CN110609272A - 在雷达***中的相位测量 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种雷达***。根据一个实施例，雷达***具有带有第一外部HF触点的第一雷达芯片，带有第二HF触点的第二芯片雷达，以及HF信号路径，将第一雷达芯片的第一HF触点与第二雷达芯片的第二HF触点连接。雷达***还具有布置在第一雷达芯片中的本地振荡器，其配置为产生HF振荡器信号并且与第一HF触点耦合，从而将HF振荡器信号传输给第二雷达芯片。在第二雷达芯片中设置的反馈电路可切换地与第二HF触点连接，并且被配置为反射经由HF线路到达的HF振荡器信号的至少一部分作为HF反馈信号。在第一雷达芯片中布置的测量电路，其经由耦合器与第一HF触点耦合，接收HF反馈信号，并且被配置为基于HF反馈信号和由本地振荡器产生的HF振荡器信号确定表示相移的信号。

Description

在雷达***中的相位测量
技术领域
本说明书涉及雷达传感器领域，尤其涉及具有用于产生HF振荡器信号的压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)的锁相环。
背景技术
高频(HF)发射器和接收器存在于各种应用中，特别是在无线通信和雷达传感器领域。在汽车领域中，对雷达传感器的需求不断增加，雷达传感器尤其用于驾驶员辅助***(Advanced driver assistance systems，ADAS)，例如可用于自适应巡航控制(ACCAdaptive Cruise Control，或Radar Cruise Control)***。这种***可以自动调节汽车的速度，以便与其他行驶在前面的汽车的(以及其他物体和行人)保持安全距离。汽车领域的其他应用例如是盲点检测(blind spot detection)，车道变换辅助(lane changeassist)等。
现代雷达***使用高度集成的HF电路，其可以在单芯片壳体 (Single-Chip-Transceiver)中包含雷达收发器的HF前端的所有核心功能。这种HF前端可以包括但不限于HF本地振荡器(LO)，功率放大器，低噪声放大器(low noise amplifiers，LNA)或混频器。尽管如此，雷达设备可以包括多个雷达芯片，以向***提供多个发射 (TX)信道和多个接收(RX)信道。这种类型的MiMO***(MIMO＝ multiple-input multiple-output，多输入多输出)例如可以被使用，以能够附加地测量雷达目标的距离和速度及其角度位置(方位角和/或仰角)并进而测量其空间范围。此外，使用所谓的波束整形技术需要多个TX和/或RX信道。
在具有多个TX信道和多个TX天线的***中，各个TX天线通常发射相干HF雷达信号，并且为此，TX信道需要具有定义相位的相干HF输入信号(本地振荡器信号)。
发明内容
在此描述了一种雷达***。根据一个实施例，雷达***具有带有第一外部HF触点的第一雷达芯片，带有第二HF触点的第二芯片雷达，以及HF信号路径，该HF信号路径将具有第一HF触点的第一雷达芯片与具有第二HF触点的第二雷达芯片连接。雷达***还包括设置在第一雷达芯片中的本地振荡器，其设计为产生HF振荡器信号并且与第一HF触点耦合，从而将HF振荡器信号发送到第二雷达芯片。在第二雷达芯片中布置的反馈电路可切换地与第二HF触点连接并且被设计为，反射经由HF线路到达的HF振荡器信号的至少一部分作为HF反馈信号。在第一雷达芯片中布置的测量电路通过耦合器耦合与第一HF触点耦合，并接收HF反馈信号并且被设计为基于 HF反馈信号和由本地振荡器产生的HF振荡器信号确定代表相移的信号。
进一步描述了一种雷达芯片，该雷达芯片根据一个实施例具有： HF触点，其被设计为接收HF振荡器信号；反馈电路，具有可切换地与HF触点连接的终端阻抗，并具有阻抗值，使得接收到的HF振荡器信号至少部分地被反射；发射信道，在HF触点处接收的HF振荡器信号被作为输入信号提供给发送信道，并且发送信道被设计为，根据输入信号产生HF输出信号并输出给HF输出。
另外，描述了一种用于雷达***的方法。根据一个实施例，该方法包括通过第一雷达芯片中的本地振荡器产生HF振荡器信号，将 HF振荡器信号从第一雷达芯片通过HF信号路径传输到第二雷达芯片；并且基于HF振荡器信号产生HF反馈信号，其中，HF反馈信号在第二雷达芯片中或者通过对HF振荡器信号的至少一部分的反射产生或者通过借助于耦合器耦合输出HF振荡器信号的一部分产生。该方法还包括通过HF信号路径将HF反馈信号发送回第一雷达芯片；并基于HF反馈信号和HF振荡器信号确定相移。
附图说明
以下将参考附图更详细地解释实施例。附图不一定按比例绘制，并且实施例不仅限于所示的方面。相反，放置一些值来表示实施例的基本原理。图中示出：
图1是说明用于距离和/或速度测量的FMCW雷达***的功能原理的草图。
图2包括两个时序图，用于说明由FMCW***产生的HF信号的频率调制(FM)。
图3示出了用于说明FMCW雷达***的基本结构的框图。
图4示出了用于说明雷达芯片的集成HF前端电路的示例的框图。
图5示出了用于说明具有多个级联雷达芯片(主和从MMIC) 的雷达***的示例的框图。
图6示出了具有测量电路的主MMIC的示例，该测量电路用于测量由从MMIC接收的HF反馈信号的相位。
图7示出了从MMIC的示例，其中通过将由主MMIC接收的本地振荡器信号的功率的一部分例如直接在天线端口之前耦合输出并作为HF反馈信号反馈给主MMIC来产生HF反馈信号。
