JP7327168B2 - 自己診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、自己診断装置に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置からターゲット（物標）までの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を測定する技術が注目されている。出願人は、自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する装置として移動体用のミリ波帯レーダシステムを提案している。ミリ波帯レーダシステムを構成する半導体集積回路は、自己診断を実現するため、そして出荷時の試験に要するコストを低減するため、その内部で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self Test）機能を設けている。

従来の自己診断手法として、送信チャネルのループバック経由で受け取った受信信号を発振器によるローカル信号と周波数混合器により混合してＤＣ電圧を出力する構成において、位相制御部がローカル信号の位相を変化させてＤＣ電圧を検出し、当該ＤＣ電圧の変化量の大きさから受信機の利得を算出する方法がある。しかしながら、この技術では、受信信号と周波数混合器のローカル信号の周波数が等しいため、所謂セルフミキシングによるＤＣオフセットを利用した簡易的なＤＣ利得検査しかできない。

上記手法では、ＤＣ成分しか検出できないため、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）特性が受信チャネルに含まれている場合、当該バンドパスフィルタの周波数特性の検査を行うことができない。他方、ミリ波レーダシステムが、ターゲットの存在する方位を正確に求めるためには、受信機に構成される移相器の位相値を精度良く求める必要がある。自己診断装置が、受信機の受信周波数をダウンコンバータ等を用いて自己診断時に低くすることで移相器の設定位相値を精度良く検出可能になることが期待される。ダウンコンバータに入力させる周波数が、受信機の受信周波数と同一周波数の場合、ダウンコンバート後の信号はＤＣ出力となり、移相器の位相値を正確に計測できない。

特開２０１９－１４９６８４号公報

他方、発明者らは、多数の送信チャネルを備える送信移相器ＩＣ、及び、多数の受信チャネルを備える受信移相器ＩＣ、を用いてモノパルス方式により受信角度を測定することを検討している。例えばモノパルス方式は、受信信号の到来方向とアンテナ正面方向との角度差が、２つの受信チャネルに入力した和信号と差信号との比に比例する性質を用いて受信角度を測定する方式である。

一般に、ミリ波帯にて使用される汎用マルチチャンネルＩＣ（例えば、ＦＭＣＷ／ＦＣＭトランシーバＩＣ）は、基本的にＭＩＭＯレーダモジュール用途に開発されている。従来、汎用されている汎用マルチチャンネルＩＣは、例えば２以上の送信チャンネル及び２以上の受信チャンネルを備える。開発者は、この汎用マルチチャンネルＩＣの複数の送信チャンネル及び複数の受信チャンネルから仮想アレー・アンテナを形成しＭＩＭＯレーダシステムを構成する。

発明者は、汎用マルチチャンネルＩＣをＭＩＭＯではなく、モノパルス方式などの他の方式に用いた場合に、汎用マルチチャンネルＩＣから生成可能な信号をオンチップＢＩＳＴ信号源の一部として転用可能であることを見出した。

本開示の目的は、複数の送信出力端子と受信端子を有する汎用マルチチャンネルＩＣと受信移相器ＩＣを含む用いたフェーズド・アレイ・アンテナ・モジュールにおいて、当該汎用マルチチャンネルＩＣから生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成し、受信移相器ＩＣを自己診断できるようにした自己診断装置を提供することにある。

請求項１記載の発明は、複数の受信チャンネルの信号をそれぞれ移相する移相器（３８）を受信経路に備えた受信チャネル（３３；７３３）を備えた受信移相器ＩＣ（３２ａ、３２ｂ）と、第１出力信号（LO1）、第２出力信号（LO2）、第３出力信号（LO3）、及び第４出力信号（CLK1）を同期出力可能にするＰＬＬ（９）を備え、受信移相器ＩＣから複数の受信チャネルの処理信号を入力し第１出力信号（LO1）と混合して中間周波数信号（IFOUT）とする汎用マルチチャンネルＩＣ（２）と、汎用マルチチャンネルＩＣによる第２出力信号を用いて複数の送信チャンネルの信号を出力する送信移相器ＩＣ（２１）と、を備えて動作するミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール（１；２０１；３０１；４０１；５０１；６０１；７０１）における自己診断装置を対象としている。

自己診断信号生成部（３５；２３５；３３５；４３５；５３５；６３５；７３５）は、第１出力信号及び第２出力信号に対して同期して出力される第３出力信号及び第４出力信号に基づいて受信移相器ＩＣの受信チャネルに入力させる自己診断信号を生成する。このため、汎用マルチチャンネルＩＣから生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成でき、受信移相器ＩＣを自己診断できる。

第１実施形態に係るミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュールの電気的構成図 第１実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第１実施形態における自己診断信号のスペクトラム特性の説明図 第２実施形態に係る自己診断信号生成部の電気的構成図 第３実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第４実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第５実施形態における自己診断信号生成部の電気的構成図 第６実施形態におけるノイズキャンセラ機能の説明図 第６実施形態における第１の周波数混合器の電気的構成図 第６実施形態における第１の周波数混合器の作用説明図 第６実施形態における送信信号漏れの説明図 第６実施形態におけるノイズキャンセル効果の説明図 第７実施形態におけるレーダシステムの電気的構成図 第７実施形態におけるＰＣＢ配線カプラの構造を模式的に示す斜視図

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。

（第１実施形態）
図１から図３は第１実施形態の説明図を示している。図１に例示したように、レーダシステムを構成するミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール１は、汎用マルチチャンネルＩＣ２、送信フェーズド・アレイ部２１、及び受信フェーズド・アレイ部３１を接続して構成され、制御器１６により統括制御されることにより動作する。以下では、ミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール１をモジュール１と略す。モジュール１を用いたレーダシステムは、信号処理部１７を用いて汎用マルチチャンネルＩＣ２、受信フェーズド・アレイ部３１から出力される信号を処理する。

送信フェーズド・アレイ部２１は、送信移相器ＩＣ２２と、当該送信移相器ＩＣ２２のそれぞれの送信チャンネルTx1～Txmの送信端に接続した送信アンテナ２３とを備える。受信フェーズド・アレイ部３１は、２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂと、当該受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの受信チャンネルRx1～Rxnの受信端にそれぞれ接続した受信アンテナ３４とを備える。

