JP7369940B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本開示は、所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換する電力変換装置に関する。
電圧が正弦波状に変動する交流電源電圧から所定の電圧を出力するために、例えば、特許文献１の電源装置が提案されている。特許文献１によれば、スイッチング素子を制御することによって、一次巻線のうちの交流電源電圧を印加する巻線を、交流電源電圧の１周期中のその時々の電圧に対応して、１周期の間に２回以上切換え、交流電源電圧が低いタイミングでは、トランスの一次巻線と二次巻線の巻数比を高くし、交流電源電圧が高いタイミングでは、当該巻数比を低くする。一次巻線は、巻数の異なる複数の巻線によって構成され、当複数の巻線の組み合わせによってトランスの巻数比を任意に切換える。
また、所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換する電力変換装置の効率を向上するために、複数のスイッチ素子と、漏れインダクタンスを内蔵したトランスと、キャパシタとを備えるＬＬＣ共振型の電力変換装置が提案されている。トランスの一次巻線、トランスの漏れインダクタンス、及びキャパシタは、ＬＬＣ共振回路を構成する。ＬＬＣ共振型の電力変換装置では、スイッチ素子のスイッチング周波数を変化させることにより出力電圧を変化させることができる。概して、スイッチング周波数を低下させると出力電圧は増大し、スイッチング周波数を増大させると出力電圧は低下する。
特許第５９１１５９１号公報
ＬＬＣ共振型の電力変換装置では、トランスの漏れインダクタンスに応じて、スイッチング周波数に対する出力電圧の特性が変化する。同一のスイッチング周波数の場合、トランスの漏れインダクタンスが大きくなるほど、出力電圧は小さくなる。
ＬＬＣ共振型の電力変換装置において、特許文献１のようにトランスの一次巻線と二次巻線の巻数比を切り換える技術を適用する場合を考える。例えば、二次側の出力電圧を低減するとき、トランスの二次巻線に対する一次巻線の巻数比が大きくなるように巻線を切り換える。この巻線の切り換えに応じてトランスの漏れインダクタンスが小さくなる場合、巻数比が大きくなることによる効果が、漏れインダクタンスが小さくなることによる影響で相殺されてしまう。従って、効率を低下させることなく、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することが困難となる。
本開示の目的は、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる電力変換装置を提供することにある。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、
第１及び第２の入力端子と、
第１及び第２の出力端子と、
前記第１及び第２の入力端子の間に直列接続された２つのスイッチング素子を含む少なくとも１つの第１のレッグ回路と、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
キャパシタと、
スイッチ回路と、
前記第１及び第２の出力端子に接続された出力回路とを備え、
前記キャパシタは、前記少なくとも１つの第１のレッグ回路のうちの１つと、前記一次巻線の一端との間に接続され、
前記スイッチ回路は、前記二次巻線の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを前記出力回路に選択的に接続する。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。 図１のトランスＴ１の例示的な構成を示す断面図である。 第１の実施形態の変形例に係るトランスＴ１Ａの例示的な構成を示す断面図である。 図１のトランスＴ１の一次側の漏れインダクタンスＬａ及び二次側の漏れインダクタンスＬｂを示す等価回路図である。 図４の二次側の漏れインダクタンスＬｂから換算された一次側の漏れインダクタンスｎ２・Ｌｂを示す等価回路図である。 図５の一次側の漏れインダクタンスからさらに換算された一次側の漏れインダクタンスＬ１を示す等価回路図である。 図１の電力変換装置１００の基本的な動作を説明するための波形図である。 二次巻線の端子Ｔ１ｅを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 二次巻線の端子Ｔ１ｃを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 図１のコントローラ１０７によるＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの決定を説明するためのグラフである。 図１のコントローラ１０７によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 第２の実施形態に係る電力変換装置２００の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態に係る電力変換装置３００の構成を示すブロック図である。 図１３の整流回路３０４の実装例を示す回路図である。 図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続するときのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ３１～ＳＷ３６の動作を示すタイミングチャートである。 図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するときの整流回路３０４の動作を説明する回路図である。 図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するときのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ３１～ＳＷ３６の動作を示すタイミングチャートである。 図１３の整流回路３０４の第１の変形例を示す回路図である。 図１３の整流回路３０４の第２の変形例を示す回路図である。 第４の実施形態に係る電力変換装置４００の構成を示すブロック図である。
以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
［第１の実施形態］
［全体構成］
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置１００の構成を示すブロック図である。電力変換装置１００は、直流の電源装置１０１及び直流の負荷装置１０２に接続される。電力変換装置１００は、電源装置１０１から供給された所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換し、出力電力を負荷装置１０２に供給する。
電力変換装置１００は、入力端子Ｐ１，Ｐ２、スイッチング素子群１０３、キャパシタＣ１、トランスＴ１、スイッチ回路ＳＷ１０、整流回路１０４、キャパシタＣ１０、出力端子Ｐ３，Ｐ４、電圧検出器１０５、電流検出器１０６、及びコントローラ１０７を備える。
入力端子Ｐ１，Ｐ２は、電源装置１０１に接続される。
本明細書では、入力端子Ｐ１を「第１の入力端子」ともいい、入力端子Ｐ２を「第２の入力端子」ともいう。
スイッチング素子群１０３は、入力端子Ｐ１，Ｐ２の間で直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれ含む複数のレッグ回路を含む。図１の例では、スイッチング素子群１０３は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路Ｑ１と、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路Ｑ２とを含む。図１の例では、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４はフルブリッジ回路を構成する。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。
トランスＴ１は、端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂを有する一次巻線Ｗ１と、端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｄ，Ｔ１ｅを有する二次巻線Ｗ２とを備える。二次巻線Ｗ２は、互いに異なる複数の巻線区間を含む。図１の例では、二次巻線Ｗ２は、二次巻線の端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｄの間の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを第１の巻線区間として含み、二次巻線の端子Ｔ１ｄ，Ｔ１ｅの間の区間Ｗ２ｂを第２の巻線区間として含む。従って、第１及び第２の巻線区間は互いに異なる巻数を有する。また、トランスＴ１は漏れインダクタンスＬ１を内蔵する。