图8示出了主MMIC和从MMIC的示例，其中在从MMIC中， HF反馈信号通过接收到的本地振荡器信号在不匹配的阻抗处的反射来产生。
图9是类似于图6的框图，但是具有测量电路的更详细的图示。
图10示出了通过逐步改变提供给测量电路的HF参考信号的相移的相位测量的示例。
图11示出了用于说明测量在主MMIC中由主MMIC接收的HF 反馈信号的相位的方法的示例的流程图。
图12示出了图9的替代实现的示例的框图。
具体实施方式
图1以示意图示出了FMCW雷达***作为用于测量通常被称为雷达目标的物体的距离和速度的传感器的应用。在本示例中，雷达装置10分别具有单独的发射(TX)和接收(RX)天线5和6(双基地或伪单基地雷达配置)。然而，应该注意，也可以使用单个天线，其同时用作发射天线和接收天线(单基地雷达配置)。发射天线5发射连续的HF信号sRF(t)，其例如用一种锯齿信号(周期性，线性频率斜坡)进行频率调制。发射的信号sRF(t)在雷达目标T处向回散射，并且向回散射的/反射的信号yRF(t)由接收天线6接收。图1 显示了一个简化的例子；实际上，雷达传感器具有带有多个发射(TX) 和接收(RX)信道的***，以确定向回散射/反射的信号yRF(t)的到达方向(Direction of Arrival，DoA)，并进而能够更精确地定位雷达目标T。
图2例示了所提到的信号sRF(t)的频率调制。如图2(上图)所示，发射的HF信号sRF(t)由一组“啁啾”组成，也就是说，信号sRF(t) 包括一系列具有上升频率(上啁啾)或下降频率(下啁啾)的正弦波形。在本实施例中，啁啾的瞬时频率f(t)从一开始在起始频率 fSTART处在时间段TRAMP内线性地上升到停止频率fSTOP(参见图2中的下图)。这种啁啾也称为线性频率斜坡。在图2中，示出了三个相同的线性频率斜坡。然而，应该注意，参数fSTART，fSTOP，TRAMP和各个频率斜坡之间的暂停可以变化。频率变化也不一定必须是线性的(线性啁啾)。取决于实现，例如也可以使用具有指数或双曲线频率变化(指数或双曲线啁啾)的发送信号。
图3是例示雷达设备1(雷达传感器)的可能结构的框图。因此，至少一个发射天线5(TX天线)和至少一个接收天线6(RX天线) 与集成在芯片中的HF前端10连接，该前端可以包括所有那些需要用于HF信号处理的电路元件。这些电路元件包括例如一个本地振荡器(LO)，HF功率放大器，低噪声放大器(LNA，low-noise amplifier)，定向耦合器(例如，鼠径耦合器，环行器等)以及混频器，用于将HF信号下转换(down-conversion)到基带或中频带(ZF频带)中。该HF前端10可以-如可能，与另外的电路组件一同-集成到一个芯片中，该芯片通常被称为单片微波集成电路(monolithically microwave integrated circuit，MMIC)。
所示的示例示出了具有单独的RX和TX天线的双基地(或伪单基地)雷达***。在单基地雷达***的情况下，单个天线将用于发河和接收电磁(雷达)信号。在此，定向耦合器(例如，环行器) 可用于将要发射出去的HF信号从接收的HF信号(雷达回波信号) 中分离。如上所述，在实践中，雷达***通常具有若干发射和接收信道(TX/RX信道)，其具有若干TX和RX天线，其中除了其他之外还能够测量接收雷达回波的方向(DoA)。在这种类型MIMO ***中，各个TX信道和RX信道通常是相同或相似的。
在FMCW雷达***的情况下，经由TX天线5发射的HF信号可以是例如在约20GHz至100GHz的范围内(例如，在某些应用中约为77GHz)。如上所述，由RX天线6接收的HF信号包括雷达回波(啁啾回波信号)，也就是说，那些在一个或多个雷达目标上反向散射的信号分量。接收的HF信号yRF(t)例如是被下转换到基带(或 ZF频带)中并且在基带中通过模拟信号处理来进一步处理(参见图 3，模拟基带信号处理链20)。所述的模拟信号处理基本上包括对基带信号进行滤波和可能的放大。最后将基带信号数字化(参见图3，模数转换器30)并在数字域中进一步处理。数字信号处理链可以至少部分地实现为软件，其可以在处理器上执行，例如微控制器，数字信号处理器(参见图3，DSP 40)或另一计算单元。整个***通常由***控制器50控制，***控制器还可以至少部分地实现为在诸如微处理器的处理器上运行的软件。HF前端10和模拟基带信号处理链20(可选地还有模数转换器30)可以一起集成在单个MMIC(即， HF半导体芯片)中。或者，各个组件也可以分布在几个集成电路上。
图4更详细地示出了根据图3的示例的雷达收发器1的示例性实施方式。在本示例中，特别地，示出了雷达收发器1的HF前端10。应注意，图4示出了简化电路图，以示出具有TX信道和RX信道的HF前端10的基本结构。可能严重依赖于特定应用的实际实现当然可能更复杂并且通常具有多个TX和/或RX信道。
HF前端10包括本地振荡器101(LO)，其产生HF振荡器信号 sLO(t)。HF振荡器信号sLO(t)在运行中被频率调制，如上面参考图2 所述，并且也被称为LO信号。在雷达应用中，LO信号通常在SHF (超高频，厘米波)或EHF(极高频，毫米波)频带中，例如，在某些汽车应用中，在76GHz至81GHz的范围内。LO信号sLO(t)在发送信号路径TX01(在TX信道中)和在接收信号路径RX01(在 RX信道中)中被处理。本地振荡器101通常包括连接在锁相环(PLL) 中的VCO。
