JP2018025475A - レーダ用送受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】反射信号を十分にキャンセルできるようにしたレーダ用送受信機を提供する。【解決手段】制御器５は、結合器２６がノイズキャンセル信号を受信信号に結合させた信号に基づいて障害物Ｏｂから反射された反射信号をキャンセルするように移相器２２及び可変利得増幅器２５によりノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御するようにしている。このため、最適なノイズキャンセル信号を生成でき、障害物による反射信号を十分にキャンセルできるようになる。【選択図】図１

Description

本発明は、レーダ用送受信機に関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が多く提案されており、レーダ技術を使用して自装置から物標までの距離を測定する技術が注目されている。例えば、自動車用のミリ波帯レーダ用アンテナは、一般に自動車から物標までの間に障害物なく取付けられることは稀であり、バンパーやフロントガラスなどの外装部品（障害物、車両用部品相当）の内側に取付けられることが多い。

この場合、送信アンテナから放射されたレーダ送信波は、外装部品を１００％透過することなくその一部が反射される。この反射信号は例えば数ｃｍ程度の距離から反射される信号であることが多いため減衰量が少ない。このようなときには、受信アンテナがこの反射信号を受信したときに、全受信信号電力に占める反射信号の電力の割合が大きくなる。

この種の反射ノイズをキャンセルするための技術が特許文献１に記載されている。この特許文献１記載のレーダ装置は、車両外部においてレーダ波を反射するターゲット以外の物体からの反射波を示す第１のリーク成分が送信部から受信部に漏れる電波を示す第２のリーク成分により減算されるように電波の位相制御を行っている。

特開２０１５−１０２４５８号公報

特許文献１記載の送受リークは、送受信機の回路構成、モジュール構成などに依存するため、送受リーク量を制御するのは困難である。そのため、反射ノイズをキャンセルするために、最適な信号強度を有するノイズキャンセル信号を生成することが困難である。また、レーダ用送受信機は、送受リークを抑えるのが一般的であり、送受リークが抑えられた送受信機においては、ノイズキャンセル信号強度が小さくなり、反射信号を十分にキャンセルすることは難しい。

本発明の開示の目的は、障害物による反射信号を十分にキャンセルできるようにすることでレーダの検知距離及び検知能力を高めることができるレーダ用送受信機を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、制御部は、結合器がノイズキャンセル信号を受信信号に結合させた信号に基づいて障害物から反射された反射信号をキャンセルするように移相器及び可変利得増幅器によりノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御するようにしている。このため、最適なノイズキャンセル信号を生成でき、障害物による反射信号を十分にキャンセルできるようになり、レーダの検知距離及び検知能力を高めることができる。

第１実施形態における全体システムを概略的に示す構成図 内部ブロックを概略的に示す電気的構成図 変調信号の変調周波数とノイズ信号周波数とターゲット周波数の時間的変化を概略的に示す説明図 ＦＭＣＷ変調方式（三角波）を適用したときの変調周波数の上昇時におけるノイズキャンセル信号の周波数の設定方法の説明図 ＦＭＣＷ変調方式（三角波）を適用したときの変調周波数の下降時におけるノイズキャンセル信号の周波数の設定方法の説明図 ＦＭＣＷ変調方式（鋸波）を用いて変調したときのノイズキャンセル信号の周波数の設定方法の説明図 ノイズキャンセル処理を概略的に示すフローチャート 第２実施形態における内部ブロックを概略的に示す電気的構成図 第３実施形態における内部ブロックを概略的に示す電気的構成図 第４実施形態における内部ブロックを概略的に示す電気的構成図 第５実施形態における内部ブロックを概略的に示す電気的構成図

以下、レーダ用送受信機の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、下記の実施形態において同一又は類似する構成には、符号の十の位と一の位とに同一符号を付して説明を行っている。以下では、ビームフォーミング技術を利用したミリ波レーダシステムに適用した形態を説明する。