本明細書では、端子Ｔ１ａをトランスＴ１の一次巻線の「第１の端子」ともいい、端子Ｔ１ｂをトランスＴ１の一次巻線の「第２の端子」ともいう。また、本明細書では、端子Ｔ１ｃをトランスＴ１の二次巻線の「第１の端子」ともいい、端子Ｔ１ｄをトランスＴ１の二次巻線の「第２の端子」ともいい、端子Ｔ１ｅをトランスＴ１の二次巻線の「第３の端子」ともいう。
トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、キャパシタＣ１を介して、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。
トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｅは、スイッチ回路ＳＷ１０を介して整流回路１０４に接続され、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄは、整流回路１０４に接続される。
スイッチ回路ＳＷ１０は、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｅのうちの一方を整流回路１０４に選択的に接続する。これにより、スイッチ回路ＳＷ１０は、二次巻線の端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｄの間の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを第１の巻線区間として二次側の出力回路に接続し、二次巻線の端子Ｔ１ｄ，Ｔ１ｅの間の区間Ｗ２ｂを第２の巻線区間として二次側の出力回路に接続する。
第１及び第２の実施形態では、整流回路１０４、キャパシタＣ１０、電圧検出器１０５、及び電流検出器１０６をまとめて「出力回路」ともいう。
整流回路１０４は、ダイオードＤ１～Ｄ４を含むダイオードブリッジであり、トランスＴ１の二次巻線と出力端子Ｐ３，Ｐ４との間に接続される。整流回路１０４は、トランスＴ１の二次巻線に生じた電流を整流する。
キャパシタＣ１０は、整流回路１０４によって整流された電流を平滑化する。
出力端子Ｐ３，Ｐ４は、負荷装置１０２に接続される。
本明細書では、出力端子Ｐ３を「第１の出力端子」ともいい、出力端子Ｐ４を「第２の出力端子」ともいう。
電圧検出器１０５は、電力変換装置１００から負荷装置１０２に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、検出した出力電圧Ｖｏｕｔをコントローラ１０７に通知する。電流検出器１０６は、電力変換装置１００から負荷装置１０２に出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出し、検出した出力電流Ｉｏｕｔをコントローラ１０７に通知する。
コントローラ１０７は、負荷装置１０２から、負荷装置１０２に出力すべき目標電圧Ｖｒｅｑの大きさを示す要求信号を受信する。コントローラ１０７は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のゲート端子に印加される制御信号を発生し、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４を制御する。コントローラ１０７は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路Ｑ１及びスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路Ｑ２を所定のスイッチング周波数ｆｓで動作させる。また、コントローラ１０７は、電圧検出器１０５より通知された出力電圧Ｖｏｕｔに応じてスイッチ回路ＳＷ１０を切り換え、整流回路１０４に接続する二次巻線の端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｅを切り換える。
［トランスＴ１の構成］
トランスＴ１は、二次巻線の端子Ｔ１ｃが整流回路１０４に接続されているとき（すなわち第１の巻線区間が接続されているとき）のトランスＴ１の漏れインダクタンスと、二次巻線の端子Ｔ１ｅが整流回路１０４に接続されているとき（すなわち第２の巻線区間が接続されているとき）のトランスＴ１の漏れインダクタンスとが互いに異なるように構成される。例えば、トランスＴ１は、第１の巻線区間の巻数Ｎｓ１が第２の巻線区間の巻数Ｎｓ２よりも大きく、かつ、第１の巻線区間が整流回路１０４に接続されているときのトランスＴ１の漏れインダクタンスＬ１１が、第２の巻線区間が整流回路１０４に接続されているときのトランスＴ１の漏れインダクタンスＬ１２よりも小さくなるように構成される。
このような漏れインダクタンスを生じるために、例えば、トランスＴ１は、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂまでの距離が、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａまでの距離よりも大きくなるように構成される。
図２は、図１のトランスＴ１の例示的な構成を示す断面図である。トランスＴ１は、コアＸ１、一次巻線Ｗ１、及び二次巻線Ｗ２を備える。一次巻線Ｗ１及び二次巻線Ｗ２は、軸Ａ－Ａの周りに巻回される。図２の例では、一次巻線Ｗ１と、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａと、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂとは、縦に配置される。すなわち、一次巻線Ｗ１と、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａと、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂとは、軸Ａ－Ａの長手方向に沿った互いに異なる位置に巻回される。これにより、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂまでの距離が、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａまでの距離よりも大きくなり、Ｎｓ１＞Ｎｓ２かつＬ１１＜Ｌ１２を満たすトランスＴ１を実現することができる。
図３は、第１の実施形態の変形例に係るトランスＴ１Ａの例示的な構成を示す断面図である。図３の例では、一次巻線Ｗ１と、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａと、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂとは、横に配置される。すなわち、一次巻線Ｗ１と、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａと、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂとは、軸Ａ－Ａから互いに異なる距離の位置に巻回される。これにより、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂまでの距離が、一次巻線Ｗ１から二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａまでの距離よりも大きくなり、Ｎｓ１＞Ｎｓ２かつＬ１１＜Ｌ１２を満たすトランスＴ１を実現することができる。
なお、トランスＴ１の構造は、図２及び図３に記載されるものに限定されず、Ｎｓ１＞Ｎｓ２かつＬ１１＜Ｌ１２を満たしていれば、本実施形態の効果が得られる。
トランスＴ１は、一次側の漏れインダクタンス及び二次側の漏れインダクタンスの両方を有するが、二次側の漏れインダクタンスは一次側の漏れインダクタンスとして換算することができる。以下、図４～図６を参照して、漏れインダクタンスの換算について説明する。
図４は、図１のトランスＴ１の一次側の漏れインダクタンスＬａ及び二次側の漏れインダクタンスＬｂを示す等価回路図である。Ｌａは一次側の漏れインダクタンスを示し、Ｌｂは二次側の漏れインダクタンスを示し、Ｌｍ’は励磁インダクタンスを示す。トランスは、巻数Ｎｐの一次巻線Ｗ１と、巻数Ｎｓの二次巻線Ｗ２とを備える。
図５は、図４の二次側の漏れインダクタンスＬｂから換算された一次側の漏れインダクタンスｎ２・Ｌｂを示す等価回路図である。ここで、ｎは、巻数比ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓを示す。