从TX天线5发射的发送信号sRF(t)(参见图2)通过例如借助于 HF功率放大器102放大LO信号sLO(t)产生。因此仅仅是LO信号sLO(t) 的放大版本。放大器102的输出可以耦合到HF触点TX1，在HF触点处输出放大的LO信号(HF发送信号sRF(t))。HF触点TX1耦合到TX天线5(在双基地或伪单基地雷达配置的情况下)，其将HF 发送信号作为电磁雷达信号发射。由RX天线6接收的接收信号yRF(t) 被馈送到RX信道中的接收器电路，并因此直接或间接地馈送到混频器104的HF端口。在本示例中，借助于放大器103(增益g)预放大HF接收信号yRF(t)(天线信号)。因此，混频器104接收放大的HF接收信号g·yRF(t)。放大器103例如可以是LNA。向混频器104 的参考端口提供LO信号sLO(t)，使得混频器104将(预放大的)HF 接收信号yRF(t)下转换到基带中。下转换的基带信号(混频器输出信号)由yBB(t)标识。首先对该基带信号yBB(t)进行模拟处理，其中，模拟基带信号处理链20基本上产生放大和(例如，带通或低通)滤波的作用，以抑制不需要的边带和镜像频率。馈送到模数转换器(参见图3，ADC 30)的所得模拟输出信号被以y(t)标识。用于检测雷达目标的数字化输出信号(数字雷达信号y[n])的数字进一步处理的方法本身是已知的(例如，距离多普勒分析)，因此这里不再进一步讨论。
在本示例中，混合器104将预放大的HF接收信号g·yRF(t)(即，放大的天线信号)向下混合到基带中。该混合可以在一个阶段(即从HF频带直接到基带)中实现或通过一个或多个中间阶段(即从 HF频带到中频频带并进一步到基带)中实现。在这种情况下，接收混频器104有效地包括多个串联连接的单独混频器级。鉴于图4所示的示例，很明显雷达测量的质量在很大程度上取决于LO信号sLO(t) 的质量，例如LO信号sLO(t)中包含的噪声，其由本地振荡器101的相位噪声和锁相环的带宽定量确定。
雷达芯片(MMIC)通常仅具有少量发送和接收信道。具有多个信道的雷达***可以例如是通过级联多个雷达芯片构建。特别是对于高分辨率雷达***，可能需要多个发射和接收信道。图5示出了具有四个雷达芯片1，2，3和4的示例，其中雷达芯片1作为主MMIC 1工作，MMIC 2，3和4作为从MMIC工作。也就是说，本地振荡器信号sLO(t)的产生发生在主MMIC1中，例如通过连接在锁相环 (PLL)中的VCO。主MMIC 1具有HF触点LOout，在该触点LOout处可以输出本地振荡器信号(LO信号)。例如，为此目的，发送信道的HF输出TX1可以配置为LO输出(HF触点LOout)。在所示的示例中，HF触点LOout连接到功率分配器50，该功率分配器将HF触点LOout处的LO信号sLO(t)输出分成三个LO信号，其被提供给从MMIC2，3和4。从MMIC 2，3和4各自具有HF触点LOin，其用作LO输入。MMIC1，2，3和4以及HF分配器50可以布置在印刷电路板上。在这种情况下，HF线路可以作为带状线布置在MMIC和分配器之间。也可以使用其他类型的线路(例如，波导管， waveguides)。一个或多个从MMIC也可以布置在与主MMIC不同的电路板中。在这种情况下，各种电路板通过波导管连接以传输LO 信号。HF分配器50可以在电路板的金属化层中实现，例如作为威尔金森分配器，但是可以使用其他分配器结构。主MMIC 1还可以具有配置为LO输出的多个HF触点LOout。在这种情况下，HF分配器可以集成在主MMIC中。
在图5所示的示例中，从MMIC 2和3基本上被设计为多信道 HF放大器，每个HF放大器具有四个天线输出TX1-TX4，每个输出连接到发射天线5。输出到天线5的发送信号基本上被放大，并且可能在HF触点LOin处接收的LO信号sLO(t)的相移版本。接收信道在所示示例中没有从MMIC 2和3。例如，从MMIC 4可以具有与主 MMIC 1相同的结构，但是可以配置为从设备。在所示的示例中，从 MMIC 4具有被配置为LO输入的HF触点LOin。或者，在另一个应用中，该HF触点也可以配置为HF输出。主MMIC 1和从MMIC 4 均具有四个接收信道，天线输入RX1-RX4连接到接收天线6。MMIC 1和MMIC 4的发送信道未连接到图1所示的示例中的天线。在另一示例性实施例中，图5中未使用的MMIC1和4的发送信道也可以连接到天线并用于发射雷达信号。
在图5所示的示例中，雷达***具有集成在单独芯片中的时钟发生器51。或者，时钟发生器也可以集成在主MMIC1中，从MMIC1-4 中的一个或控制器50中。由时钟发生器51产生并在时钟输出CLKout处输出的时钟信号sCLK(t)的频率显着小于LO信号sLO(t)的频率，并且通常在50-500MHz的范围内；更大和更小的频率是可能的。在所示的示例中，控制器50和MMIC 1-4各自具有时钟输入CLKin，时钟信号sCLK(t)被提供给该时钟输入CLKin。控制器50以及MMIC 1-4 可以各自具有通信接口，以便于控制器50和MMIC 1-4之间的数据传输。在所示的示例中，通信接口是串行***接口(SPI)，用于通过数字串行总线8连接控制器50和MMIC1-4。其他类型的数据传输和接口也是可能的。控制器50可以包括一个或多个处理器(具有一个或多个处理器核)，其使得控制器50的一些功能能够被软件实现。在一个实施例中，控制器50包括微控制器，例如英飞凌AURIX 微控制器系列之一。