（第１実施形態）
図１から図７は第１実施形態の説明図を示している。図１は全体システムの構成を概略的に示している。このミリ波レーダシステム１は、１チップ型の送受信機搭載ＩＣ（レーダ用送受信機相当）２、送信アンテナ３、受信アンテナ４、制御器５、及び、基準発振回路６を備える。送信アンテナ３は、例えばパッチアンテナによる平面型アンテナなどの複数のアンテナ素子により構成され、レーダ波を送信出力する。受信アンテナ４は、例えばパッチアンテナによる平面型アンテナなどにより構成されレーダ波を受信する。図示していないが、これらの送信アンテナ３及び受信アンテナ４のアンテナ素子は、所望のアンテナ利得及びアンテナ放射パターンを得られるように複数平行に配置されている。送受信機搭載ＩＣ２と制御器５とは１チップ化して構成しても良いし別体で構成しても良い。

送受信機搭載ＩＣ２には、制御器（制御部相当）５と、水晶発振器による基準発振回路６と、が接続されている。基準発振回路６は、ある基準周波数の発振信号を生成し、送受信機搭載ＩＣ２の内部の変調信号生成部１０にこの発振信号を出力する。基準発振回路６は、ノイズキャンセラ９、特に後述のノイズキャンセル信号生成部２１に発振信号を出力するようにしても良い。

送受信機搭載ＩＣ２は、送信部７、受信部８、ノイズキャンセラ９、変調信号生成部１０、及び、記憶部としての回路制御レジスタ１１を備える。送受信機搭載ＩＣ２内の変調信号生成部１０は、この基準発振回路６の発振信号を入力すると、ＰＬＬ（Phase Lock Loop）を用いて高精度の基準信号を生成する。これにより変調信号生成部１０は、高精度の所定周波数の変調信号の原信号を生成できる。

制御器５が、この回路制御レジスタ１１にパラメータを書き込むことに応じて送受信機搭載ＩＣ２内への指令処理及び回路制御処理を行う。送受信機搭載ＩＣ２は、例えばシリコン系半導体を用いて１チップ化された半導体集積回路装置により構成されている。

ところで、このミリ波レーダシステム１は、例えば車両前方にレーダ波を送信可能に搭載され、ミリ波（例えば８０ＧＨｚ帯：７６．５ＧＨｚ）帯のレーダ波を送受信する。このミリ波レーダシステム１は、制御器５により車両の外部においてレーダ波を反射するターゲット１２に関する情報を算出する。このターゲット１２は、例えば先行車両等の他車両や路上の路側物等である。このターゲット１２に関する情報としては、例えば、距離や相対速度、方位等による情報である。

図１に示すように、送信アンテナ３が出力するレーダ送信波ＷＴ１はターゲット１２に反射しその反射波ＷＲ１を生じる。この反射波ＷＲ１は、反射ターゲット信号(Reflected Target Signal)として受信アンテナ４に入力される。また、送信アンテナ３が出力するレーダ送信波ＷＴ１の一部ＷＴ２は、ミリ波レーダシステム１を搭載する車内の搭載環境に応じて、ターゲット１２に反射する前に、バンパーやフロントガラスなどの車両用部品による障害物Ｏｂに反射する反射波ＷＲ２も生じる。この反射波ＷＲ２は、反射ノイズ信号（Reflected Noise Signal）として受信アンテナ４に入力される。

以下、図２を用いて詳細説明する。変調信号生成部１０は、基準発振回路６により生成された発振信号を入力し、予め定められた周波数帯のレーダ用の変調信号の原信号について、その周波数を所定の変調方式（例えばＦＭＣＷ変調方式）により漸増／漸減して生成し、高精度の変調信号の原信号を出力する。この変調信号の原信号は、その周波数がＦmod／Ｎ（ＮはＮ逓倍器１３等による逓倍数）に調整され、送信部７、受信部８、及び、ノイズキャンセラ９に出力される。