図６は、図５の一次側の漏れインダクタンスからさらに換算された一次側の漏れインダクタンスＬ１を示す等価回路図である。図４の一次側の漏れインダクタンスＬａ及び二次側の漏れインダクタンスＬｂに等価な漏れインダクタンスＬ１は、次式によって表される。
Figure 0007369940000001
［電力変換装置１００の動作］
図７は、図１の電力変換装置１００の基本的な動作を説明するための波形図である。図７の１段目から４段目は、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲート端子に印加される制御信号を示す。図７の５段目は、スイッチング素子ＳＷ１の両端に印加される電圧Ｖｄｓ（ドレイン・ソース電圧）を示す。図７の６段目は、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流Ｉｄｓ（ドレイン・ソース電流）を示す。
図７の時刻ｔ１～ｔ２の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオンされている。このとき、「Ｐ１→ＳＷ３→Ｃ１→Ｔ１→ＳＷ２→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図７の時刻ｔ２においてスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオフされ、その後、「Ｐ２→ＳＷ４のボディーダイオード→Ｃ１→Ｔ１→ＳＷ１のボディーダイオード→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチング素子ＳＷ１のボディーダイオード，ＳＷ４のボディーダイオードに電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ３においてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンされる。これにより、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図７の時刻ｔ３～ｔ４の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンされている。このとき、「Ｐ１→ＳＷ１→Ｔ１→Ｃ１→ＳＷ４→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図７の時刻ｔ４においてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオフされ、その後、「Ｐ２→ＳＷ２のボディーダイオード→Ｔ１→Ｃ１→ＳＷ３のボディーダイオード→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチング素子ＳＷ２のボディーダイオード，ＳＷ３のボディーダイオードに電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ５においてスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオンされる。これにより、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３はゼロ電圧スイッチングで動作する。
電力変換装置１００は、トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ａ又はＴ１ｂと、レッグ回路Ｑ１，Ｑ２における２つのスイッチング素子の間のノードＮ１，Ｎ２との間に接続された少なくとも１つのキャパシタＣ１を備える。これにより、トランスＴ１の一次巻線、漏れインダクタンスＬ１、及びキャパシタＣ１は、ＬＬＣ共振回路を構成する。
ここで、従来技術に係るＬＬＣ共振型の電力変換装置の動作について説明する。
ＬＬＣ共振型の電力変換装置では、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生するためには、広い周波数範囲にわたるスイッチング周波数で各スイッチング素子を動作させる必要がある。スイッチング周波数を低下させるとトランスのコアの鉄損が増大し、スイッチング周波数を増大させるとトランスの巻線の銅損が増大する。トランスの鉄損及び銅損を緩和するためには、トランスのサイズを増大させる必要がある。また、スイッチング周波数を増大させると各スイッチング素子の損失も増大する。
従来技術に係る例示的な電力変換装置として、トランスと、トランスの一次側に設けられた４つのスイッチング素子、及びキャパシタと、トランスの二次側に設けられた整流回路及びキャパシタとを備える回路を想定する。４つのスイッチング素子はブリッジ接続される。一次側のキャパシタは、いずれかのレッグ回路Ｑ１，Ｑ２における２つのスイッチング素子の間のノードと、トランスの一次巻線との間に接続される。
この電力変換装置について、以下のパラメータを導入する。
ｆｓ：各スイッチング素子のスイッチング周波数
Ｌ１：トランスの漏れインダクタンス
Ｎｐ：トランスの一次巻線の巻数
Ｎｓ：トランスの二次巻線の巻数
Ａｅ：トランスの実効断面積
Ｌｐ：トランスの一次巻線のインダクタンス
Ｖｆ：整流回路の各ダイオードの順方向電圧
Ｖｏ：電力変換装置の出力電圧
このとき、トランスの磁束密度の最大変化量ΔＢは、次式で表される。
Figure 0007369940000002
ここで、ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓである。また、Ｍｖは、結合度の逆数に相当し、次式で表される。
Figure 0007369940000003
トランスの鉄損Ｐｃｖは、以下のスタインメッツの式により近似的に算出される。
Figure 0007369940000004
ここで、Ｃｍ、ｘ、及びｙは、トランスのコアの種類に依存する係数である。ｌｅは実効磁路長を示す。
数２～数４によれば、前述したように、スイッチング周波数ｆｓを低下させるほど、トランスのコアの鉄損が増大することがわかる。
また、前述したように、スイッチング周波数を増大させるほど、トランスの巻線の銅損が増大し、さらに、各スイッチング素子の損失も増大する。
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置１００により、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することについて説明する。
図８は、二次巻線の端子Ｔ１ｅを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。すなわち、図８は、巻数Ｎｓ２を有する二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂが整流回路１０４に接続され、トランスＴ１が漏れインダクタンスＬ１２を有するときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示す。図８によれば、電力変換装置１００は、負荷装置１０２のインピーダンスＺ１～Ｚ７に応じて異なる特性を有する。
電力変換装置１００は、入力端子Ｐ１からオンされたスイッチング素子とトランスＴ１の一次巻線とを介して入力端子Ｐ２に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスに応じて異なり、かつ、負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗に応じて異なる、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比、すなわち利得を有する。
電力変換装置１００の利得Ｋは、例えば、次式のように定式化される。
Figure 0007369940000005
ここで、以下のパラメータを用いる。
Ｑ：キャパシタＣ１及び漏れインダクタンスＬ１に係るＱ値
ｍ：漏れインダクタンスＬ１に対するトランス一次巻線のインダクタンスＬｐの比
ｆ：正規化されたスイッチング周波数
Ｑ値は、次式で与えられる。
Figure 0007369940000006
Figure 0007369940000007
ここで、Ｒｏは負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗を示し、Ｒａｃは一次側で観察される等価負荷抵抗を示す。
インダクタンスの比ｍは、次式で与えられる。
Figure 0007369940000008
正規化されたスイッチング周波数ｆは、次式で与えられる。
Figure 0007369940000009
ここで、ｆｒはキャパシタＣ１及び漏れインダクタンスＬ１に係る共振周波数を示し、次式で与えられる。