在雷达测量中评估的部分信息位于所接收(和基带下变频)雷达信号y(t)的相位中(参见图4)。对于有用的测量，由天线5发射的发送信号必须具有确定的相位(相对于彼此)。HF发送信号的相位，其例如在从MMIC 2的HF输出TX1处输出，然而取决于各种参数，例如，主MMIC 1和从MMIC 2之间的HF信号路径的长度，通过该信号路径传输LO信号sLO(t)。此外，相位取决于主MMIC 1 和从MMIC 2的温度。特别地，通过其传输LO信号sLO(t)的HF信号路径的长度不在芯片设计者的影响范围内，但是基本上在印刷电路板的设计中稍后确定。另外，由于温度影响，由HF信号路径的拉伸或压缩引起相位变化。下面描述的示例性实施例允许测量提供给从MMIC的LO信号sLO(t)的相位(相对于参考相位)或由其产生的 HF发送信号(天线信号)，其在正常雷达操作中通过移相器实现预期相位的设定以及因此实现精确的测量(特别是关于物体的角度测量(DoA))。
图6示出了主MMIC 1的示例，仅示出了与进一步讨论相关的那些组件。特别是，没有显示接收信道。这些可以如图4的示例中所示实现。图6示出了本地振荡器101，发送信道TX01和测量电路 150。本地振荡器101的输出被称为LO信号sLO(t)。LO信号sLO(t) 作为输入信号提供给发送信道TX01。发送信道TX01基本上配置为放大LO信号sLO(t)。为此目的，发送信道TX01具有放大器102。放大器102可以连接在移相器105的上游或下游。移相器105产生可调节的相移其也可以是零。放大的和可能相移的LO信号被称为sLO′(t)并且在信道TX01的HF输出(HF触点LOout)处输出。移相器105和放大器102对于这里描述的实施例并不重要，并且可以认为是可选的。尽管如此，移相器105可以用在主MMIC的TX 信道中，以调整LO信号的相移(补充或者替代测量电路中的移相器 106)。
在HF触点LOout处输出的(可能被放大的)LO信号sLO′(t)经由 HF信号路径(例如，微带线或其他波导管)被发送到从MMIC 2。从MMIC 2具有设计为LO输入的HF触点LOin，在该LO输入处接收由主MMIC输出的LO信号sLO′(t)。从MMIC 2包括反馈电路FB，其耦合到HF触点LOin并且被配置为或者反射接收的LO信号gLO(t) 的一部分或者从MMIC 2中的LO信号路径中耦合输出，并将耦合输出的信号在此馈送回HF触点LOin。在反馈电路FB中反射或由反馈电路馈送回来的信号被称为HF反馈信号sRE(t)。其在从MMIC 2的 HF触点LOin处输出，并且被发送回主MMIC 1并且由后者在HF触点LOout处再次接收。
由从MMIC 2馈送回来的或由反射产生的反馈信号sRE(t)经由耦合器109馈送到测量电路150。耦合器109可以是定向耦合器，例如鼠径耦合器，分支线耦合器，锥形线耦合器或环行器等。它位于HF 触点LOout附近的发送信道TX01中并且设计用于将(例如来自放大器102的)LO信号sLO′(t)提供给HF触点LOout并将到来的反馈信号 sRE(t)提供给测量电路150。耦合器109的运行模式和可能的实现方式本身是已知的，因此不再进一步说明。
如上所述，反馈信号sRE(t)可以通过反射或者通过耦合输出并馈送回到主MMIC 1和从MMIC 2之间的HF信号路径而在从MMIC 2 中生成。可以说，反馈信号sRE(t)可以被认为是相位反馈，这使得在主MMIC 1中可以测量在从MMIC 2中接收的LO信号sLO′(t)的相位。
图7示出了从MMIC 2的示例，仅示出了与以下讨论相关的那些组件。在所示的示例中，通过提取应用于发射天线5的发送信号 sTX1(t)的一部分(其是所接收的LO信号sLO′(t)的相移和放大版本) 来生成反馈信号sRE(t)。根据图5，从MMIC 2具有四个发送信道 TX01，TX02，TX03，TX04，它们可以构造成基本相同。在其他实施例中，可以存在更多或更少的发送信道。在HF触点LOin处接收的LO信号sLO′(t)被施加到发送信道TX01，TX02，TX03，TX04，其中，片上信号分配电路201将LO信号sLO′(t)分配到发送信道TX01， TX02，TX03，TX04的输入端。片上信号分配电路201可以包括一个或多个功率分配器(例如，威尔金森分配器)。如果仅存在一个发送信道，则不需要片上信号分配电路201。
在图7所示的示例中，发送信道TX01包括移相器105，HF放大器102和耦合器109。可以看出，从MMIC 2的发送信道TX01与主MMIC 1的发送信道TX01(参见图6)相同，但不一定是这种情况。移相器105和放大器串联连接，并引起LO信号sLO′(t)的放大和 (可调)相移。放大的和可能相移的信号称为HF输出sTX1(t)。该信号通过耦合器109提供给HF触点TX1并进而提供给天线5，天线连接到HF触点TX1。耦合器109还被配置为耦合输出HF输出信号 sTX1(t)的一部分。耦合输出的信号被称为反馈信号sRE(t)，并且也仅仅是在HF触点LOin处接收的LO信号sLO′(t)的缩放和相移版本，因此也是主MMIC 1中的LO信号sLO(t)的缩放和相移版本。
如果存在若干发送信道TX02，TX02，TX03，TX04，则这些发送信道中的每一个都提供反馈信号，其中-对于下面描述的相位的测量-一次仅有一个发送信道是活跃的。设置在发送信道中的耦合器 109的输出(在该输出处输出反馈信号sRE(t))连接到HF组合器电路202，该HF组合器电路可以用作无源组合器电路，例如可以作为威尔金森组合器实现。如上所述，由于发送信道TX02，TX02，TX03， TX04中总是只有一个是活跃的，因此HF组合器电路202的输出提供有效发送信道的反馈信号。如果仅存在一个信道，则不需要组合器电路。