ここでは、変調信号生成部１０は、変調信号を分周した原信号を所定の変調方式により漸増／漸減して生成する形態を示すが、変調信号の原信号ではなく、変調信号そのものを生成しても良いし、変調信号を逓倍した信号を原信号として生成する形態に適用することもできる。

送信部７は、変調信号の原信号をＮ逓倍し変調信号とするＮ逓倍器１３、このＮ逓倍器１３が出力する変調信号を移相する移相器１４、及び、移相器１４の出力を増幅する増幅器１５、を備え、増幅器１５の増幅信号を出力する。Ｎ逓倍器１３は、変調信号生成部１０の出力をＮ逓倍するため、Ｎ逓倍器１３の出力信号の周波数は変調周波数Ｆmodになり、この信号が移相器１４により移相され増幅器１５により増幅される。したがって、送信部７の送信信号の周波数は変調周波数Ｆmodとなる。

この送信部７の送信信号は、送信アンテナ３を通じて外部にレーダ送信波として出力される。移相器１４は、Ｎ逓倍器１３から出力される信号の位相を変化させるために設けられる。図１には模式的に示しているが、送信部７は、例えば送信アンテナ３を構成する複数のアンテナ素子の各々に１つずつ接続されており、それぞれのアンテナ素子に対応して移相器１４により位相を変化させることができ、送信アンテナビームを調整できる。

他方、受信部８は、低雑音増幅器１６、混合器１７、中間周波数増幅器１８、Ａ／Ｄ変換器１９、及び、Ｎ逓倍器２０を備える。受信部８は、受信アンテナ４を通じて信号を受信する。低雑音増幅器１６は、所定の増幅度により受信信号を増幅し、この増幅信号を混合器１７に出力する。Ｎ逓倍器２０は、変調信号生成部１０により出力される変調信号の原信号Ｆmod／ＮをＮ逓倍し、変調信号Ｆmodとして混合器１７に出力する。

混合器１７は周波数変換部として構成され、低雑音増幅器１６の出力信号とＮ逓倍器２０が出力する変調信号とを混合し、この２つの信号の差の周波数となる低い周波数に周波数変換された信号を中間周波数増幅器１８に出力する。中間周波数増幅器１８は、例えば可変利得増幅器により構成され、回路制御レジスタ１１に設定された増幅度により増幅し、この増幅された信号をＡ／Ｄ変換器１９に出力する。Ａ／Ｄ変換器１９は、この増幅されたアナログ信号をデジタル変換し制御器５に出力する。制御器５は、例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を有するマイクロコンピュータ（何れも図示せず）により構成され、受信部８にて変換されたデジタルデータを取得し、このサンプリング値に基づく信号処理を実行することによりターゲット１２に関する情報を算出する。

また、ノイズキャンセラ９は、障害物Ｏｂによる反射信号の影響を低減するために設けられている。ノイズキャンセラ９は、ノイズキャンセル信号生成部２１、移相器２２、Ｎ逓倍器２３、直交変調器２４、可変利得増幅器２５、及び、結合器２６を備える。ノイズキャンセル信号生成部２１は、変調信号生成器１０により生成される信号を入力し、この信号に基づいて信号を生成し、この信号を移相器２２に出力する。ノイズキャンセル信号生成部２１は、基準発振回路６の発振信号を入力しているときにはこの発振信号に基づいて信号を生成するように構成しても良い。このときノイズキャンセル信号生成部２１は、互いに９０°位相の異なる信号、すなわちＩ信号とＱ信号とを移相器２２に出力する。以下では、ノイズキャンセル信号生成部２１が生成した信号の周波数をｆｎｃとする。

移相器２２は、ノイズキャンセル信号生成部２１により生成されたＩ信号及びＱ信号をそれぞれ移相し直交変調器２４に出力する。移相器２２の移相量は制御器５により回路制御レジスタ１１に設定される。