Figure 0007369940000010
利得Ｋは、等価的に、トランスＴ１の一次側のＬＬＣ共振回路への交流の入力電圧に対する、トランスＴ１の二次側における交流の出力電圧の比を表す。
利得Ｋに対して電力変換装置１００の入力電圧Ｖｉｎを乗算することにより、図８の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
数５によれば、電力変換装置１００は、ＬＬＣ共振回路の容量及びインダクタンスに応じて異なり、負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗に応じて異なり、かつ、スイッチング周波数ｆｓに応じて異なる出力電圧Ｖｏｕｔを発生することがわかる。
負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗は、電圧検出器１０５及び電流検出器１０６によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、出力電流Ｉｏｕｔに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔとして得られる。負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗は、出力電力Ｐｏｕｔに基づいて、Ｖｏｕｔ２／Ｐｏｕｔとして得られてもよい。
図８では、負荷装置１０２のインピーダンスＺ１～Ｚ７を以下のように設定した。なお、このとき、電力変換装置１００が一定の出力電力Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ＝７０４０Ｗを発生するという条件下で、電圧検出器１０５及び電流検出器１０６によって以下の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが検出される。
Ｚ１＝ ５．７Ω（Ｖｏｕｔ＝２００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝３５．２Ａ）
Ｚ２＝ ８．９Ω（Ｖｏｕｔ＝２５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２８．２Ａ）
Ｚ３＝１２．８Ω（Ｖｏｕｔ＝３００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２３．４Ａ）
Ｚ４＝１７．４Ω（Ｖｏｕｔ＝３５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２０．１Ａ）
Ｚ５＝２２．７Ω（Ｖｏｕｔ＝４００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１７．６Ａ）
Ｚ６＝２８．８Ω（Ｖｏｕｔ＝４５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１５．６Ａ）
Ｚ７＝３５．５Ω（Ｖｏｕｔ＝５００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１４．１Ａ）
図９は、二次巻線の端子Ｔ１ｃを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。すなわち、図９は、巻数Ｎｓ１を有する二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂが整流回路１０４に接続され、トランスＴ１が漏れインダクタンスＬ１１を有するときの、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示す。本実施形態においてはＬ１１＝０．７×Ｌ１２、Ｎｓ１＝１．６×Ｎｓ２となるように値を設定した。図９の場合、入力電圧Ｖｉｎ、一次巻線のインダクタンスＬｐ、キャパシタＣ１、一次巻線の巻数Ｎｐに関しては、図８の場合と同じ条件を設定した。
図９でも、図８の場合と同じ負荷装置１０２のインピーダンスＺ１～Ｚ７を設定した。
図８及び図９によれば、電力変換装置１００は、ＬＬＣ共振回路の漏れインダクタンスＬ１に応じて異なり、トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓに応じて異なり、負荷装置１０２のインピーダンスＺ１～Ｚ７に応じて異なり、かつ、スイッチング周波数ｆｓに応じて異なる出力電圧Ｖｏｕｔを発生することがわかる。同じスイッチング周波数ｆｓで動作するとき、二次巻線の端子Ｔ１ｃを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させる場合（すなわち、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ１かつ漏れインダクタンスＬ１１の場合）の出力電圧Ｖｏｕｔは、二次巻線の端子Ｔ１ｅを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させる場合（すなわち、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ２かつ漏れインダクタンスＬ１２の場合）の出力電圧Ｖｏｕｔよりも高くなる。また、同じ出力電圧Ｖｏｕｔで動作するとき、二次巻線の端子Ｔ１ｃを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させる場合（すなわち、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ１かつ漏れインダクタンスＬ１１の場合）のスイッチング周波数ｆｓは、二次巻線の端子Ｔ１ｅを整流回路１０４に接続してＬＬＣ共振回路を動作させる場合（すなわち、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ２かつ漏れインダクタンスＬ１２の場合）のスイッチング周波数ｆｓよりも高くなる。従って、電力変換装置１００は、スイッチ回路ＳＷ１０により二次巻線Ｗ２の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを出力回路に選択的に接続することにより、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
コントローラ１０７は、出力電圧Ｖｏｕｔが予め決められた複数の電圧範囲のうちのいずれに含まれるかに基づいて、整流回路１０４に接続する二次巻線の端子を決定し、ＳＷ１０を制御する。これにより、コントローラ１０７は、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ１及び漏れインダクタンスＬ１１を有するＬＬＣ共振回路と、二次巻線Ｗ２の巻数Ｎｓ２及び漏れインダクタンスＬ１２を有するＬＬＣ共振回路とを選択的に動作させる。
また、コントローラ１０７は、入力端子Ｐ１から、コントローラ１０７によってオンされたスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４と、トランスＴ１の一次巻線とを介して、入力端子Ｐ２に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスと、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔと、負荷装置１０２に出力する目標電圧Ｖｒｅｑとに基づいて、スイッチング周波数ｆｓを決定する。
また、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔから、前述のように、負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗がわかる。使用中のＬＬＣ共振回路と、負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗とに基づいて、現時点での、電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性が決まる。このとき、目標電圧Ｖｒｅｑに基づいて、スイッチング周波数ｆｓを増大させるか、それとも減少させるかを決めることができる。