制御器１６は、所定の制御ロジックを実行することで出力周波数制御部１６ａ、位相制御部１６ｂ、及び、増幅度制御部１６ｃなどの各種制御機能を実行する。出力周波数制御部１６ａはＰＬＬ９の出力周波数を制御する。位相制御部１６ｂは、汎用マルチチャンネルＩＣ２の移相器１１及び１４の位相制御、送信フェーズド・アレイ部２１の移相器２５の位相制御、受信フェーズド・アレイ部３１の移相器３８の位相制御を行う。増幅度制御部１６ｃは、送信フェーズド・アレイ部２１の可変増幅器２６、及び、受信フェーズド・アレイ部３１の各可変増幅器３７、３９の増幅度の制御を行う。

汎用マルチチャンネルＩＣ２は、受信フェーズド・アレイ部３１から複数の受信チャンネルRx1～Rxn×２の処理信号を入力して動作するもので、マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂ、ＰＬＬ９、逓倍器１０、移相器１１、パワーアンプ１２、逓倍器１３、移相器１４、及びパワーアンプ１５を備える。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、それぞれＬＮＡ３、逓倍器４、ミキサ５、ＩＦフィルタ６、及び可変増幅器７を備えて構成される。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂの構成の詳細は後述する。

汎用マルチチャンネルＩＣ２は、送信出力を複数チャンネル分備えると共に、受信入力を複数チャンネル備えるミリ波帯（７６ＧＨｚ－８１ＧＨｚ）で用いられるＦＭＣＷ／ＦＣＭトランシーバＩＣである。本形態の汎用マルチチャンネルＩＣ２としては、送信２ｃｈ、受信２ｃｈの構成例を挙げて説明するが、例えば送信３ｃｈ、受信４ｃｈの構成であっても良いし、送信出力チャンネル数、受信入力チャンネル数は限られるものではない。

ＰＬＬ９は、基準発振回路（図示せず）から入力される基準クロックCLKを用い、基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、例えばＧＨｚ帯の周波数の第１信号～第３信号を同期生成すると共にＭＨｚ帯の第４信号を同期生成する。ＰＬＬ９は、第１信号をそのままマルチチャンネル混合器２ａ、２ｂに入力させる。マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、逓倍器４を内蔵しており第１信号を４逓倍し周波数ｆLO1の第１出力信号LO1とする。

他方、逓倍器１０は、ＰＬＬ９の第２信号を４逓倍し移相器１１に出力する。移相器１１は、制御器１６の位相制御部１６ｂにより位相値を制御可能に構成され、設定された位相値だけ移相した信号をパワーアンプ１２に出力する。パワーアンプ１２は、入力した信号を電力増幅し周波数ｆLO2の第２出力信号LO2として送信フェーズド・アレイ部２１に送信チャンネルTx1～Txmの信号出力用途で出力する。

また逓倍器１３は、ＰＬＬ９の第３信号を４逓倍し移相器１４に出力する。移相器１４は、制御器１６の位相制御部１６ｂにより位相値を制御可能に構成され、設定された位相値だけ移相した信号をパワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、入力した信号を電力増幅し周波数ｆLO3の第３出力信号LO3として受信フェーズド・アレイ部３１の受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂに出力する。またＰＬＬ９は、第４出力信号CLK1を自己診断用クロック信号CLK1として受信フェーズド・アレイ部３１の受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂに出力する。

これにより、汎用マルチチャンネルＩＣ２は、周波数ｆLO1の第１出力信号LO1、周波数ｆLO2の第２出力信号LO2、周波数ｆLO3の第３出力信号LO3を同期生成できる。また汎用マルチチャンネルＩＣ２は、周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を前述の第１～第３出力信号LO3に同期して生成できる。

同一ブロックのＰＬＬ９が第１信号～第４信号を全て生成するため、第１出力信号LO1～第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1は、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。これによりＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質な信号を生成できる。

なお第１出力信号LO1～第３出力信号LO3の周波数ｆLO1～ｆLO3は互いに同一の周波数の例えば８０ＧＨｚとなる。自己診断用クロック信号CLK1は、第１出力信号LO1～第３出力信号LO3の周波数よりも低くＤＣを超える周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLK（例えば、２０ＭＨｚ程度）のクロック信号である。なお、レーダシステムがモジュール１を用いて通常ターゲットまでの距離等を測定するときには、制御器１６はＰＬＬ９による自己診断用クロック信号CLK1の出力を停止させて測距する。

他方、送信移相器ＩＣ２２は、２以上の送信チャンネルTx1～Txmの送信チャネル２４を備え、各送信チャネル２４の入力は共通接続されている。送信移相器ＩＣ２２の各送信チャネル２４の送信端にはそれぞれ送信アンテナ２３が接続されている。各送信チャネル２４は、移相器２５、可変増幅器２６、及びパワーアンプ２７を縦続接続して構成される。

各送信チャンネルTx1～Txmの移相器２５は、制御器１６の位相制御部１６ｂから制御信号を入力することで、汎用マルチチャンネルＩＣ２から出力される第２出力信号LO2の位相を、各送信チャンネルTx1～Txmの間で相関性をもって調整可能に構成される。例えば、制御器１６の位相制御部１６ｂが、数度ステップにて位相制御信号を各送信チャンネルTx1～Txmの移相器２５にそれぞれ出力する。すると、各送信チャンネルTx1～Txmの移相器２５は、各送信チャンネルTx1～Txmの識別番号1～mに基づく比例数を乗じた位相だけ移相した信号を出力する。

Beam steeringをθ方向に向けるとき、移相器２５の位相ステップΦnは、以下の式（１）のように表される。ここでは、λ＝７６．５ＧＨｚの波長、ｄ＝アンテナ間隔である。例えば、制御器１６が、位相制御部１６ｂにより１°を示す向きにステアリングさせたい場合、各移相器２５は、１チャンネルの場合０°、２チャンネルの場合３°、３チャンネルの場合６°…というように、送信チャンネルTx1～Txnの識別番号1～nを用いて、式（１）に基づいて移相して信号出力する。