Ｎ逓倍器２３は、変調信号生成部１０から変調信号の原信号を入力しＮ逓倍して変調信号として直交変調器２４に出力する。直交変調器２４は、Ｎ逓倍器２３により出力される変調信号に移相器２２が出力するＩ信号及びＱ信号を直交変調し合成して可変利得増幅器２５に出力する。可変利得増幅器２５は、回路制御レジスタ１１に設定されるパラメータにより増幅度を可変可能になっており、定められた増幅度により直交変調器２４の出力信号を増幅し結合器２６に出力する。結合器２６は、受信アンテナ４から受信された信号に可変利得増幅器２５の出力信号を結合させる。

＜技術的意義の説明＞
まず、前述した構成において、ノイズキャンセラ９の技術的意義について数式及び図３〜図６を用いて説明する。レーダ送信波は送信アンテナ３から障害物Ｏｂに反射し、受信アンテナ４がこの反射波を受信する。このとき変調信号生成部１０は、例えば、レーダ送信波用の変調信号の原信号として、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated - Continuous Wave）変調方式（三角波、鋸波）等の所定の変調方式により生成する。以下では、三角波によるＦＭＣＷ変調方式を「ＦＭＣＷ変調方式（三角波）」と称し、鋸波によるＦＭＣＷ変調方式を「ＦＭＣＷ変調方式（鋸波）」と称して説明を行う。

ＦＭＣＷ変調方式は、変調信号又はその原信号の周波数を時間に対し直線的に増加／減少、すなわち漸増／漸減させて送信する変調方式である。この中でもＦＭＣＷ変調方式（鋸波）は、変調信号又はその原信号の周波数を時間に対し例えば直線的に一方向に変化（例えば増加：漸増）させつつある一定周期で周期的に瞬時的に逆方向に変化（例えば低下）させる変調方式である。このような所定の変調方式を用いて変調すると、あるタイミングにおいてレーダ送信波の送信信号と送信アンテナ３ａ、３ｂ…の周辺物から反射する信号との間で周波数を変更できるようになり、レーダ送信波の周波数と受信信号の周波数とを容易に分離でき、ターゲット１２に関する情報の処理を極力正確に行うことができる。

図１及び図３に示すように、このレーダ送信波は、送信アンテナ３から障害物Ｏｂまでの距離ｄと障害物Ｏｂから受信アンテナ４までの距離ｄを加算した距離２ｄだけ往復して受信アンテナ４に到達する。このため、レーダ送信波が障害物Ｏｂに反射し受信アンテナ４が受信したノイズ信号｜Ｆnoise｜は、以下の式に応じて決定される。

この（１）式は、あるタイミングｔにおいて周波数ｆの送信信号を出力したときの反射ノイズの信号を表している。但し、Ａは信号の振幅、ｆは送信時の変調周波数、ｄは送受信アンテナ３、４と障害物Ｏｂとの距離、ｃは光速、ｔは時間を示している。

図３に示すように、タイミングｔには、送信部７は変調周波数Ｆmodの変調信号を出力し、この結果レーダ送信波が送信アンテナ３を通じて出力されるが、このタイミングｔには、障害物Ｏｂから周波数Ｆmod−ｆｎｃの反射信号が到来し、受信部８はこの到来信号をノイズ信号として受信する。ここで、ｆｎｃは変調周波数Ｆmodとノイズ信号周波数Ｆnoiseの周波数差であり、ｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃに応じて表すことができる。スロープSlopeは、変調信号の変調周波数Ｆmodの時間的変化の勾配を示しており、前述した周波数の変調方式に応じて予め定められる値となる。

すなわち、この反射ノイズの周波数に合致させるようにノイズキャンセル信号を生成すると良いため、周波数Ｆcancelのノイズキャンセル信号を、以下の（２）式のように決定すると良い。