借助于耦合器203，反馈信号sRE(t)被反馈到主MMIC 1和从 MMIC 2之间的HF信号路径中。为此，耦合器203连接到HF触点 LOin，片上信号分配电路201和HF组合器电路202，并且被配置为将在HF触点LOin处接收的LO信号sLO′(t)转发到片上信号分配电路 201并将活跃的发送信道的反馈信号sRE(t)转发到HF触点LOin。以这种方式，反馈信号sRE(t)被发送回主MMIC1。
在主MMIC 1中，在HF触点LOout处接收的反馈信号sRE(t)通过耦合器109提供给测量电路150(参见图6)。在更详细地讨论测量电路150之前，解释了产生反馈信号sRE(t)的另一变体，其中反馈信号sRE(t)通过反射产生。该变体的一个例子如图8所示。涉及主MMIC 1的图8的左侧部分与图6相同，并且参考以上描述。图8的右侧部分涉及从MMIC 2，其中，仅示出了与以下讨论相关的组件。根据图 8，从MMIC具有阻抗ZT，其可以通过开关SW1电连接到HF触点 LOin。开关SW1可以被配置为将阻抗ZT或片上信号分配电路201与 HF触点LOin连接。除了开关SW1和阻抗ZT之外，从MMIC 2可以构造成与图7的先前示例中的基本相同，并且具有多个发送信道 TX1，TX2等，其中在图7中示出的耦合器201和组合器202在本示例中不需要的。
为了测量由从MMIC 2接收的LO信号sLO′(t)的相位，设置开关 SW1，使得阻抗ZT耦合到HF触点LOin。选择阻抗ZT的阻抗值，使得LO信号sLO′(t)的输入功率的某一部分被反射为反馈信号sRE(t)。也就是说，阻抗ZT是不匹配的，而片上信号分配电路201通常具有与***阻抗Z0匹配的输入阻抗，以尽可能地避免反射。阻抗值还可以表示开路(ZT＝∞)或短路(ZT＝0)。开关的位置例如可以通过控制器50借助于通信链路设置(见图5串行总线8)。如在前面的示例中(参见图6)，在主MMIC 1中，在HF触点LOout处接收的反射信号sRE(t)(反馈信号)通过耦合器109被馈送到测量电路150 (参见图6)。
以下对测量电路150的描述涉及图6和图8中所示的示例。测量电路150包括混频器107，混频器一方面被馈送反馈信号sRE(t)，并且另一方面被馈送参考信号sTSG(t)，该参考信号可以是由本地振荡器101产生的LO信号sLO(t)的相移版本。也就是说
以及(1)
其中，在不限制一般性的情况下，幅度ALO和ATSG可以设置为等于 1，并且相位角可以设置为等于零。反馈信号sRE(t)可以描述如下 (其中ALo＝ATSG＝1且)：
可以看出，反馈信号sRE(t)仅是LO信号sLO(t)的缩放和相移版本，相位角指出相位旋转，该相位旋转LO信号sLO(t)从本地振荡器101，通过主MMIC 1的信道TX01，经由HF信号路径(传输线)向从 MMIC 2并返回到测量电路150的传输引起(其中，返回信号被称为反馈信号)。相移由主MMIC1的发送信道(参见图6)中的或从MMIC2的发送信道(参见图7)中的移相器105影响。不活跃的移相器不会引起明显的相移。下面将示出，也可以使用功率探测器代替混频器107(参见图12)。在混频器107中，叠加两个相同频率fLO的HF信号，并且得到的DC输出信号仅取决于两个信号的相位差和它们的幅度。如果两个HF信号例如通过耦合器在功率探测器(HF功率传感器)的输入端叠加，则也可以获得类似的结果。在这种情况下，测量的平均功率也仅取决于叠加的HF信号的信号幅度和相位差。
如图6和8的示例所示，混频器107在其HF输入端接收参考信号sTSG(t)和反馈信号sRE(t)。因此，混频器输出信号sDC(t)包含两个信号的乘积sTSG(t)·sRE(t)，即
其中，术语具有
具有两倍的LO频率2fLO，由于混频器的带宽有限而被抑制。因此，混频器107的输出信号sDC(t)(在恒定的相位角知时)是恒定电压。相位差由表示。因此，混频器输出信号sDC(t)可以写成如下：
其中，相位差由移相器106(相移)和一个移相器105(相移)引起。
可以针对不同的(可调节的)相位差对混频器输出信号sDC(t) 进行采样。等式6包含两个未知参数，即HF反馈信号sRE(t)的幅度 ARE和相位因此-理论上-需要两个样品(样本)sDC(t0)，sDC(t1) 来计算两个未知参数。混频器输出信号sDC(t)的样本sDC(t0)，sDC(t1) 也包含噪声，这使结果劣化。因此，基于多个样本sDC(t0)，sDC(t1)， sDC(t3)等估计未知参数ARE和可能是有用的。用于估计幅度ARE以及特别是相位的技术在接下来被更详细地说明。
图9基本上对应于图6的一般示例。除了图6中所示的组件之外，图8还示出了用于对混频器输出信号sDC(t)进行采样和数字化的模数转换器(ADC)108以及控制单元40，其接收混频器输出信号 sDC(tk)的样品sDC[k](sDC[k]＝sDC(tk))并且设计用于，调节和改变相移(以及可选的)。控制单元40可以至少部分地通过软件实现，即，其包含一个处理器和一个包含指令的存储器，这些指令使处理器尤其处理样品sDC[k]并调整相移知在简单的实施例中，控制单元40仅通过总线8将样品转发到外部控制器50 (也参见图5)。在其他实施例中，控制单元40被配置为计算寻求到的参数ARE和的估计值并且仅将计算结果发送到控制器50。控制单元可以至少部分地使用与在正常雷达操作中评估雷达测量的计算单元相同的硬件(参见图3，DSP 40)。
