JP7355686B2 - 制御装置及びそれを有する電力変換装置 - Google Patents
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この降圧チョッパ回路は、電力変換部10と、この電力変換部10を制御する制御装置19と、を備えている。
そのため、出力電圧Voは、次式(1)のように、入力電圧Viよりも低い電圧になる。
Vo=Vi*α・・・(1)
但し、α;スイッチ素子13のオンデューティ比
図3の横軸は時間(t)、及び縦軸はチョークコイル15に流れるチョーク電流ILである。iL(ave.)はチョークコイル15のリプル電流平均値、iLminはリプル電流最低値、D1,D2はリプル電流iLの立ち上がり時間、Tsはスイッチ素子13のスイッチング周期(=1/fs、但し、fs;スイッチング周波数)である。
例えば、図2の降圧チョッパ回路において、入力条件として、入力電圧Viを上限値と下限値に設定する(図3参照)。
図1は、本発明の実施例1における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ(例えば、降圧チョッパ回路)の回路図である。
この降圧チョッパ回路は、電力変換部20と、この電力変換部20を制御する制御装置30と、を備えている。
fs=1/(L*ΔiL)*(vo*(vi-vo)/vi)・・・(2)
但し、ΔiL; チョークコイル25の目標リプル電流
L; チョークコイル25のインダクタンス
vi; 入力電圧Viの測定値
vo; 出力電圧Voの測定値
fs; スイッチング周波数
(1/fs;スイッチング周期Ts)
図1の降圧チョッパ回路は、従来の図2の降圧チョッパ回路と同様に、制御装置30から供給される駆動パルスS30により、スイッチ素子23がオン状態になると、入力コンデンサ22の正極側→スイッチ素子23→チョークコイル25→出力コンデンサ26及び負荷28→入力コンデンサ22の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスS30により、スイッチ素子23がオフ状態になると、チョークコイル25の蓄積エネルギーにより、出力コンデンサ26及び負荷28→整流素子24→チョークコイル25、の経路で電流が流れる。
そのため、出力電圧Voは、前記式(1)のように、入力電圧Viよりも低い電圧になる。この出力電圧Voは、制御装置30の以下のような制御により、スイッチ素子23のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
図4の横軸は時間(t)、及び縦軸はチョークコイル25に流れるチョーク電流ILである。iL(ave.)はチョークコイル25のリプル電流平均値、iLminはリプル電流最低値、D1,D2はリプル電流iLの立ち上がり時間、Tsはスイッチ素子23のスイッチング周期(=1/fs、但し、fs;スイッチング周波数)である。
図1の降圧チョッパ回路の入力条件として、従来と同様に、例えば、入力電圧Viを上限値と下限値に設定する(図4参照)。
図4の左側の波形は、入力電圧Viが上限値の場合の電流波形、右側の波形は、入力電圧Viが下限値の場合の電流波形である。
本実施例1によれば、スイッチング周波数fsを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数fsを制御することで、全動作領域でチョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を一定に制御することができる。これにより、比較的簡単な制御で、チョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ22,26の数量を減少できる。
図5は、本発明の実施例2における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ(例えば、昇圧チョッパ回路)の回路図である。この図5では、実施例1を示す図1中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
この昇圧チョッパ回路は、電力変換部20Aと、この電力変換部20Aを制御する制御装置30Aと、を備えている。
fs=1/(L*ΔiL)*(vi*(vo-vi)/vo)・・・(3)
但し、ΔiL; チョークコイル25の目標リプル電流
L; チョークコイル25のインダクタンス
vi; 入力電圧Viの測定値
vo; 出力電圧Voの測定値
fs; スイッチング周波数
(1/fs;スイッチング周期Ts)
その他の構成は、実施例1と同様である。
図5の昇圧チョッパ回路は、制御装置30Aから供給される駆動パルスS30Aにより、スイッチ素子23がオン状態になると、入力コンデンサ22の正極側→チョークコイル25→スイッチ素子23→入力コンデンサ22の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスS30Aにより、スイッチ素子23がオフ状態になると、入力コンデンサ22の正極側→チョークコイル25→整流素子24→出力コンデンサ26及び負荷28→入力コンデンサ22の負極側、の経路で電流が流れる。そのため、入力電圧Viとチョークコイル25の蓄積エネルギーとが加算され、次式(4)のように、入力電圧Viが昇圧された出力電圧Voが出力端子27a,27bから出力される。
Vo=Vi*(1/(1-α))・・・(4)
但し、α;スイッチ素子23のオンデューティ比
制御装置30Aは、実施例1の制御装置30と略同様の動作を行う。実施例1と異なる点は、スイッチング周波数演算部33Aが、入力電圧Viの測定値viと出力電圧Voの測定値voとから、前記式(3)に基づき、スイッチング周波数fsを算出する。このスイッチング周波数fsと、実施例1と同様に求められたデューティ比Dtと、に基づいて駆動パルスS30Aが生成され、スイッチ素子23がオン/オフ動作する。これにより、出力電圧Voが目標出力電圧値Vthに追随するような定電圧動作が行われる。
本実施例2によれば、実施例1と同様に、スイッチング周波数fsを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数fsを制御することで、全動作領域でチョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ22,26の数量を減少できる。