ただし、Ａａはノイズキャンセル信号の振幅、φは設定位相、を示している。この（２）式において、距離ｄは送受信アンテナ３、４の設置位置と最も近い障害物（例えばバンパー）Ｏｂとの間の距離に応じて設定されていると良い。

図２の構成において、ノイズキャンセル信号生成部２１は（２）式中のSlope×２ｄ／ｃに合わせてノイズキャンセル信号の周波数ｆｎｃを設定してＩ信号及びＱ信号を生成する。すなわち、ノイズキャンセル信号生成部２１は（３）式のようにＩ信号、Ｑ信号を生成する。

そして、移相器２２はＩ信号及びＱ信号をそれぞれ設定移相φだけ移相するため、移相器２２は以下の（４）式のように出力する。

直交変調器２４は、Ｎ逓倍器２３の出力変調信号と移相器２２の出力信号とを混合して合成するため、直交変調器２４は、以下の（５−１）式のように出力する。この式は積和の公式により（５−２）式のように展開できる。

これにより、変調信号の変調周波数Ｆmodよりｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃだけ低い周波数Ｆcancelのノイズキャンセル信号を出力できる。この（５−２）式の周波数成分は（２）式における周波数成分と一致するため、可変利得増幅器２５がこの振幅をＡａとするように増幅度を調整し、移相器２２により設定位相φを調整すれば、ノイズキャンセラ９のノイズキャンセル信号をノイズ信号と位相が１８０°異なる逆相にすることができる。このような原理を用いることでノイズキャンセル処理することができる。

＜変調方式に合わせたノイズキャンセル処理＞
変調方式の詳細に応じてノイズキャンセル処理も異なるため、以下ではこの説明を行う。図４及び図５は「ＦＭＣＷ変調方式（三角波）」を用いて変調したときの周波数の時間的変化とノイズキャンセル信号の周波数スペクトラムとを示している。特に図４は周波数を上昇 (upward：漸増) させるときのノイズ信号周波数Ｆnoiseとノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelの周波数スペクトラムを示している。また図５は周波数を下降 (downward：漸減) させるときのノイズ信号周波数Ｆnoiseとノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelの周波数スペクトラムとを示している。

図４に示すように、ＦＭＣＷ変調方式（三角波）を用いるときであっても周波数を漸増させている最中には、受信するノイズ信号周波数ＦnoiseはＦmod−ｆｎｃの周波数となることから、ノイズキャンセル信号生成部２１は、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelを周波数Ｆmod−ｆｎｃに対応させるための周波数ｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃの信号を生成すると良い。すると、直交変調器２４がＮ逓倍器２３の出力信号とノイズキャンセル信号生成部２１の出力信号とを混合して合成することで、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelを周波数Ｆmod−ｆｎｃにすることができる。

逆に、図５に示すように、ＦＭＣＷ変調方式（三角波）を用いるときであっても周波数を漸減させている最中には、到来するノイズ信号周波数ＦnoiseはＦmod＋ｆｎｃの周波数となることから、ノイズキャンセル信号生成部２１が生成するノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelもこの周波数Ｆmod＋ｆｎｃに合わせて生成すると良い。

このとき、ノイズキャンセル信号生成部２１は、その出力となるＩ信号とＱ信号とを漸増時と入れ替えて出力するように構成すると良い。すなわち、Ｑ信号を（４−１）式に準じた出力とし、Ｉ信号を（４−２）式に準じた出力とする。直交変調器２４は、Ｎ逓倍器２３の出力である変調信号と移相器２２の出力信号とを混合するため、直交変調器２４は、以下の（６−１）式に示す数式に応じた信号を出力する。この（６−１）式は積和の公式により（６−２）式のように展開できる。