用于确定寻求到的参数ARE和的估计值的测量周期的示例在图10中示出。此时应再次提到，代替主MMIC 1中的图9中所示的移相器105，也可以替代地使用布置在从MMIC2的发送信道中的移相器105(参见图7)。为此目的，从MMIC 2还可以具有控制单元 40，该控制单元被设计用于将特定发送信道中的相移设置为期望值，例如，基于由控制器50接收的数据。根据图10，相位差逐步增加，其中在本示例中，由移相器105引起的相位差被设置为零，使得
对于图10的上图适用于
在每个步骤中，对混频器输出信号sDC(t)进行采样，其中在时间点tk，第k步骤中对sDC(t)进行采样，也就是说，sDC[k]＝sDC(tk)。因此，对于可调相位差的序列，获得相应的样品序列sDC[k]。如果相位差以相等的增量改变，则样品序列sDC[k]具有正弦波形加噪声。该正弦序列的基波的幅度和相位可以通过本身已知的各种方法计算，例如通过离散傅里叶变换(例如借助于FFT算法)。该基波的幅度和相位对应于寻求的参数ARE和
当相位差在一个测量周期中“旋转”2π的整数倍时，也就是说由移相器106(和/或移相器105)一起一个或多个完整的相位旋转时，该基波的幅度和相位的计算变得特别准确。然后，可以将等式7概括如下：
其中N表示样品的数量，因此和sDC[k]描述序列的长度，r表示相位旋转的(整数)个数。图10示出r＝1且N＝8的情况。快速傅立叶变换(FFT)算法将产生图10中所示序列的离散频谱S[n]，其中频谱值S[1](通常为S[r])是一个复数，其幅度和相位对应于寻求的参数ARE和也就是说，
以及ARE＝2|S[r]|。 (9)
如果根据等式8选择相位差，则避免泄漏效应。也就是说，对于n≠r 的剩余光谱值S[n]相对较小并且(仅)表示样本中包含的噪声。
应当注意，可以通过相移知的任意组合来设置某个相位差只要进行一次或多次完全相位旋转，相位差是正还是负是没有区别的。
在图8的例子中(在不匹配的阻抗反射)，为从MMIC 2-4(参见图5)测定反馈信号sRE(t)的相位在图8所示的例子中(在发送信道的HF输出处反馈信号的耦合输出)，可以为每个从MMIC2-4 的每个信道测定反馈信号sRE(t)的相位因此可以得到多个相相位i＝1，2，K，其中K或者是从MMIC的数量或者是从MMIC 的发送信道的总数量。在此，不太感兴趣的是相位的绝对值，而是对相位差(其中i≠j)感兴趣。通过发送信道TX01，TX02 等中的移相器105，从MMIC 2-4(参见图7)能够对这些相位差进行补偿并设置到定义的期望值。因此，相位的测量以及移相器105的相移和从MMIC的发送信道中的随后调整可以被视为校准技术。
在下文中，使用来自图11的示例总结这里描述的用于确定相位的技术。图11是描述由主MMIC和从MMIC执行的功能的流程图。主MMIC 1通过本地振荡器(参见，例如，图6，LO 101)产生LO信号sLO(t)(见图11，步骤91)，该信号通过HF信号路径(例如参见图9，HF线路L)被发送到从MMIC(参见图11，步骤92)，例如，发送到从MMIC 2-4中的一个(参见例如图5)。在从MMIC 中，基于所接收的LO信号sLO′(t)例如通过在不匹配的阻抗(参见图 8)处的反射或者通过由从MMIC的LO信号路径从耦合输出接收到的LO信号sLO′(t)的功率的一部分并将耦合输出的信号馈送回到HF 信号路径(参见图7)中来产生(参见图11，步骤93)HF反馈信号 sRE(t)。HF反馈信号sRE(t)通过HF信号路径传送回第一MMIC(参见图11，步骤94)，然后能够借助于测量电路基于HF反馈信号sRE(t) 和LO信号sLO′(t)测定所寻求的相移(参见图11，步骤95)。
在一个实施例中，所寻求的相移的测定包括将HF反馈信号 sRE(t)与参考信号混合，该参考信号可以是LO信号sLO(t)的相移版本 (参见图9，参考信号sTSG(t))。由于两个混频器输入信号具有相同的频率fLO，因此混频器输出信号sDC(t)是直流电压。基于混频器输出信号sDC(t)，可以测定所寻求的相移其例如被多次扫描，其中在各个样本(Samples)sDC[k]之间，移相器(参见，例如，图6，移相器106或图7，移相器105)中的一个的相移被改变(参见例如图10)。通过这种方式产生样本序列sDC[k]，在此基础上可以估计所寻求的相移以及HF反馈信号的幅度。在根据图7的示例中，特别地，所考虑的从MMIC的发送信道中的移相器105可用于改变相位在根据图8的示例中，这是不可能的；在这种情况下，改变相位可以通过测量电路150的移相器106或主MMIC的LO输出信道中的移相器105 来实现。
可以针对每个从MMIC或针对每个从MMIC的每个发送信道执行相位的测量/估计。因此，为每个从MMIC或每个发送信道获得相位借助于从MMIC的发送信道(参见例如图7)，可以补偿相位之间的可能差异，或者可以确定某些相位差(其中i≠j)。这些测量也可以在雷达运行中定期重复，例如，在雷达***的温度以预定值改变之后。
图12示出了图9的电路的替代实施方式的示例，其中功能方式非常相似。图12的示例与图9基本相同，其中混频器107的功能由功率传感器107′接管。在该示例中不需要混频器107，并且可以省略。而且，不再需要与混频器107耦合的移相器106。集成的HF功率传感器本身是已知的，因此这里不再进一步解释。通常，二极管用于 HF信号的功率检测。功率传感器107′的输出信号是DC信号，其指示功率传感器107′的输入处的HF信号的功率。
由于非理想的隔离特性，HF信道TX01的输出信号sTX01(t)的一部分由耦合器109馈送到功率传感器107′的输入端。该泄漏信号 sLEAK(t)是LO信号的相移和衰减版本，并且可以如下计算