図6は、本発明の実施例3における電力変換装置の一つである非絶縁型スイッチングコンバータ(例えば、昇降圧チョッパ回路)の回路図である。この図6では、実施例1を示す図1中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
この昇降圧チョッパ回路は、電力変換部20Bと、この電力変換部20Bを制御する制御装置30Bと、を備えている。
fs=1/(L*ΔiL)*(vo*Vi/(Vi+vo))・・・(5)
但し、ΔiL; チョークコイル25の目標リプル電流
L; チョークコイル25のインダクタンス
vi; 入力電圧Viの測定値
vo; 出力電圧Voの測定値
fs; スイッチング周波数
(1/fs;スイッチング周期Ts)
その他の構成は、実施例1と同様である。
図6の昇降圧チョッパ回路は、制御装置30Bから供給される駆動パルスS30Bにより、スイッチ素子23がオン状態になると、入力コンデンサ22の正極側→スイッチ素子23→チョークコイル25→入力コンデンサ22の負極側、の経路で電流が流れる。次に、駆動パルスS30Bにより、スイッチ素子23がオフ状態になると、チョークコイル26の蓄積エネルギーにより、出力コンデンサ26及び負荷28→整流素子24→チョークコイル25、の経路で電流が流れる。
Vo=Vi*(α/(1-α))・・・(6)
但し、α;スイッチ素子23のオンデューティ比
出力電圧Voは、制御装置30Bの以下のような制御により、スイッチ素子23のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
本実施例3によれば、実施例1と同様に、スイッチング周波数fsを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数fsを制御することで、全動作領域でチョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ22,26の数量を減少できる。
図7は、本発明の実施例4における電力変換装置の一つである絶縁型スイッチングコンバータ(例えば、フォワード式コンバータ)の回路図である。この図7では、実施例1を示す図1中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
このフォワード式コンバータは、電力変換部20Cと、この電力変換部20Cを制御する制御装置30Cと、を備えている。
図7のフォワード式コンバータは、制御装置30Cから供給される駆動パルスS30Cにより、スイッチ素子23がオン状態になると、入力コンデンサ22の正極側→変圧器29の1次巻線29a→スイッチ素子23→入力コンデンサ22の負極側、の経路で電流が流れる。すると、変圧器29の2次巻線29bにおける巻き終わりから巻き始め方向に誘導電流が流れる。この誘導電流は、整流素子24a→チョークコイル25→出力コンデンサ26及び負荷28、の経路で流れる。この時、チョークコイル25にエネルギーが蓄積される。
そのため、所定の数式で表わされる出力電圧Voが、出力端子27a,27bから出力される。実施例1の制御装置30と略同様に、出力電圧Voは、制御装置30Cの動作により、スイッチ素子23のオンデューティ比αが変化し、定電圧に維持される。
本実施例4によれば、実施例1と同様に、スイッチング周波数fsを固定制御から可変制御の構成に変更しているので、スイッチング周波数fsを制御することで、全動作領域でチョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を一定に制御することができる。これにより、チョーク電流ILのリプル分(ΔiL)を低減でき、更に、平滑用の入出力コンデンサ22,26の数量を減少できる。
本発明は、上記実施例1~4に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の(a),(b)のようなものがある。
(a) 本発明の電力変換装置は、図7のフォワード式コンバータ以外の他の絶縁型スイッチングコンバータ(例えば、フライバック式コンバータ、フルブリッジ型コンバータ、ハーフブリッジ型コンバータ等)にも適用が可能である。
(b) 前記(a)の場合、絶縁型スイッチングコンバータの電力変換部を制御する制御装置の構成は、その電力変換部に対応するように変更すれば良い。
23 スイッチ素子
30,30A,30B,30C 制御装置
31 誤差部
32 補償部
33,33B,33A スイッチング周波数演算部
34 駆動パルス生成部
Claims (7)
- 駆動パルスでオン/オフ動作するスイッチ素子により、入力電圧をスイッチングして出力電圧を送出する電力変換部に対して、前記駆動パルスを供給する制御装置であって、
前記出力電圧の測定値と目標出力電圧値との誤差を減少するようなデューティ比を算出し、前記入力電圧の測定値と前記出力電圧の測定値とからスイッチング周波数を算出し、前記スイッチング周波数及び前記デューティ比に基づき、スイッチング周期を変えた前記駆動パルスを生成する、
ことを特徴とする制御装置。 - 前記制御装置は、
前記誤差を求める誤差部と、
前記デューティ比を算出する補償部と、
前記スイッチング周波数を算出するスイッチング周波数演算部と、
前記駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
を有することを特徴とする請求項1記載の制御装置。 - 前記補償部は、
フィードバック制御又はフィードフォワード制御により、前記デューティ比を算出する、
ことを特徴とする請求項2記載の制御装置。 - 前記駆動パルス生成部は、
前記スイッチング周波数と前記デューティ比とを乗算し、前記乗算の結果より前記駆動パルスを生成する、
ことを特徴とする請求項2又は3記載の制御装置。 - 請求項1~4のいずれか1項記載の制御装置と、
前記駆動パルスでオン/オフ動作する前記スイッチ素子により、前記入力電圧をスイッチングして前記出力電圧を送出する前記電力変換部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 前記電力変換部は、
降圧チョッパ回路、昇圧チョッパ回路、及び昇降圧チョッパ回路を含む非絶縁型スイッチングコンバータである、
ことを特徴とする請求項5記載の電力変換装置。 - 前記電力変換部は、
フォワード式コンバータ、フライバック式コンバータ、フルブリッジ型コンバータ、及びハーフブリッジ型コンバータを含む絶縁型スイッチングコンバータである、
ことを特徴とする請求項5記載の電力変換装置。
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