電力変換装置１００のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性は、整流回路１０４と接続する二次巻線の端子がＴ１ｃの場合についても、Ｔ１ｅの場合についても、電力変換装置１００の設計及び製造の時点で既知である。コントローラ１０７は、複数のＬＬＣ共振回路の特性を比較し、動作させるＬＬＣ共振回路を決定する。動作させるＬＬＣ共振回路を決定する条件は、スイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性（例えば、カーブの傾き）、電力変換装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔの範囲、トランスＴ１の特性、などを考慮して決められる。例えば、トランスＴ１の損失のトレードオフを考慮して、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲の中間電圧（すなわち、（最大電圧＋最小電圧）÷２）を、動作させるＬＬＣ共振回路を決定するしきい値とする。最小電圧～中間電圧では、より低いスイッチング周波数の範囲において最小電圧～中間電圧が出力できるＬＬＣ共振回路を用いる。中間電圧～最大電圧では、より高いスイッチング周波数の範囲において中間電圧～最大電圧が出力できるＬＬＣ共振回路を用いる。これにより、トランスＴ１の損失を生じにくくすることができる。動作させるＬＬＣ共振回路の特性に応じて、中間電圧とは異なるしきい値を用いてもよい。
例えば、電圧検出器１０５より通知された出力電圧Ｖｏｕｔがコントローラ１０７に設定されているしきい値電圧Ｖｃｔｈより大きいときは、整流回路１０４に二次巻線の端子Ｔ１ｃが接続されるようにスイッチ回路ＳＷ１０を切り換える。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値電圧Ｖｃｔｈより大きいときは、トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の巻数がＮｓ１になり、漏れインダクタンスがＬ１１になる。電圧検出器１０５より通知された出力電圧Ｖｏｕｔがコントローラ１０７に設定されているしきい値電圧Ｖｃｔｈより小さいときは、整流回路１０４に二次巻線の端子Ｔ１ｅが接続されるようにスイッチ回路ＳＷ１０を切り換える。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値電圧Ｖｃｔｈより小さいときは、トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の巻数がＮｓ２になり、漏れインダクタンスがＬ１２になる。
図１０は、図１のコントローラ１０７によるＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの決定を説明するためのグラフである。図１０は、図８及び図９の各プロットのうち、図示の簡単化のため、負荷装置１０２のインピーダンスＺ１、Ｚ４、及びＺ７を設定した場合のみを示す。図１０の例では、Ｖｏｕｔ＝３５０Ｖをしきい値として、出力電圧Ｖｏｕｔが３５０Ｖ以上の電圧範囲と３５０Ｖ未満の電圧範囲とのいずれに含まれるかに基づいて、整流回路１０４に接続する二次巻線の端子をＴ１ｃにするかＴ１ｅにするかを決定する。
電力変換装置１００は、例えば、初期状態の出力電圧Ｖｏｕｔ＝２００Ｖがしきい値の電圧３５０Ｖよりも低く、目標電圧Ｖｒｅｑ＝５００Ｖがしきい値の電圧３５０Ｖよりも高いとき、以下のように動作する。まず、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖ未満であるとき（点Ａ１～Ａ２）、コントローラ１０７は、整流回路１０４と二次巻線の端子Ｔ１ｅを接続するようにスイッチ回路ＳＷ１０を制御し、ＬＬＣ共振回路を動作させる。これにより、電力変換装置１００は、比較的に低いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、低い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１０７は、スイッチング周波数ｆｓを次第に低下させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを次第に増大させる。出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖに達したとき（点Ａ２）、コントローラ１０７は、整流回路１０４と二次巻線の端子Ｔ１ｃを接続するようにスイッチ回路ＳＷ１０を制御しＬＬＣ共振回路を動作させる。それと同時に、コントローラ１０７は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路の特性に応じて、スイッチング周波数ｆｓを変化させる（点Ａ２→点Ａ３）。これにより、電力変換装置１００は、比較的に高いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、高い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１０７は、スイッチング周波数ｆｓを次第に低下させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｑまで次第に増大させる（点Ａ３～Ａ４）。
二次巻線の端子Ｔ１ｅを整流回路１０４に接続したＬＬＣ共振回路のみで動作させる場合、例えば２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生するためには、スイッチング周波数ｆｓを約１２０～２６０ｋＨｚの範囲にわたって変化させなければならない。また、二次巻線の端子Ｔ１ｃを整流回路１０４に接続したＬＬＣ共振回路のみで動作させる場合、例えば２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生するためには、スイッチング周波数ｆｓを約１４０～６２０ｋＨｚ（４００ｋＨｚ以上は図示せず。）の範囲にわたって変化させなければならない。一方、電力変換装置１００によれば、整流回路１０４に接続する二次巻線の端子をＴ１ｃ又はＴ１ｅに切り換えてＬＬＣ共振回路を選択的に動作させることにより、スイッチング周波数ｆｓを約１４０～２６０ｋＨｚの範囲にわたって変化させることで、２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。このように、電力変換装置１００によれば、スイッチング周波数ｆｓを変化させる範囲を縮小することにより、低いスイッチング周波数ｆｓ及び高いスイッチング周波数ｆｓに関連付けられた損失を生じにくくすることができる。
図１１は、図１のコントローラ１０７によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。
図１１の電力変換処理の初期状態では、コントローラ１０７のみが動作し、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は動作せず、出力電圧Ｖｏｕｔはゼロである。
ステップＳ１において、コントローラ１０７は、負荷装置１０２から目標電圧Ｖｒｅｑの要求信号を受信する。ステップＳ２において、コントローラ１０７は、目標電圧Ｖｒｅｑが予め決められた複数の電圧範囲のうちのいずれに含まれるか（例えば、しきい値の電圧３５０Ｖ以上であるか否か）に基づいて、整流回路１０４に接続する二次巻線の端子を決定する。ステップＳ３において、コントローラ１０７は、目標電圧Ｖｒｅｑに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。このとき、負荷装置１０２のインピーダンス又は抵抗は未知であるが、コントローラ１０７は、負荷装置１０２のインピーダンスＺの何らかの初期値に基づいて決められた、スイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を用いて、スイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ４において、コントローラ１０７は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作を開始する。
ステップＳ５において、コントローラ１０７は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔを検出する。ステップＳ６において、コントローラ１０７は、出力電圧Ｖｏｕｔが使用中のＬＬＣ共振回路の動作範囲内にあるか否か（例えば、しきい値の電圧３５０Ｖ以上であるか否か）を判断し、ＹＥＳのときはステップＳ７に進み、ＮＯのときはステップＳ９に進む。
ステップＳ７において、コントローラ１０７は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ８において、コントローラ１０７は、スイッチング周波数ｆｓを変更する。
ステップＳ９において、コントローラ１０７は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作を停止する。ステップＳ１０において、コントローラ１０７は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて整流回路１０４に接続する二次巻線の端子を決定する。ステップＳ１１において、コントローラ１０７は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ１２において、コントローラ１０７は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作を開始する。