移相器２５の出力は可変増幅器２６に入力される。可変増幅器２６は、制御器１６から入力される制御信号に基づいて増幅度を調整可能に構成され、移相器２５の出力を増幅しパワーアンプ２７に出力する。パワーアンプ２７は、可変増幅器２６の出力を電力増幅し、送信アンテナ２３に出力することでミリ波帯（例えば、８０ＧＨｚ帯）のレーダ波をターゲット（物標：図示せず）に照射する。

他方、受信フェーズド・アレイ部３１は、２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂを備える。ここでは２つの受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂを用いた構成を説明するが、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの構成数は限られるものではない。受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂはそれぞれ同一構成であるため、受信移相器ＩＣ３２ａの構成を説明し、受信移相器ＩＣ３２ｂの構成説明を省略する。

受信移相器ＩＣ３２ａは、複数の受信チャンネルRx1～Rxnの受信チャネル３３を組み込んでいる。各受信チャンネルRx1～Rxnの受信チャネル３３の受信端にはそれぞれ受信アンテナ３４が接続されている。また受信移相器ＩＣ３２ａには自己診断信号生成部３５が組み込まれている。

受信移相器ＩＣ３２ａは、ターゲットに反射したレーダ波を受信アンテナ３４にて受信し、ローノイズアンプ３６、可変増幅器３７、移相器３８、及び、可変増幅器３９を介して取得された各受信チャンネルRx1～Rxnのミリ波帯の信号を出力端子４０から合成出力する。受信移相器ＩＣ３２ａは、移相器３８を受信経路に備えている。なお、本形態の受信移相器ＩＣ３２ａは、図１及び図２に例示したように、出力端子４０の周辺に当該出力端子４０の出力電力を検出するパワーディテクタ６０を備え、このパワーディテクタ６０により出力パワーを予備的に検出可能に構成されている。

ローノイズアンプ３６は、ターゲットに反射し受信アンテナ３４から受信した信号を低雑音増幅し、可変増幅器３７に出力する。可変増幅器３７は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を変更可能に構成され、増幅した信号を移相器３８に出力する。

各受信チャンネルRx1～Rxnの移相器３８は、制御器１６の位相制御部１６ｂから入力される位相制御信号に基づいて、可変増幅器３７の出力の位相を、各受信チャンネルRx1～Rxnの間にて相関性をもって調整する。例えば、制御器１６が、位相制御部１６ｂにより数度ステップにて各受信チャンネルRx1～Rxnの移相器３８に位相制御信号を出力することで、各受信チャンネルRx1～Rxnの移相器３８は、各受信チャンネルRx1～Rxnの識別番号1～nに対応して式（１）に基づいた位相だけ移相して信号出力する。

例えば、制御器１６の位相制御部１６ｂが１°を示す位相制御信号を出力した場合、各移相器３８は、１チャンネルの場合０°、２チャンネルの場合３°、３チャンネルの場合６°…というように、位相制御信号に受信チャンネルRx1～Rxnの識別番号1～nに対応して式（１）に基づいた位相だけ信号を移相して可変増幅器３９に出力する。

可変増幅器３９は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を変更可能に構成され、移相器３８の出力を増幅する。受信移相器ＩＣ３２ａは、各受信チャンネルRx1～Rxnの可変増幅器３９の出力信号を合成して出力端子４０からミリ波帯の信号を出力する。

ここで、各受信チャネル３３の可変増幅器３９と出力端子４０との間の伝送線路６１は、互いにトーナメント態様にて結合する等長経路で構成されている。ここでいうトーナメント態様とは、例えば複数の直線伝送線路を結合部にて結合、屈曲又は湾曲させながら各受信チャンネルRx1～Rxnの受信チャネル３３の可変増幅器３９から出力端子４０まで互いに等長経路で接続する態様を示している。

このため伝送線路６１は、各受信チャンネルRx1～Rxnの可変増幅器３９から出力端子４０まで互いに等長となる経路で信号を伝送でき、各受信チャンネルRx1～Rxnの間で、出力端子４０に至るまでの位相を極力合わせることができる。図１に例示した伝送線路６１の構造は一例を示すものであり、受信チャンネルRx1～Rxnの可変増幅器３９の出力端から出力端子４０までの経路が伝送線路６１の上で等長経路となる条件を満たせば、特にこの構造に限られるものでない。受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの各出力端子４０の出力信号は、汎用マルチチャンネルＩＣ２の各マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂにそれぞれ入力される。

各マルチチャンネル混合器２ａ、２ｂは、ＬＮＡ３、逓倍器４、ミキサ５、ＩＦフィルタ６、及び可変増幅器７を備える。ＬＮＡ３は、受信フェーズド・アレイ部３１の出力信号を増幅してミキサ５に出力する。

逓倍器４は、ＰＬＬ９が出力する第１信号を四逓倍し周波数ｆLO1の第１出力信号LO1をミキサ５に出力する。ミキサ５は、ＬＮＡ３の出力と逓倍器４の出力とを混合しＩＦフィルタ６に出力する。ＩＦフィルタ６は、所定の中間周波数帯に帯域制限し帯域制限された信号を可変増幅器７に出力する。

可変増幅器７は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃから入力される制御信号に基づいて増幅度を調整可能に構成され、ＩＦフィルタ６の出力を増幅しＡ／Ｄ変換器８に出力する。Ａ／Ｄ変換器８は、ＩＦフィルタ６の出力をアナログデジタル変換し中間周波数信号IFOUTとして信号処理部１７に出力する。信号処理部１７は、ＦＦＴ１７ａを備え、中間周波数信号IFOUTを信号処理する。信号処理部１７が、所定の信号処理を行うことで自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する。

以下、ターゲットの存在角度の測定原理を説明する。モジュール１が、送信フェーズド・アレイ部２１からターゲットにレーダを照射すると、ターゲットに反射したレーダ波を受信フェーズド・アレイ部３１の受信アンテナ３４から受信する。

制御器１６は、位相制御部１６ｂにより受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの移相器３８の位相φを制御することで、各受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの受信チャンネルRx1～Rxnの受信パルスビームの指向性を制御する。これにより、各受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂが受信するそれぞれの受信パルスビームの主軸をターゲットの方向から対称にずらす。そして、信号処理部１７は、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂ及び汎用マルチチャンネルＩＣ２を介してそれぞれ中間周波数信号IFOUTを取得する。

