上昇させ、第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)に追従させる。
負荷が3つ以上になった場合、増加した負荷に対して直流直流変換部20を直流リンクに接続し、それぞれの負荷に合わせた電圧を供給する。
こうすることで、例えば、複数の電圧を負荷に供給する場合、最も高い電圧を必要とする負荷に対して、交流直流変換部10が直接出力するように接続する。それ以外の負荷に対しては、降圧型の直流直流変換部20を介して、適切な電圧に降圧して供給する。この場合、直流直流変換部20はすべて降圧型に統一できるので、直流直流変換部の基本構成を統一することができる。
さらに、直流直流変換部20の変換効率が同じであっても、変換する電力が大きくなるほど損失も増加するため、最大電力を必要とする負荷に対して、通過する変換回路の数を削減すると、変換損失低減の効果が大きくなる。
図3は、交流入力が単相の場合の構成例であり、交流直流変換部10Aは半導体スイッチング素子S1、S2、S3、S4を備える。図4は交流入力が三相の場合の構成例であり、交流直流変換部10Bは半導体スイッチング素子S5、S6、S7、S8、S9、S10を備える。
図5は、直流直流変換部20の構成例である。これは、降圧型回路の一例である。チョッパレグ21は半導体スイッチング素子S11、S12を備え、チョッパレグ22は半導体スイッチング素子S13、S14を備える。
なお、図3~図5において、半導体スイッチング素子はMOSFET(Metal―Oxide―Semiconductor Field―Effect Transistor)を使用することを想定した。半導体スイッチング素子は、他の自己消弧型半導体スイッチング素子、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)でもよい。
以上実施の形態1の構成、機能の説明では、交流入力が三相の場合を想定した。しかし、交流入力が単相の場合でも同様の効果がある。
したがって、実施の形態1の電力変換装置は、電力変換部の数を減少させ、装置を小型化し、損失を低減することができる。
実施の形態2の電力変換装置は、交流直流変換部の出力を抵抗で分圧し、直流直流変換部の出力にリアクトルとコンデンサからなるフィルタを接続し、コンデンサの一端の接続点と抵抗の分圧点とを接続したものである。
実施の形態2の図6において、実施の形態1と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1と区別するために、電力変換装置2としている。
交流直流変換部10の直流リンクから直接出力する直流出力の正側の端子に抵抗45の一端を接続し、負側の端子に抵抗46の一端を接続している。抵抗45と抵抗46の他端同士を接続している。
直流フィルタリアクトル41、42それぞれの直流出力端子側に直流フィルタコンデンサ43、直流フィルタコンデンサ44の一端を接続している。直流フィルタコンデンサ43、44の他端同士を接続している。
さらに、直流フィルタコンデンサ43、44の他端同士の接続点と抵抗45、46の接続点とを接続している。
直流直流変換部20では、チョッパレグ21、22のスイッチングにより、直流出力の基準電位は変動する。このため、交流直流変換部10および直流直流変換部20の直流出力の基準電位はそれぞれ異なる電位となる。
実施の形態2の電力変換装置2では、異なる直流出力間の基準電位を揃えることができる。
したがって、実施の形態2の電力変換装置は、電力変換部の数を減少させ、装置を小型化し、損失を低減することができる。さらに、実施の形態2の電力変換装置は、交流直流変換部および直流直流変換部の直流出力間の基準電位を揃えることができる。
実施の形態3の電力変換装置は、交流直流変換部の交流側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタを接続し、コンデンサをY結線とし、コンデンサの中性点を交流直流変換部の直流出力側に接続したものである。
実施の形態3の図7において、実施の形態1、2と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態1、2と区別するために、電力変換装置3としている。
交流直流変換部10の交流側の各相に交流フィルタリアクトル50を直列に接続している。交流フィルタリアクトル50の交流電源側に、各相に交流フィルタコンデンサ60の一端を接続し、交流フィルタコンデンサ60の他端同士を接続している。
さらに、交流フィルタコンデンサ60同士の接続点(以下、交流中性点と呼ぶ)と交流直流変換部10の直流リンクの低圧側を接続している。
このため、一般的に交流直流変換部の交流側には、電力系統側へ漏れ出す高調波電流を減衰させるために交流フィルタを備える必要がある。
図7では、例えば、交流中性点の電圧がコモンモード電圧によって変動するなどの影響が生じる。交流フィルタコンデンサ60同士の接続点と交流直流変換部10の直流リンクの負側を結ぶことで、交流中性点の電位が安定し、コモンモード電流の発生を抑制できる。