ステップＳ１３において、コントローラ１０７は、スイッチング動作の停止条件を満たすか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ１４に進み、ＮＯのときはステップＳ５に戻る。停止条件は、例えば負荷装置１０２が充電装置である場合、コントローラ１０７が負荷装置１０２から満充電を示す通知信号を受信すること、などを含む。また、停止条件は、何らかの異常を検出すること（保護回路の動作）、外部からの停止信号を受信すること、などを含んでもよい。ステップＳ１４において、コントローラ１０７は、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のスイッチング動作を停止する。
以上説明したように、第１の実施形態に係る電力変換装置１００によれば、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置１００によれば、過度に低いスイッチング周波数ｆｓで動作することも、過度に高いスイッチング周波数ｆｓで動作することも回避することができる。従って、トランスＴ１のサイズを増大させることなく、コアの鉄損及び巻線の銅損を生じにくくすることができる。また、過度に高いスイッチング周波数ｆｓで動作することを回避できるので、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４の損失も生じにくくすることができる。
例えば負荷装置１０２が充電装置である場合、充電開始から時間が経過するにつれて負荷装置１０２の内部電圧が上昇するので、負荷装置１０２に供給する電圧を増大させる必要がある。第１の実施形態に係る電力変換装置１００は、このような負荷装置１０２の状態の変化に追従して、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させることができる。
［第２の実施形態］
第１の実施形態では、一次側において、フルブリッジ回路として構成された複数のスイッチング素子を備える電力変換装置について説明した。第２の実施形態では、一次側において、ハーフブリッジ回路として構成された複数のスイッチング素子を備える電力変換装置について説明する。
図１２は、第２の実施形態に係る電力変換装置２００の構成を示すブロック図である。電力変換装置２００は、図１のスイッチング素子群１０３及びコントローラ１０７に代えて、スイッチング素子群２０３及びコントローラ２０７を備える。電力変換装置２００は、図１の電力変換装置１００からスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を除去した構成を有する。トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、キャパシタＣ１を介して入力端子Ｐ２に接続される。この場合もまた、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
［第３の実施形態］
第１及び第２の実施形態では、二次側において、ダイオードブリッジの整流回路を備え、また、二次巻線の複数の巻線区間のうちの１つを出力回路に選択的に接続するために、二次巻線と整流回路との間にスイッチ回路を備える電力変換装置について説明した。一方、第３の実施形態では、二次側において、複数のスイッチング素子を含む整流回路（同期整流回路）を備え、この整流回路を用いて、二次巻線の複数の巻線区間のうちの１つを出力回路に選択的に接続する電力変換装置について説明する。
［全体構成］
図１３は、第３の実施形態に係る電力変換装置３００の構成を示すブロック図である。電力変換装置３００は、図１のスイッチ回路ＳＷ１０、整流回路１０４、及びコントローラ１０７に代えて、整流回路３０４及びコントローラ３０７を備える。
整流回路３０４は、互いに直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれ含み、二次巻線Ｗ２の少なくとも３つの端子Ｔ１ｃ～Ｔ１ｅのうちの１つにそれぞれ接続された、少なくとも３つのレッグ回路を備える。図１３の例では、整流回路３０４は、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２を含むレッグ回路Ｑ３と、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４を含むレッグ回路Ｑ４と、スイッチング素子ＳＷ３５，ＳＷ３６を含むレッグ回路Ｑ５とを含む。トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の端子Ｔ１ｃは，スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２の間のノードＮ３に接続される。トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の端子Ｔ１ｅは，スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４の間のノードＮ４に接続される。トランスＴ１の二次巻線Ｗ２の端子Ｔ１ｄは，スイッチング素子ＳＷ３５，ＳＷ３６の間のノードＮ５に接続される。
図１４は、図１３の整流回路３０４の実装例を示す回路図である。スイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３６は、例えば、ボディダイオードを含むＭＯＳＦＥＴである。
整流回路３０４は、コントローラ３０７の制御下で、３つのレッグ回路Ｑ３～Ｑ５のうちの２つを用いて、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂ（第１の巻線区間）及び区間Ｗ２ｂ（第２の巻線区間）のうちの一方を二次側の出力回路に接続し、かつ、二次巻線Ｗ２の１つの巻線区間に発生する電流を同期整流して二次側の出力回路に供給する。
第３及び第４の実施形態では、キャパシタＣ１０、電圧検出器１０５、及び電流検出器１０６をまとめて「出力回路」ともいう。
コントローラ３０７は、図１のコントローラ１０７と同様に、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のゲート端子に印加される制御信号を発生し、各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４を制御する。
また、コントローラ３０７は、電圧検出器１０５より通知された出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂ及び区間Ｗ２ｂのうちの一方を出力回路に接続するように、整流回路３０４を制御する。区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続する場合、コントローラ３０７は、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４をオフする。区間Ｗ２ｂを出力回路に接続する場合、コントローラ３０７は、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２をオフする。
また、コントローラ３０７は、二次巻線Ｗ２の１つの巻線区間に発生する電流を同期整流して出力回路に供給するように、整流回路３０４を制御する。区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂに発生する電流を同期整流する場合、コントローラ３０７は、図１４及び図１５を参照して後述するように、一次側の各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４に同期して、整流回路３０４のスイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２，ＳＷ３５，ＳＷ３６をオン／オフする。このとき、前述のように、コントローラ３０７はスイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４をオフしている。また、区間Ｗ２ｂに発生する電流を同期整流する場合、コントローラ３０７は、図１６及び図１７を参照して後述するように、一次側の各スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４に同期して、整流回路３０４のスイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４，ＳＷ３５，ＳＷ３６をオン／オフする。このとき、前述のように、コントローラ３０７はスイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２をオフしている。