信号処理部１７が、自装置からのターゲットの存在角度を算出するときには、ＦＦＴ１７ａを用いて中間周波数信号IFOUTの出力デジタルデータを高速フーリエ変換し、デジタル信号処理を実行することでマルチチャンネル混合器２ａ、２ｂの互いの中間周波数信号IFOUTの和信号レベルΣと差信号レベルΔを算出する。信号処理部１７は、受信パルスビームの受信方向とターゲットの存在方向との角度差θが、下記の式（２）に示すように、和信号レベルΣと差信号レベルΔの比に比例する関数ｆとなることを利用し、ターゲットからのレーダの受信角度をモノパルス方式により測定できる。

以下、受信チャネル３３の移相器３８を自己診断するために用意された自己診断信号生成部３５の構成を説明する。レーダシステムが、受信チャネル３３の移相器３８を自己診断するときには、汎用マルチチャンネルＩＣ２は、生成した第３出力信号LO3を自己診断信号生成部３５に出力すると共に、第３出力信号LO3より低い周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を自己診断信号生成部３５に出力する。

図２に示すように、自己診断信号生成部３５は、ＩＱ信号生成部としてのＩＱ信号生成器５０、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、及び可変増幅器５６を備える。自己診断信号生成部３５は、受信チャネル３３の移相器３８を診断処理する際に有効に動作するように構成される。

ＩＱ信号生成器５０は、２分周以上にプログラマブルに分周する分周器を用いて構成され、自己診断用クロック信号CLK1を分周することに基づいて自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿QをクロックＩＱ信号として生成し、ＩＱ直交ミキサ５１に出力する。自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qは、自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKを(１／ｎ)に分周した周波数の信号であると共に、互いに直交するＩＱ信号である。ここで、nは２以上の整数を示す。

ＩＱ直交ミキサ５１は、第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づく信号をアップコンバージョンするために設けられ、λ／４線路５２、第１の周波数変換器５３、及び第２の周波数変換器５４を備える。λ／４線路５２は、９０°移相器として用いられ、汎用マルチチャンネルＩＣ２の第３出力信号LO3を９０°位相シフトし、第２の周波数変換器５４に出力する。第１の周波数変換器５３は、第３出力信号LO3をＱ信号LO＿Qとして入力し、自己診断用Ｉ信号CLK＿Iとを混合し、合成器５５に出力する。

第２の周波数変換器５４は、λ／４線路５２の出力LO＿Iと自己診断用Ｑ信号CLK＿Qとを混合し、合成器５５に出力する。合成器５５は、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４の出力を合成し可変増幅器５６に出力する。可変増幅器５６は、制御器１６の増幅度制御部１６ｃによる制御信号に基づいて増幅度を調整可能に構成され、増幅した自己診断信号を各受信チャネル３３の受信アンテナ３４の受信端のＰＡＤカプラ３３ａに入力させる。可変増幅器５６は必要に応じて設ければ良い。

ＰＡＤカプラ３３ａは、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂ内にそれぞれ構成されると共に、各受信チャネル３３の受信端に構成され自己診断信号を受信端に入力させる。ＰＡＤカプラ３３ａは、各受信チャネル３３の受信端に容量結合することで構成され、受信チャネル３３の受信信号に自己診断信号をカップリングさせる。

図１に例示したように、自己診断信号生成部３５の出力と各ＰＡＤカプラ３３ａとの間には伝送線路５８が構成されている。

伝送線路５８は、各受信チャンネルRx1～Rxnに構成されるＰＡＤカプラ３３ａから自己診断信号生成部３５の信号出力端まで互いにトーナメント態様にて結合する等長経路により構成されている。ここでいうトーナメント態様とは、複数の直線伝送線路を結合部にて結合、屈曲又は湾曲させながら自己診断信号生成部３５の信号出力端から各受信チャンネルRx1～Rxnの受信チャネル３３のＰＡＤカプラ３３ａまで互いに等長経路で接続する態様を示している。

例えば、受信チャンネルRx1及びRx2が隣接している場合、これらのＰＡＤカプラ３３ａの間はその中点にて結合、屈曲して構成されている。したがって、結合点は、受信チャンネルRx1及びRx2のそれぞれのＰＡＤカプラ３３ａの構成部分から同一長だけ伸ばした箇所に位置している。

図１に例示したトーナメント態様の構造は一例を示すものであり、受信チャンネルRx1～Rxnの受信端から自己診断信号生成部３５の出力までの経路が伝送線路５８の上で等長経路となる条件を満たせば、この構造に限られるものでない。

伝送線路５８は、自己診断信号生成部３５の信号出力端から互いにトーナメント態様にて分離した等長経路により各受信チャンネルRx1～RxnのＰＡＤカプラ３３ａにまで信号を伝送でき、各受信チャンネルRx1～Rxnの間で位相を相互に合わせることができる。

以下、受信チャネル３３の自己診断処理の原理を説明する。レーダシステムが自己診断処理を開始すると、汎用マルチチャンネルＩＣ２は、ＰＬＬ９から第１出力信号LO1をマルチチャンネル混合器２ａ、２ｂに出力すると共に、この第１出力信号LO1の周波数ｆLO1と同一の周波数ｆLO3の第３出力信号LO3を自己診断信号生成部３５にも出力する。また汎用マルチチャンネルＩＣ２は、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3より低い周波数条件を満たす周波数ｆBIST＿CLKの自己診断用クロック信号CLK1を受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂに出力する。

自己診断信号生成部３５の合成器５５が、自己診断用クロック信号CLK1に基づいて第３出力信号LO3の周波数ｆLO3から所定のオフセット周波数ｆBIST＿CLK／２だけ離れた希望波の１トーン信号を出力するように構成することが理想的である。

このように理想的に構成することで、後段に設けられたマルチチャンネル混合器２ａのミキサ５が、この希望波の１トーン信号を受信チャネル３３の受信信号と混合し、図３の右図に示すように周波数ｆBIST＿CLK／2の１トーンの中間周波数信号IFOUTを自己診断信号BIST＿OUTとして出力できる。

すると信号処理部１７が、ＦＦＴ１７ａにより自己診断信号BIST＿OUTにＦＦＴ処理を施して移相器３８を位相評価したとしても、イメージ信号に基づく位相評価の悪化を防止できる。ＰＬＬ９が自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKを変更することでＩＦフィルタ６の帯域周波数特性をも診断できる。