したがって、実施の形態3の電力変換装置は、電力変換部の数を減少させ、装置を小型化し、損失を低減することができる。さらに、実施の形態3の電力変換装置では、交流中性点の電位が安定し、コモンモード電流の発生を抑制できる。
実施の形態4の電力変換装置は、交流直流変換部の出力に接続した抵抗の分圧点を接地し、直流直流変換部の出力に接続したフィルタのコンデンサの接続点を交流直流変換部の直流出力側へ接続したものである。
実施の形態4の構成図において、実施の形態3と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
なお、実施の形態3と区別するために、電力変換装置4としている。
交流直流変換部10の直流リンクに接続した抵抗45、46の接続点は接地され、直流フィルタコンデンサ43、44の接続点は交流直流変換部10の直流リンクの負側に接続している。
図8では、直流フィルタコンデンサ43、44の接続点(以下、直流中性点と呼ぶ)の電圧がコモンモード電圧の影響で変動する。
この直流中性点を交流直流変換部10の直流リンクの負側に接続することで、直流中性点の電位が安定し、コモンモード電流の発生を抑制することができる。
さらに、抵抗45、46の接続点を接地することで、直流出力側の基準電位が定まり、直流中性点電圧の安定性が増す。
したがって、実施の形態4の電力変換装置は、電力変換部の数を減少させ、装置を小型化し、損失を低減することができる。さらに、実施の形態4の電力変換装置では、交流中性点の電位および直流中性点の電位が安定し、コモンモード電流の発生を抑制できる。
実施の形態5の電力変換装置は、交流直流変換部の各相交流電圧指令値に三次高調波を重畳し、直流直流変換部の直流出力指令値に交流中性点電圧を打ち消すように三次高調波の逆位相の信号を直流中性点電圧指令値に付加するものである。
交流直流変換部10において、交流電圧と直流リンク電圧の関係は式(1)で表されることを説明した。
式(1)において、α=1としても、直流電圧は交流電圧ピーク値の2/√3=約1.15倍の大きさが必要であることがわかる。すなわち、交流電圧を出力するためには、そのピーク電圧に対して約15%大きい直流電圧が必要である。これは、直流電圧を充分に活かしていないといえる。
交流直流変換部10の交流入力側、すなわち受電用変圧器91の2次側巻線がΔ結線かつ交流フィルタコンデンサ60がΔ結線であれば、交流中性点が回路上に現れることが無いので問題はない。一方で、受電用変圧器91の2次側巻線がスター結線、または交流フィルタコンデンサ60がスター結線であれば、回路上に交流中性点が生じる。
そこで、実施の形態4の図8に示すように、交流直流変換部10の交流中性点と直流リンクの負側を結ぶと、この経路に交流中性点電圧に起因する大電流が流れる。したがって、通常、交流直流変換部10の交流側にスター結線がある場合、三次高調波重畳は使えない。
図8の構成図に示すように、交流直流変換部10の交流中性点は、直流直流変換部20の直流中性点と接続されている。そこで、直流直流変換部20において、交流中性点電圧の逆位相となる直流中性点電圧を生成してやれば、交流中性点電圧と直流中性点電圧を結ぶ配線上の電圧は0となり、この配線に大電流が流れる問題が解消できる。
直流直流変換部20のレグ21に与える電圧指令値をVA*、レグ22に与える電圧指令値をVB*、直流出力指令値をVdc*、直流中性点電圧指令値をVdc0*とする。
ここで、直流出力指令値Vdc*は、直流直流変換部20から出力させる直流電圧であるため、実施の形態1で説明した第2の負荷82の要求電圧(Vdc2要求)と一致させるのが基本である。
レグ21の出力する電圧とレグ22の出力する電圧の差が直流出力電圧となるため、それぞれの指令値の関係は式(2)で表せる。
レグ出力電圧指令値生成手段30Aは、乗算器31、加算器32A、および減算器32Bを備える。
例えば、交流中性点電圧に重畳する三次高調波成分は、制御部30の演算で生成するため、重畳する三次高調波成分と逆位相の信号を生成しておいて中性点電圧指令値とするフィードフォワード的方法がある。
三次高調波処理手段30Bでは、レグ出力電圧指令値生成手段30Aに対して、三次高調波発生器33、逆位相演算器34、および加算器35、36をさらに備える。
なお、三次高調波成分が重畳された交流各相の電圧指令値は交流直流変換部10に出力される。
通常、図9、図10で示したレグ出力電圧指令値生成手段30Aおよび三次高調波処理手段30Bは制御器30内のプロセッサによってソフトウェア的に処理されるが、その全部もしくは一部をハードウェアで処理しても良い。