其中D1是耦合器109的传输损耗(transmission loss)(例如，-20dB)。
在功率传感器107′的输入处，泄漏信号sLEAK(t)与反馈信号sRE(t) 重叠(参见等式3)。和信号sSUP(t)计算如下：
sSUP(t)＝sLEAK(t)+sRE(t)。 (11)
测量信号的功率P(t)与和信号的平方成正比，也就是说，
P(t)～[sSUP(t)]2。 (12)
通过组合等式3，10和11并计算平方，可以获得平均功率
其中所有具有LO角频率4πfLO两倍的项被忽略，因为这已通过功率传感器中的平均消除。功率传感器的输出信号在下面称为sDC(t)，并且可以描述如下：
除了恒定偏移A0之外，功率传感器的输出信号sDC(t)与图9的示例中的混频器107的输出信号相同(参见等式6)，并且可以以与图 9的示例中相同的方式确定相位角当在从MMIC 2中，相位角例如借助于图7的从MMIC中的移相器105在一个或多个全相位旋转上逐步改变时(如图10所示)。在这种情况下，相位角可以用替换并且由等式14获得
借助于ADC 108将功率传感器107的输出信号sDC(t)数字化，并且例如借助于FFT的评估可以在控制单元40中(即，在其中包括的计算单元中)执行。顺便提及，参考图6和9的描述。

Claims (23)

1.一种雷达***，具有：
带有第一外部HF触点(LOout)的第一雷达芯片(1)和带有第二HF触点(LOin)的第二雷达芯片(2)；
HF信号路径，将所述第一雷达芯片(1)的所述第一HF触点(LOout)与所述第二雷达芯片(2)的所述第二HF触点(LOin)连接；
在所述第一雷达芯片(1)中布置的本地振荡器(101)，所述本地振荡器被设计为，产生HF振荡器信号(sLO(t))并且与所述第一HF触点(LOout)耦合，从而将所述HF振荡器信号(sLO(t))传输给所述第二雷达芯片(2)；
在所述第二雷达芯片(2)中布置的反馈电路，所述反馈电路与所述第二HF触点(LOin)耦合并且设计为，反射经由所述HF线路到达的所述HF振荡器信号(sLO(t))的至少一部分作为HF反馈信号(sRE(t))；
在所述第一雷达芯片(1)中布置的测量电路(150)，所述测量电路通过耦合器(109)与所述第一HF触点(LOout)耦合，从而接收所述HF反馈信号(sRE(t))，
其中，所述测量电路(150)设计为，基于所述HF反馈信号(sRE(t))和由所述本地振荡器(101)产生的所述HF振荡器信号(sLO(t))确定代表相移的信号(SDC(t))。
2.根据权利要求1所述的雷达***，还具有：
印刷电路板，在所述印刷电路板上布置有所述第一雷达芯片(1)和所述第二雷达芯片(2)，其中，所述HF信号路径包括布置在所述印刷电路板上的带状线。
3.根据权利要求1或2所述的雷达***，
其中，所述测量电路(150)具有混频器(107)，所述混频器设计为，混合所述HF反馈信号(sRE(t))和由所述本地振荡器(101)产生的HF振荡器信号(sLO(t))，其中，所述代表相移的信号(sDC(t))是获得的混频器输出信号。
4.根据权利要求3所述的雷达***，还具有：
移相器(105；106)，所述移相器在所述第一雷达芯片(1)中连接在所述本地振荡器(101)和所述第一HF触点(LOout)之间，或者连接在所述本地振荡器(101)和所述混频器(107)之间。
5.根据权利要求1或2所述的雷达***，
其中，所述测量电路(150)具有HF功率传感器(107')，所述HF功率传感器被设计为，确定HF信号(SSUP(t))的平均功率，所述HF信号是所述HF反馈信号(sRE(t))和所述HF振荡器信号(sLO(t))的叠加，并且
其中，所述代表相移的信号(sDC(t))是所述HF功率传感器(107')的获得的输出信号。
6.根据权利要求3所述的雷达***，
其中，所述HF功率传感器(107')通过耦合器(109)与所述HF触点(LOout)耦合，从而为所述HF功率传感器(107')提供在所述HF触点(LOout)处进入的所述HF反馈信号(sRE(t))和在所述HF触点处输出的所述HF振荡器信号(sLO(t))的叠加。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的雷达***，
其中，所述测量电路(150)还具有模数转换器，所述模数转换器被设计为，对所述代表相移的信号(sDC(t))进行数字化。
8.根据权利要求7所述的雷达***，
其中，所述模数转换器还被设计为，对所述代表相移的信号(sDC(t))进行数字化，其中所述代表相移的信号(sDC(t))被多次采样，以及在所述采样之间，由所述移相器(105，106)引起的相移发生变化；以及
其中，所述雷达***还包括计算单元，所述计算单元被设计为，根据采样的混频器输出信号(sDC[k])确定所述相移。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的雷达***，
其中，所述反馈电路(ZT)具有终端阻抗(ZT)，所述终端阻抗能切换地连接到所述第二HF触点(LOin)并且具有阻抗值，从而使得经由所述HF信号路径到达的所述HF振荡器信号(sLO(t))被至少部分地反射。
10.根据权利要求1至8中任一项所述的雷达***，其中，所述HF反馈电路包括：
在所述第二雷达芯片(2)中布置的发送信道(TX01)，在所述第二触点(LOin)处到达的HF振荡器信号(sLO(t))作为输入信号被提供给所述发送信道，并且所述发送信道被设计为，基于所述输入信号生成HF输出信号(sTX01(t))并将所述HF输出信号输出给所述第二雷达芯片(2)的HF输出，