図３の左側には、合成器５５が受信チャネル３３に出力する１トーンの希望波を第３出力信号LO3の周波数ｆLO3の上側の周波数に示し、イメージ波を周波数ｆLO3の下側の周波数に示している。第１の周波数変換器５３の出力は下記の式（３）のように表現できる。

式（３）において、角周波数ωLO＿UPは、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3に対応して換算される角周波数２π×ｆLO3を表す。また角周波数ωBIST＿CLKは、ＩＱ直交ミキサ５１のＩ出力、Ｑ出力の各周波数ｆBIST＿CLK／２から換算される角周波数２π×ｆBIST＿CLK／２＝π×ｆBIST＿CLKを表す。同様に、第２の周波数変換器５４の出力は下記の式（４）のように表現される。

この式（４）は、式（３）との位相差を考慮した相対的な計算式を示している。合成器５５が、第１の周波数変換器５３の出力と第２の周波数変換器５４の出力とを合成すると、式（３）の右辺第２項と式（４）の右辺第２項とが相殺されることになり、合成器５５の出力は、下記の式（５）のように表すことができる。

すなわち合成器５５が、第１の周波数変換器５３の出力と第２の周波数変換器５４の出力とを合成することで、原理的に角周波数（ωLO＿UP＋ωBIST＿CLK）の１トーン信号を出力できることがわかる。

また発明者は、図２の構成についてイメージ波の抑圧度をシミュレーションにより検証している。図３に合成器５５の出力RxINのシミュレーション結果を示すように、希望波となる上側周波数ｆRF+（＝ｆLO3＋ｆBIST＿CLK／２）の出力ＰRF+が、イメージ波となる下側周波数ｆRF-（＝ｆLO3－ｆBIST＿CLK／２）の出力ＰRF-よりも、大幅なゲインを得られることが確認されている。また、第３出力信号LO3の漏れパワーＰLO3も希望波よりも相当程度低減できることが確認されており、十分に実用できる構成であることを確認できている。図３に示した第３出力信号LO3の周波数ｆLO3のトーンは、合成器５５のUPMIX出力端において－４０ｄＢｃ以下に抑制されることを確認している。

これにより信号処理部１７が、中間周波数信号IFOUTをＦＦＴ１７ａにより高速フーリエ変換処理することに基づいて、自己診断用クロック信号CLK1の周波数にて移相器３８の位相値を正確に評価できる。特に、自己診断用クロック信号CLK1の周波数ｆBIST＿CLKに基づく比較的低い周波数ｆBIST＿CLK／２にて移相器３８の位相特性を診断でき、この結果、移相器３８の位相誤差を精度良く算出できる。これにより、移相器３８の位相φを正確に評価できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＬＬ９が第１出力信号LO1及び第２出力信号LO2に同期出力する第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づいて、自己診断信号生成部３５が自己診断信号を生成し受信フェーズド・アレイ部３１の受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂに入力させている。これにより、汎用マルチチャンネルＩＣ２から生成可能な信号を組み合わせることでＣ／Ｎと周波数確度の良い高品質なオンチップＢＩＳＴ信号源を生成でき、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂを精度良く自己診断できる。なお、後述実施形態に示すように、ＩＱ直交ミキサ５１を用いて自己診断信号生成部を構成しなくても良い。

合成器５５が、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４の出力を合成して受信チャネル３３に出力しているため、ミキサ５により混合して出力される中間周波数信号IFOUT、すなわち自己診断信号BIST＿OUTのイメージ干渉を抑圧できる。

（第２実施形態）
図４は第２実施形態に係る説明図を示す。図４に示すモジュール２０１の受信移相器ＩＣ３２ａには、自己診断信号生成部２３５が構成されている。自己診断信号生成部２３５は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部３５に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成であり同一部分には同一符号を付して説明を省略する。自己診断信号生成部２３５が、λ／４線路５２に代えてハイブリッドカプラ５２ａを９０°移相器として備えていても良い。ハイブリッドカプラ５２ａは、第３出力信号LO3を互いに９０°位相の異なるローカルＩＱ信号として第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４にそれぞれ出力する。

このため、第１の周波数変換器５３及び第２の周波数変換器５４も互いに９０°位相を変化した信号を出力するようになる。本形態においては、第１実施形態と同様に作用することで、原理上１トーンの信号を受信チャネル３３のＰＡＤカプラ３３ａに出力できる。したがって、本形態においても第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
図５は第３実施形態の説明図を示す。図５に示すモジュール３０１の受信移相器ＩＣ３２ａには、自己診断信号生成部３３５が構成されている。図示していないが、受信移相器ＩＣ３２ｂにも同様の自己診断信号生成部３３５が構成されている。自己診断信号生成部３３５は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部３５に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成であり同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

自己診断信号生成部３３５は遅延器５９を備える。遅延器５９は、ＩＱ信号生成器５０の自己診断用Ｑ信号CLK＿Q、自己診断用Ｉ信号CLK＿Iの両方またはどちらかの出力に構成され、自己診断用Ｑ信号CLK＿Q及び／又は自己診断用Ｉ信号CLK＿Iの出力を遅延させてＩＱバランスを改善するために構成されている。遅延器５９は、クロックＩＱ信号の位相差を補正する。遅延器５９は、自己診断信号生成部３３５に構成される各構成要素５０～５６の個体ばらつき等に基づく位相誤差等を補償するために設けられている。これにより、個体ばらつきに基づく誤差を補償できる。信号処理部１７が中間周波数信号IFOUTの出力のイメージ信号をＦＦＴ１７ａによりモニタしながら、制御器１６が遅延器５９の遅延量を変化させることでイメージ抑圧効果を大きくできる。

（第４実施形態）
図６は第４実施形態の説明図を示す。図６に示すモジュール４０１の受信移相器ＩＣ３２ａには自己診断信号生成部４３５が構成されている。図示していないが、受信移相器ＩＣ３２ｂにも同様の自己診断信号生成部４３５が構成されている。自己診断信号生成部４３５は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部３５に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。

自己診断信号生成部４３５は、ＩＱ信号生成器５０、ＩＱ直交ミキサ５１、合成器５５、可変増幅器５６、及び第２移相器５７を備える。ＩＱ直交ミキサ５１は、λ／４線路５２、第１の周波数変換器５３、及び第２の周波数変換器５４を備える。