したがって、実施の形態5の電力変換装置は、電力変換部の数を減少させ、装置を小型化し、損失を低減することができる。さらに、実施の形態5の電力変換装置では、交流直流変換部10の交流側にスター結線があった場合でも、交流直流変換部の出力電圧範囲を広げることや、直流リンク電圧を有効に利用できるため、損失を低減することができる。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも1つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも1つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。
Claims (8)
- 交流直流変換部と、前記交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、を備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは前記交流直流変換部の直流出力であり、前記直流直流変換部は2つの並列接続された、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成されるチョッパレグを備え、
前記交流直流変換部の直流出力は抵抗で分圧され、前記直流直流変換部の前記チョッパレグの各々の出力に直流フィルタリアクトルと直流フィルタコンデンサからなる直流フィルタが接続され、それぞれの前記直流フィルタコンデンサの一端が接続され、前記抵抗の分圧点と前記直流フィルタコンデンサの接続点が接続された電力変換装置。 - 交流直流変換部と、前記交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、を備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは前記交流直流変換部の直流出力であり、前記直流直流変換部は2つの並列接続された、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成されるチョッパレグを備え、
前記交流直流変換部の交流側に交流フィルタリアクトルと交流フィルタコンデンサからなる交流フィルタが接続され、前記交流フィルタコンデンサはY結線され、前記交流フィルタコンデンサの中性点が前記交流直流変換部の直流出力側に接続された電力変換装置。 - 前記交流直流変換部の交流側に交流フィルタリアクトルと交流フィルタコンデンサからなる交流フィルタが接続され、前記交流フィルタコンデンサはY結線され、前記交流フィルタコンデンサの中性点が前記交流直流変換部の直流出力側に接続された、請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記抵抗の分圧点が接地され、前記直流フィルタコンデンサの接続点が、前記交流直流変換部の前記直流出力側へ接続された、請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記交流直流変換部および前記直流直流変換部を制御する制御部をさらに備え、
前記制御部は、前記交流直流変換部の各相交流電圧指令値に三次高調波を重畳し、交流中性点電圧を打ち消すように前記直流直流変換部の直流中性点電圧を制御する、請求項4に記載の電力変換装置。 - 交流直流変換部と、前記交流直流変換部の直流出力に並列に接続された少なくとも1つの直流直流変換部と、を備え、2つ以上の直流出力のうち少なくとも1つは前記交流直流変換部の直流出力であり、前記直流直流変換部は2つの並列接続された、複数の半導体スイッチング素子を直列に接続して構成されるチョッパレグを備え、
前記交流直流変換部および前記直流直流変換部を制御する制御部をさらに備え、
前記制御部は、前記交流直流変換部に接続された第1の負荷の要求する電圧に追従するように前記交流直流変換部の直流出力電圧を制御し、かつ前記直流直流変換部に接続された第2の負荷の要求する電圧に追従するように前記直流直流変換部の出力電圧を制御する電力変換装置。 - 前記制御部は、前記交流直流変換部に接続された第1の負荷の要求する電圧に追従するように前記交流直流変換部の出力電圧を制御し、かつ前記直流直流変換部に接続された第2の負荷の要求する電圧に追従するように前記直流直流変換部の出力電圧を制御する、請求項5に記載の電力変換装置。
- 前記直流直流変換部は降圧回路であり、
前記制御部は、前記降圧回路の出力に接続される第2の負荷の要求電圧が前記交流直流変換部の交流電圧から決まる前記交流直流変換部の直流出力電圧の下限値よりも小さい場合、前記下限値以上の直流電圧を出力するように前記交流直流変換部を制御し、かつ前記交流直流変換部の直流出力電圧を前記要求電圧に変換するように前記直流直流変換部を制御し、
前記第2の負荷の要求電圧が前記下限値以上である場合、前記要求電圧以上の直流電圧を出力するように前記交流直流変換部を制御し、前記交流直流変換部の直流出力電圧を前記要求電圧に変換するように前記直流直流変換部を制御する、請求項6または請求項7に記載の電力変換装置。
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