図１３の電力変換装置３００の他の構成要素は、図１の電力変換装置１００の対応する構成要素と同様に構成され、同様に動作する。
整流回路３０４は、実質的に、第１及び第２の実施形態の整流回路１０４として動作するとともに、スイッチ回路ＳＷ１０としても動作する。従って、第３及び第４の実施形態では、整流回路３０４を「スイッチ回路」ともいう。
第３及び第４の実施形態では、スイッチング素子群１０３，２０３の各レッグ回路Ｑ１，Ｑ２を「第１のレッグ回路」ともいう。また、第３及び第４の実施形態では、整流回路３０４の各レッグ回路Ｑ３～Ｑ５を「第２のレッグ回路」ともいう。
［電力変換装置３００の動作］
図１３はまた、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続するときの整流回路３０４の動作を示す。図１３に示すように、区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続するために、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４はオフされている。図１５は、図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続するときのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ３１～ＳＷ３６の動作を示すタイミングチャートである。図１５の１段目から４段目は、一次側のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のゲート端子に印加される制御信号を示す。図１５の５段目は、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄからみた端子Ｔ１ｃの電圧の波形を、矩形波により概略的に示す。図１５の６段目から１１段目は、整流回路３０４のスイッチング素子ＳＷ３１～ＳＷ３６のゲート端子に印加される制御信号を示す。図１５において、図示の簡単化のため、各制御信号のデッドタイムは省略している。
図１５の時刻ｔ１１～ｔ１２の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオフされ、このとき、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄからみた端子Ｔ１ｃの電圧は正になる。従って、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３６をオンし、スイッチング素子ＳＷ３２，ＳＷ３５をオフすることで、出力端子Ｐ４からみた出力端子Ｐ３の電圧は正になる。
図１５の時刻ｔ１２～ｔ１３の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオンされ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオフされ、このとき、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄからみた端子Ｔ１ｃの電圧は負になる。従って、スイッチング素子ＳＷ３２，ＳＷ３５をオンし、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３６をオフすることで、出力端子Ｐ４からみた出力端子Ｐ３の電圧は正になる。
図１５の時刻ｔ１１～ｔ１３の時間期間にわたって、区間Ｗ２ａ＋Ｗ２ｂを出力回路に接続するために、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４はオフされている。
図１６は、図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するときの整流回路３０４の動作を説明する回路図である。図１６に示すように、区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するために、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２はオフされている。図１７は、図１３の電力変換装置３００において、二次巻線Ｗ２の区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するときのスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ３１～ＳＷ３６の動作を示すタイミングチャートである。図１７の各段は、図１５の各段と同じ信号を示す。
図１７の時刻ｔ１１～ｔ１２の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオンされ、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオフされ、このとき、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄからみた端子Ｔ１ｃの電圧は正になる。従って、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３６をオンし、スイッチング素子ＳＷ３４，ＳＷ３５をオフすることで、出力端子Ｐ４からみた出力端子Ｐ３の電圧は正になる。
図１７の時刻ｔ１２～ｔ１３の時間期間において、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３がオンされ、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４がオフされ、このとき、トランスＴ１の二次巻線の端子Ｔ１ｄからみた端子Ｔ１ｃの電圧は負になる。従って、スイッチング素子ＳＷ３４，ＳＷ３５をオンし、スイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３６をオフすることで、出力端子Ｐ４からみた出力端子Ｐ３の電圧は正になる。
図１７の時刻ｔ１１～ｔ１３の時間期間にわたって、区間Ｗ２ｂを出力回路に接続するために、スイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２はオフされている。
第３の実施形態に係る電力変換装置３００によれば、第１の実施形態に係る電力変換装置１００と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
また、第３の実施形態に係る電力変換装置３００によれば、同期整流を行う整流回路３０４を備えたことにより、ダイオードブリッジの整流回路を用いる場合よりも損失を低減することができる。
［整流回路の変形例］
図１８は、図１３の整流回路３０４の第１の変形例を示す回路図である。図１８の整流回路３０４Ａは、図１４のＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３１，ＳＷ３２に代えて、逆バイアス電圧に対して十分な耐圧を有する逆阻止型のスイッチング素子ＳＷ３１ａ，ＳＷ３２ａを備える。スイッチング素子ＳＷ３１ａは、オンしたとき上向きにのみ電流を流れさせ、オフしたとき電流を阻止する。スイッチング素子ＳＷ３２ａは、オンしたとき下向きにのみ電流を流れさせ、オフしたとき電流を阻止する。スイッチング素子ＳＷ３１ａ，ＳＷ３２ａは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。
図１９は、図１３の整流回路３０４の第２の変形例を示す回路図である。図１９の整流回路３０４Ｂは、図１８のＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３３，ＳＷ３４に代えて、逆バイアス電圧に対して十分な耐圧を有する逆阻止型のスイッチング素子ＳＷ３３ａ，ＳＷ３４ａを備える。スイッチング素子ＳＷ３３ａは、オンしたとき上向きにのみ電流を流れさせ、オフしたとき電流を阻止する。スイッチング素子ＳＷ３４ａは、オンしたとき下向きにのみ電流を流れさせ、オフしたとき電流を阻止する。スイッチング素子ＳＷ３３ａ，ＳＷ３４ａは、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。
整流回路３０４は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであるスイッチング素子に代えて、他の任意のスイッチング素子を用いてもよい。