第２移相器５７は、制御器１６による制御信号に基づいて位相φ２を調整可能に構成され、可変増幅器５６の出力を位相φ２だけ調整した診断信号を各受信チャネル３３のＰＡＤカプラ３３ａに入力させる。第２移相器５７は、合成器５５の出力位相を適宜調整するために設けられている。

信号処理部１７が中間周波数信号IFOUTの出力のイメージ信号をモニタしながら、制御器１６が第２移相器５７の位相φ２を調整することで、イメージ抑圧効果を高めることができる。

（第５実施形態）
図７は第５実施形態の説明図を示す。図７に例示したモジュール５０１の受信移相器ＩＣ３２ａには自己診断信号生成部５３５が構成されている。図示していないが、受信移相器ＩＣ３２ｂにも同様の自己診断信号生成部５３５が構成されている。自己診断信号生成部５３５は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部３５に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。

自己診断信号生成部５３５が、ＩＱ直交ミキサ５１に代えて単一のアップコンバージョンミキサ５５１を備えていても良い。本形態では、図７に例示したように、自己診断信号生成部５３５は、アップコンバージョンミキサ５５１、可変増幅器５６、及び第２移相器５７により構成されている。図７に例示した構成では、ＩＱ直交ミキサ５１を用いていないため、自己診断信号生成部５３５は、第３出力信号LO3と自己診断用クロック信号CLK1とを混合した２トーンのＲＦ信号を出力する。この２トーンのＲＦ信号は、周波数ｆLO3±ｆBIST＿CLKにてほぼ同じ振幅となる。このとき、信号処理部１７が中間周波数信号IFOUTをモニタしながら、制御器１６が、位相制御部１６ｂにより第２移相器５７の位相φ２を調整制御する。発明者は、第２移相器４７の位相変化０°～３６０°に対し、イメージ干渉を制御しながら２つのピークが得られることを実験等から知り得ている。このため、制御器１６が、第２移相器５７の位相φ２を調整制御することでイメージ抑圧効果を高めることができる。

（第６実施形態）
図８から図１１は第６実施形態の説明図を示す。図８に例示したモジュール６０１の受信移相器ＩＣ３２ａには自己診断信号生成部６３５が構成されている。図示していないが、受信移相器ＩＣ３２ｂにも同様の自己診断信号生成部６３５が構成されている。自己診断信号生成部６３５は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部３５に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。

自己診断信号生成部６３５が、ＩＱ直交ミキサ５１に代えて、２トーンモード及びスルーモードを切替可能なアップコンバージョンミキサ６５１を備えるように構成しても良い。本形態では、レーダシステムが、モジュール６０１にてスルーモードのアップコンバージョンミキサ６５１を用いることで送信信号のノイズキャンセラ機能を実現する形態を説明する。

本形態におけるアップコンバージョンミキサ６５１は、第１実施形態にて説明したＩＱ直交ミキサ５１と同様の機能を備えることで第１の周波数混合器６５３から第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づく信号をアップコンバージョンして２トーンを出力する２トーンモードで動作可能になっている。またアップコンバージョンミキサ６５１は、第２の周波数混合器６５４の動作が無効化されることで第１の周波数混合器６５３から第３出力信号LO3をスルー出力するスルーモードで動作可能になっている。

図９及び図１０は第１の周波数混合器６５３の電気的構成図を示す。図９に示すように、第１の周波数混合器６５３は、第３出力信号LO3を所定の増幅度で増幅する増幅段７１と、自己診断用クロック信号CLK1を分周することで生成したクロックＩＱ信号の自己診断用Ｉ信号CLK＿Iを入力端子となるゲートに入力する第１～第４のトランジスタＴ１～Ｔ４を備えるスイッチ段７２と、を備え、負荷７３に高周波出力するギルバートミキサにより構成される。第１のトランジスタＴ１～第４のトランジスタＴ４は、それぞれ例えばＭＯＳトランジスタにより構成されている。

第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲートは共通接続されている。第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートは共通接続されている。また第１及び第３のトランジスタＴ１及びＴ３の増幅段７１の側の通電端子としてのソースは共通接続されている。また第２及び第４のトランジスタＴ２及びＴ４の増幅段７１の側の通電端子としてのソースは共通接続されている。また、第１及び第２のトランジスタＴ１及びＴ２の負荷７３の側の通電端子としてのドレインは共通接続されている。また第３及び第４のトランジスタＴ３及びＴ４の負荷７３の側の通電端子としてのドレインは共通接続されている。

また本実施形態では、第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲート、並びに、第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートには、それぞれＤＣバイアスＶｂが抵抗７４，７５を通じて印加可能に構成されている。なお、第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートに対するＤＣバイアスＶｂの供給点には、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が接続されており、制御器１６がスイッチＳＷ１及びＳＷ２をオン・オフ制御することによりＤＣバイアスＶｂを切替入力可能になっている。

第２及び第３のトランジスタＴ２及びＴ３のゲートには、自己診断用Ｉ信号CLK＿Iが、直流遮断コンデンサ７６を通じて入力されている。また第１及び第４のトランジスタＴ１及びＴ４のゲートには、自己診断用Ｉ信号CLK＿Iが直流遮断コンデンサ７７を通じて入力されている。また、第１～第４のトランジスタＴ１～Ｔ４のソースには、第３出力信号LO3をＱ信号LO＿Qとして増幅段７１を介して入力されている。このため、第１から第４のトランジスタＴ１～Ｔ４は、第３出力信号LO3とＩＱ信号生成器５０の自己診断用Ｉ信号CLK＿Iとを混合した信号を、負荷７３を通じて合成器５５に出力できる。

制御器１６は、自己診断信号生成部６３５から自己診断信号生成部３５と同様の自己診断信号を出力させるときには、図９に示すように第１の周波数混合器６５３のスイッチＳＷ２をオン制御し、スイッチＳＷ１をオフ制御する。また制御器１６は、第２の周波数混合器６５４のスイッチＳＷ２を共にオン制御し、スイッチＳＷ１をオフ制御する。これにより制御器１６は、第１の周波数混合器６５３を動作させる。図示していないが、制御器１６は、第２の周波数混合器６５４も同時に動作させる。