其中，所述发送信道(TX01)具有耦合器(109)，所述耦合器与所述HF输出和所述第二HF触点(LOin)耦合并设计为，耦合输出所述HF输出信号(sTX01(t))的功率的一部分作为HF反馈信号(sRE(t))并将所述HF反馈信号(sRE(t))提供给所述第二HF触点(LOin)，从而将所述HF反馈信号通过所述HF信号路径传输回所述第一雷达芯片(1)。
11.根据权利要求10所述的雷达***，还包括：
移相器(105)，所述移相器设置在所述第二HF触点(LOin)和所述HF输出之间的所述第二雷达芯片(2)的所述发送信道(TX01)中。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的雷达***，还具有：
至少一个移相器(105)，所述至少一个移相器设置在所述第二雷达芯片(2)中并被设计为，影响所述HF反馈信号(sRE(t))的相位。
13.一种雷达芯片，具有：
HF触点(LOin)，所述HF触点设计用于接收HF振荡器信号(sLO(t))；
具有终端阻抗(ZT)的反馈电路，所述反馈电路能切换地与所述HF触点(LOin)连接并具有阻抗值，使得接收的所述HF振荡器信号(sLO(t))被至少部分地反射；
发送信道(TX01)，在所述HF触点(LOin)处接收的所述HF振荡器信号(sLO,0(t)，sLO(t))被作为输入信号提供给所述发送信道，并且所述发送信道被设计为，根据所述输入信号产生HF输出信号(sTX01(t))并输出给HF输出。
14.一种用于雷达***的方法，包括：
通过第一雷达芯片(1)中的本地振荡器(101)产生HF振荡器信号(sLO(t))；
将所述HF振荡器信号(sLO(t))从所述第一雷达芯片(1)通过HF信号路径传输到第二雷达芯片(2)；
基于所述HF振荡器信号(sLO(t))产生HF反馈信号(sRE(t))，其中，所述HF反馈信号(sRE(t))在所述第二雷达芯片(2)中或者通过对所述HF振荡器信号(sLO(t))的至少一部分的反射产生或者通过借助于耦合器(109)耦合输出所述HF振荡器信号(sLO(t))的一部分产生；
通过所述HF信号路径将所述HF反馈信号(sRE(t))发送回所述第一雷达芯片(1)；和
基于所述HF反馈信号(sRE(t))和所述HF振荡器信号(sLO(t))确定相移。
15.根据权利要求14所述的方法，
其中，通过使所述HF振荡器信号(sLO(t))在所述第二雷达芯片(2)中布置的、并不匹配的终端阻抗处的反射，在所述第二雷达芯片(2)中产生所述HF反馈信号(sRE(t))。
16.根据权利要求14所述的方法，
其中，通过将所述HF振荡器信号(sLO(t))在所述第二雷达芯片(2)中传递到所述HF输出并且通过所述耦合器(109)将在所述HF输出处输出的功率的一部分作为所述HF反馈信号(sRE(t))输出，在所述第二雷达芯片(2)中产生所述HF反馈信号(sRE(t))。
17.根据权利要求14至16中任一项所述的方法，其中，所述相移的确定还包括：
借助于混频器(107)将所述HF反馈信号(sRE(t))与基于所述HF振荡器信号(sLO(t))的HF参考信号(sTSG(t))混合；
基于混合的信号(sDC(t))确定所述相移。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，基于所述混合的信号(sDC(t))确定所述相移还包括：
改变所述HF参考信号(sTSG(t))的相位和/或改变所述HF反馈信号(sRE(t))的相位；
通过对用于所述HF参考信号(sTSG(t))和/或所述HF反馈信号(sRE(t))的不同相位值的所述混合的信号(sDC(t)))进行采样来产生数字信号；
其中，所述数字信号包括多个样本，每个所述样本与所述HF振荡器信号(sLO(t))的特定相位相关联；
由所述数字信号计算所述相移。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述HF反馈信号(sRE(t))的所述相位的改变包括：
改变通过所述HF线路向所述第二雷达芯片(2)传送的所述HF振荡器信号(sLO(t))的相位；或
改变在所述第二雷达芯片(2)中由所述第二雷达芯片(2)接收的所述HF振荡器信号(sLO(t))的相位。
20.根据权利要求14至16中任一项所述的方法，其中，所述相移的确定还包括：
确定HF信号(SSUP(t))的功率，所述HF信号是所述HF反馈信号(sRE(t))和所述HF振荡器信号(sLO(t))的叠加。
21.根据权利要求20所述的方法，
其中，传送回所述第一雷达芯片(1)的所述HF反馈信号(sRE(t))和传送到所述第二雷达芯片(2)的所述HF振荡器信号(sLO(t))通过耦合器(109)在功率传感器(107)的输入端处叠加。
22.根据权利要求14至21中任一项所述的方法，还包括：
根据所确定的所述相移调整由移相器(105)引起的相移其中，所述移相器(105)布置在所述第二雷达芯片(2)中的发送信道(TX01)中。
23.根据权利要求14至22中任一项所述的方法，还包括：
根据所确定的所述相移调整由移相器(105)引起的相移其中，所述移相器(105)布置在所述第一雷达芯片(1)中并设计为，对传送至所述第二雷达芯片(2)的所述HF振荡器信号(sLO(t))的相位产生影响。
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