［第４の実施形態］
第３の実施形態では、一次側において、フルブリッジ回路として構成された複数のスイッチング素子を備える電力変換装置について説明した。第４の実施形態では、一次側において、ハーフブリッジ回路として構成された複数のスイッチング素子を備える電力変換装置について説明する。
図２０は、第４の実施形態に係る電力変換装置４００の構成を示すブロック図である。電力変換装置４００は、図１３のスイッチング素子群１０３及びコントローラ３０７に代えて、スイッチング素子群２０３及びコントローラ４０７を備える。電力変換装置４００は、図１３の電力変換装置３００からスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を除去した構成を有する。トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。トランスＴ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、キャパシタＣ１を介して入力端子Ｐ２に接続される。この場合もまた、第３の実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
［他の変形例］
本開示の各実施形態では、トランスＴ１の二次巻線Ｗ２が３つの端子Ｔ１ｃ～Ｔ１ｄを備える場合について説明したが、二次巻線Ｗ２の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを出力回路に選択的に接続できるのであれば、二次巻線Ｗ２は４つ以上の端子を備えてもよい。
本開示の第３及び第４の実施形態では、整流回路３０４が３つのレッグ回路Ｑ３～Ｑ５を備える場合について説明したが、二次巻線Ｗ２は４つ以上の端子を備える場合、整流回路は、これらの端子にそれぞれ接続された４つ以上のレッグ回路を備えてもよい。整流回路は、そのレッグ回路のうちの２つを用いて、二次巻線の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを出力回路に接続し、かつ、二次巻線の１つの巻線区間に発生する電流を同期整流して出力回路に供給する。
本開示の第１及び第２の実施形態において、電力制御回路は、ダイオードブリッジの整流回路に代えて、複数のスイッチング素子を用いて同期整流を行う整流回路を備えてもよい。
本開示に係る電力変換装置は、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車のバッテリーに充電するための、車載の電力変換装置に適用可能である。
１００，２００，３００，４００ 電力変換装置
１０１ 電源装置
１０２ 負荷装置
１０３，２０３ スイッチング素子群
１０４，３０４ 整流回路
１０５ 電圧検出器
１０６ 電流検出器
１０７，２０７，３０７，４０７ コントローラ
Ｃ１，Ｃ１０ キャパシタ
Ｄ１～Ｄ４ ダイオード
Ｌ１ 漏れインダクタンス
Ｐ１，Ｐ２ 入力端子
Ｐ３，Ｐ４ 出力端子
Ｑ１～Ｑ５ レッグ回路
ＳＷ１～ＳＷ４，ＳＷ３１～ＳＷ３６ スイッチング素子
ＳＷ１０ スイッチ回路
Ｔ１ トランス

Claims (14)

  1. 第１及び第２の入力端子と、
    第１及び第２の出力端子と、
    前記第１及び第２の入力端子の間に直列接続された２つのスイッチング素子を含む少なくとも１つの第１のレッグ回路と、
    一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
    キャパシタと、
    スイッチ回路と、
    前記第１及び第２の出力端子に接続された出力回路とを備え、
    前記キャパシタは、前記少なくとも１つの第１のレッグ回路のうちの１つと、前記一次巻線の一端との間に接続され、
    前記スイッチ回路は、前記二次巻線の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを前記出力回路に選択的に接続する、
    電力変換装置。
  2. 前記トランスは漏れインダクタンスを内蔵した、
    請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記二次巻線は、互いに異なる巻数を有する第１及び第２の巻線区間を含む、
    請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記トランスは、前記第１の巻線区間が前記出力回路に接続されているときの前記トランスの漏れインダクタンスと、前記第２の巻線区間が前記出力回路に接続されているときの前記トランスの漏れインダクタンスとが互いに異なるように構成された、
    請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記二次巻線は、第１の端子と、第２の端子と、前記第１及び第２の端子の間に設けられた第３の端子とを有し、
    前記スイッチ回路は、前記二次巻線の第１及び第２の端子の間の区間を前記第１の巻線区間として前記出力回路に接続し、前記二次巻線の第２及び第３の端子の間の区間を前記第２の巻線区間として前記出力回路に接続する、
    請求項４記載の電力変換装置。
  6. 前記トランスは、前記一次巻線から前記二次巻線の第２及び第３の端子の間の区間までの距離が、前記一次巻線から前記二次巻線の第１及び第３の端子の間の区間までの距離よりも大きくなるように構成された、
    請求項５記載の電力変換装置。
  7. 前記トランスは、前記一次巻線と、前記二次巻線の第１及び第３の端子の間の区間と、前記二次巻線の第２及び第３の端子の間の区間とが、所定の軸の長手方向に沿った互いに異なる位置に巻回されるように構成された、
    請求項６記載の電力変換装置。
  8. 前記トランスは、前記一次巻線と、前記二次巻線の第１及び第３の端子の間の区間と、前記二次巻線の第２及び第３の端子の間の区間とが、所定の軸から互いに異なる距離の位置に巻回されるように構成された、
    請求項６記載の電力変換装置。
  9. 前記トランスは、
    前記第１の巻線区間の巻数が前記第２の巻線区間の巻数よりも大きく、かつ、
    前記第２の巻線区間が前記出力回路に接続されているときの前記トランスの漏れインダクタンスが、前記第１の巻線区間が前記出力回路に接続されているときの前記トランスの漏れインダクタンスよりも大きくなるように構成された、
    請求項４～８のうちの１つに記載の電力変換装置。
  10. 前記電力変換装置は、
    前記第１及び第２の出力端子から出力される出力電圧を検出する電圧検出器と、
    前記第１及び第２の出力端子から出力される出力電流を検出する電流検出器と、
    前記出力電圧及び前記出力電流に基づいて、前記少なくとも１つの第１のレッグ回路の各スイッチング素子を制御し、かつ、前記スイッチ回路を制御するコントローラをさらに備えた、
    請求項１～９のうちの１つに記載の電力変換装置。
  11. 前記コントローラは、前記出力電圧が予め決められたしきい値以上のとき、前記第１の巻線区間を前記出力回路に接続し、前記出力電圧が前記しきい値未満のとき、前記第２の巻線区間を前記出力回路に接続するように、前記スイッチ回路を制御する、
    請求項９に従属した請求項１０記載の電力変換装置。
  12. 前記コントローラは、
    前記第１の入力端子から、前記コントローラによってオンされた前記各第１のレッグ回路の各スイッチング素子と、前記トランスの一次巻線とを介して、前記第２の入力端子に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスと、
    前記出力電圧及び前記出力電流と、
    前記第１及び第２の出力端子から出力する目標電圧とに基づいて、
    前記少なくとも１つの第１のレッグ回路の各スイッチング素子を動作させるスイッチング周波数を決定する、
    請求項１０又は１１記載の電力変換装置。
  13. 前記出力回路は整流回路を含む、
    請求項１～１２のうちの１つに記載の電力変換装置。
  14. 前記二次巻線は、互いに異なる少なくとも３つの端子を有し、
    前記スイッチ回路は、互いに直列接続された２つのスイッチング素子をそれぞれ含み、前記二次巻線の前記少なくとも３つの端子のうちの１つにそれぞれ接続された、少なくとも３つの第２のレッグ回路を備え、
    前記スイッチ回路は、前記少なくとも３つの第２のレッグ回路のうちの２つを用いて、前記二次巻線の互いに異なる複数の巻線区間のうちの１つを前記出力回路に接続し、かつ、前記二次巻線の１つの巻線区間に発生する電流を同期整流して前記出力回路に供給する、
    請求項１～１２のうちの１つに記載の電力変換装置。
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