アップコンバージョンミキサ６５１は、第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づいて第１の周波数混合器６５３からアップコンバージョンした信号を出力すると共に、第３出力信号LO3及び自己診断用クロック信号CLK1に基づいて第２の周波数混合器６５４からアップコンバージョンした信号を出力する。このとき、アップコンバージョンミキサ６５１の第１の周波数混合器６５３及び第２の周波数混合器６５４は何れも２トーンモードにて動作している。合成器５５が、第１の周波数混合器６５３及び第２の周波数混合器６５４の出力信号を合成することで１トーン信号をＰＡＤカプラ３３ａに出力できる。この場合、第１実施形態にて自己診断信号生成部３５を例示して説明したように、自己診断信号生成部３５と同様の自己診断信号をＰＡＤカプラ３３ａに生成出力できる。

また汎用マルチチャンネルＩＣ２は、送信チャネル２４用に生成した第２出力信号LO2がＩＣ内部を通じてマルチチャンネル混合器２ａの信号入力端に回り込むことが想定される（図８のＴＸｌｅａｋ参照）。このノイズをキャンセルするため、通常のレーダシステムとして動作させるときに、アップコンバージョンミキサ６５１をスルーモードで動作させることが望ましい。

制御器１６が、スルーモードにてアップコンバージョンミキサ６５１を動作させるときには、図１０に示すように、第１の周波数混合器６５３のスイッチＳＷ１をオン制御し、スイッチＳＷ２をオフ制御する。また制御器１６は、Gm stageに供給するバイアス電流をオフすることで第２の周波数混合器６５４の動作を無効化する。

これにより、第１の周波数混合器６５３のトランジスタＴ１及びＴ４のゲートにはＤＣバイアスＶｂが印加されると共に、トランジスタＴ２及びＴ３のゲートが抵抗７５を通じてグランド電位になる。トランジスタＴ２及びＴ３は常時オフするため、トランジスタＴ２及びＴ３の機能を完全に無効化できる。これにより、自己診断用Ｉ信号CLK＿Iの入力を無効化できる。

トランジスタＴ１及びＴ４のゲートにはＤＣバイアスＶｂが印加されている。このため、トランジスタＴ１及びＴ４を有効に機能させることができる。このときの第１の周波数混合器６５３は、カスコード接続増幅器と同様の回路となるため、トランジスタＴ１及びＴ４のソースに入力された第３出力信号LO3（Ｑ信号LO＿Q）を増幅して負荷７３に出力できる。実際の動作では、ＰＬＬ９から出力する自己診断用クロック信号CLK1自体を、グランド短絡スイッチにより停止することが信号品質向上のためには望ましい。

本形態では、モジュール１を用いてレーダシステムが通常の測距処理を行うときには、制御器１６がアップコンバージョンミキサ６５１をスルーモードに切替えることで送信信号漏れのノイズキャンセラ機能を実現する。汎用マルチチャンネルＩＣ２は、送信フェーズド・アレイ部２１に出力する第２出力信号LO2と同期して第３出力信号LO3を自己診断信号生成部６３５に出力する。このため、送信フェーズド・アレイ部２１が出力するレーダの周波数は、第３出力信号LO3の周波数ｆLO3に同期する。

制御器１６は、アップコンバージョンミキサ６５１をスルーモードに設定することで、第３出力信号LO3の１トーン信号を合成器５５を通じてそのままＰＡＤカプラ３３ａに入力させることができる。

図１１に例示したように、自己診断信号生成部６３５が出力する第３出力信号LO3のBIST１トーンパワーＰ_{１ｔｏｎｅ}は、ＴＸリークと同程度のパワーに調整することが十分なリークキャンセルを得るために重要である。制御器１６は、第２移相器５７の位相φ２を調整することで、BIST 1tone パワーＰ1toneの位相を送信漏れ信号に対して逆相に調整する。これにより、図１２に例示したように送信信号漏れを打ち消すことができる。一方、ターゲット（物標）に反射して受信した所望波Ｐ_ＲＸＩＮは、周波数オフセットが生じるため、ノイズキャンセルの影響を受けない。

このため、汎用マルチチャンネルＩＣ２の送信信号が、たとえ汎用マルチチャンネルＩＣ２の受信入力端に漏れたとしても、モジュール６０１の通常動作中にこの送信漏れをキャンセルできる。

（第７実施形態）
図１３及び図１４は、第７実施形態の説明図を示す。図１３にモジュール７０１を例示したように、前述実施形態で説明した受信移相器ＩＣ３２ａの構成の一部又は全部を集積化することなくディスクリート部品を用いて構成しても良い。図１３に例示したように、モジュール７０１は、ＰＣＢ７２０の表層上に、汎用マルチチャンネルＩＣ２、自己診断信号生成部５３５を集積化した診断信号生成ＩＣ７３５を搭載して構成される。なお、図１３には送信フェーズド・アレイ部２１は図示していないが、ＰＣＢ７２０の上に搭載されていても良いし、別のＰＣＢに搭載されていても良い。

ＰＣＢ７２０は、表層及び裏層に銅箔面を構成すると共に当該銅箔面の内側に誘電層を挟んで構成され、表層に受信チャネル３３の回路を搭載すると共に、裏層に受信アンテナ３４を平面的に構成している（図１４参照）。本形態の受信チャネル７３３は、ＰＣＢ７２０の表層上に、ローノイズアンプ３６、可変増幅器３７、移相器３８、及び、可変増幅器３９をそれぞれディスクリート部品により構成されている。

受信チャネル７３３が、ＰＣＢ７２０の表層上にディスクリート部品により構成されている場合、図１４に例示したように、各受信チャンネルRx1～Rxnの受信チャネル７３３の受信端にＰＣＢ配線カプラ７３３ａを構成すると良い。

受信アンテナ３４とＬＮＡ３６との間にはスルーホールヴィア８０及び受信配線８１が伝送線路として構成されている。スルーホールヴィア８０は、ＰＣＢ７２０の表層及び裏層間を貫通して導通接続するように構成されている。受信配線８１は、その一端がスルーホールヴィア８０の表層ランドに接続されると共に他端がＬＮＡ３６の入力端に接続して構成される。ＢＩＳＴ配線３５ａは、前述実施形態で説明した伝送線路５８を構成するもので、スルーホールヴィア８０の表層ランドの一部周囲を囲むと共に表層ランドから離間して構成されたカップリング部３５ｂを備える。

ＰＣＢ配線カプラ７３３ａは、受信配線８１とカップリング部３５ｂとが容量結合することで構成される。このため、診断信号生成ＩＣ７３５が診断信号をＢＩＳＴ配線３５ａを通じてＰＣＢ配線カプラ７３３ａに出力することで受信チャネル７３３の受信端にカップリング入力させることができる。

受信移相器ＩＣ７２１は、単体の受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂに限られるものではなく、受信移相器ＩＣ３２ａ、３２ｂの一部又は全部をディスクリート部品により構成したものも含まれるものである。

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、７０１はミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール、２は汎用マルチチャンネルＩＣ、９はＰＬＬ、１７は信号処理部（検出部）、２１は送信フェーズド・アレイ部、３１は受信フェーズド・アレイ部、３２ａ、３２ｂは受信移相器ＩＣ、３３、７３３は受信チャネル、３５、２３５、３３５、４３５、５３５、６３５、７３５は自己診断信号生成部、３８は移相器、５０はＩＱ信号生成器（ＩＱ信号生成部）、５１はＩＱ直交ミキサ、６５１はアップコンバージョンミキサ、５２はλ／４線路（９０°移相器）、５２ａはハイブリッドカプラ（９０°移相器）、６５３は第１の周波数混合器、６５４は第２の周波数混合器、５７は第２移相器、５９は遅延器、７３３ａはＰＣＢ配線カプラ、８０はスルーホールヴィア、LO1は第１出力信号、LO2は第２出力信号、LO3は第３出力信号、CLK1は自己診断用クロック信号（第４出力信号）を示す。

Claims (11)

1. 複数の受信チャンネル（Rx1～Rxn）の受信信号をそれぞれ移相する移相器（３８）を受信経路に設けた受信チャネル（３３；７３３）を備える受信移相器ＩＣ（３２ａ、３２ｂ）と、
   第１出力信号（LO1）、第２出力信号（LO2）、第３出力信号（LO3）、及び第４出力信号（CLK1）を同期出力可能にするＰＬＬ（９）を備え、前記受信移相器ＩＣから複数の受信チャネルの処理信号を入力し前記第１出力信号と混合して中間周波数信号（IFOUT）とする汎用マルチチャンネルＩＣ（２）と、
   前記汎用マルチチャンネルＩＣによる前記第２出力信号を用いて複数の送信チャンネル（Tx1～Txm）の信号を出力する送信移相器ＩＣ（２２）と、を備えて動作するミリ波レーダ用フェーズド・アレイ・アンテナモジュール（１；２０１；３０１；４０１；５０１；６０１；７０１）における自己診断装置であって、
   前記第１出力信号及び前記第２出力信号に対して同期して出力される前記第３出力信号及び前記第４出力信号に基づいて前記受信移相器ＩＣの前記受信チャネルに入力させる自己診断信号を生成する自己診断信号生成部（３５；２３５；３３５；４３５；５３５；６３５；７３５）を備える自己診断装置。
2. 前記自己診断信号生成部（３５；２３５；３３５；４３５；６３５）は、前記第３出力信号及び前記第４出力信号に応じた信号をアップコンバージョンするためにＩＱ直交ミキサ（５１；６５１）を備える請求項１記載の自己診断装置。
3. 前記自己診断信号生成部（３５；２３５；３３５；４３５；６３５）は、前記第３出力信号を互いに９０°位相を変化させる９０°移相器（５２；５２ａ）を備える請求項２記載の自己診断装置。
4. 前記自己診断信号生成部（３５；２３５；３３５；４３５；６３５）は、
   前記第４出力信号を２分周以上にプログラマブルに分周することに基づいてクロックＩＱ信号を生成するＩＱ信号生成器（５０）を備え、
   前記自己診断信号生成部は、前記第３出力信号と前記ＩＱ信号生成器のクロックＩＱ信号とを前記ＩＱ直交ミキサにより前記アップコンバージョンすることで前記自己診断信号を生成する請求項２又は３記載の自己診断装置。
5. 前記自己診断信号生成部（３３５）は、前記クロックＩＱ信号の両方または何れかの出力にＩＱバランスを改善するための遅延器（５９）を備える請求項４記載の自己診断装置。
6. 第２移相器（５７）をさらに備え、
   前記自己診断信号生成部（４３５；５３５；６３５）は、当該第２移相器により位相を調整して前記自己診断信号を生成する請求項１又は２記載の自己診断装置。
7. 前記第３出力信号を入力する第１の周波数混合器（６５３）、及び、前記第３出力信号を９０°移相した信号を入力する第２の周波数混合器（６５４）を備え、前記第１の周波数混合器（６５３）及び前記第２の周波数混合器（６５４）の動作がスイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）により切替えられることで、前記第１の周波数混合器から前記第３出力信号及び前記第４出力信号に基づく信号をアップコンバージョンして出力する２トーンモード、及び、前記第１の周波数混合器から前記第３出力信号をスルー出力するスルーモードを切替可能にするアップコンバージョンミキサ（６５１）を備える請求項１記載の自己診断装置。
8. 前記アップコンバージョンミキサは、前記スルーモードに設定されることで前記汎用マルチチャンネルＩＣによる前記第２出力信号に基づく送信信号漏れのノイズキャンセラ機能を実現する請求項７記載の自己診断装置。
9. 前記自己診断信号生成部は、前記受信移相器ＩＣ（３２ａ、３２ｂ）内に形成されたＰＡＤカプラ（３３ａ）を通じて前記自己診断信号を入力させる請求項１又は２記載の自己診断装置。
10. 前記自己診断信号生成部は、前記受信チャネル（７３３）が搭載されるＰＣＢ（７２０）に形成されたＰＣＢ配線カプラ（７３３ａ）を通じて自己診断信号を前記受信移相器ＩＣ（３２ａ、３２ｂ）に入力させる請求項１又は２記載の自己診断装置。
11. 前記ＰＣＢ配線カプラは、前記ＰＣＢに形成されたスルーホールヴィア（８０）の周囲を囲むように構成されたカップリング部（３５ｂ）を備える請求項１０記載の自己診断装置。
    

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