これにより、変調信号の変調周波数Ｆmodよりもｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃだけ高い周波数Ｆcancelのノイズキャンセル信号を出力できる。可変利得増幅器２５は振幅Ａａを調整して結合器２６を通じて信号を結合させる。従って、ノイズキャンセル信号生成部２１が、直交変調器２４に入力させるＩ信号とＱ信号を、ＦＭＣＷ変調方式（三角波）の変調信号の変調周波数Ｆmodを漸増する期間と漸減する期間とで切換えることにより所望の周波数に設定できるようになる。これによりノイズキャンセル処理できる。

図６はＦＭＣＷ変調方式（鋸波）を用いて変調したときの変調周波数の時間的変化とノイズキャンセル信号の周波数スペクトラムとを示している。ＦＭＣＷ変調方式（鋸波）が用いられるときには、周波数を徐々に上昇させると共に瞬間的に低下させるようにしている。このため、周波数を瞬間的に下降させるタイミングを除いて、受信するノイズ信号周波数ＦnoiseはＦmod−ｆｎｃとなる。このため、ＦＭＣＷ変調方式（鋸波）を用いて変調するときには、ノイズキャンセル信号生成部２１は、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelをこの周波数Ｆmod−ｆｎｃに合わせたｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃの周波数で生成すると良い。この鋸波変調方式の変調信号を用いた場合、変調信号周波数Ｆmodは、時間経過に応じて増加（すなわち漸増）する期間しかないため、Ｉ信号とＱ信号を切替えなくて良い。なお、図６には変調信号周波数Ｆmodが時間経過に応じて漸増する形態を示しているが、減少すなわち漸減するようにしても良い。

この結果、送信部７が変調信号を送信するタイミングにおいて、ノイズキャンセラ９のノイズキャンセル信号生成部２１が障害物Ｏｂから反射し受信する反射信号の周波数Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃに対応した周波数ｆｎｃの信号を生成すると良い。すると、移相器２２がこの生成された信号を移相し、直交変調器２４が、この移相器２２の出力信号とＮ逓倍器２３の出力信号とを直交変調して合成することで、周波数Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃのノイズキャンセル信号を可変利得増幅器２５に出力し、可変利得増幅器２５が増幅又は減衰するように可変増幅する。このため、結合器２６が受信アンテナ４を通じて受信された受信信号にこのノイズキャンセル信号を結合させることでノイズをキャンセルできる。

＜パラメータの設定方法＞
前述したような原理、変調方式を用いてノイズキャンセル処理を行うが、以下では、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancel、設定位相φ、信号振幅Ａａなどのパラメータを設定するための方法について、図７のフローチャートを参照しながら説明する。

制御器５は、回路制御レジスタ１１に各種のパラメータを設定する。すると、送受信機搭載ＩＣ２の送信部７、受信部８及びノイズキャンセラ９は、回路制御レジスタ１１に記憶されたパラメータに応じて、変調信号生成部１０の出力変調信号の原信号の周波数Ｆmod／Ｎ、移相器２２の移相量に対応した設定移相φ、可変利得増幅器２５の増幅度に対応した信号振幅Ａａを調整できる。また、受信部８は、回路制御レジスタ１１に記憶されたパラメータに応じて、中間周波数増幅器１８の増幅度、及び、ＤＣオフセットを設定できる。

まず制御器５は、ノイズキャンセラ９のノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelの初期値を設定する。例えば、ＦＭＣＷ変調方式の場合にはＦmod−Slope×２ｄ／ｃで定められる値に初期値を設定する。そして制御器５は、様々なパラメータ（例えば設定位相φ、振幅Ａａ）を調整した上でノイズキャンセル信号を出力させる。このときノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelも初期値（例えばＦmod−Slope×２ｄ／ｃ）から予め定められた所定値をオフセット調整しても良い。

図７に示すように、まず制御器５は受信部８の動作をオンし当該受信部８の動作をアクティブとする。そしてまず制御器５は、中間周波数増幅器１８のＤＣオフセットを最小とするように中間周波数増幅器１８のＤＣオフセット電圧を調整する。この処理の実行理由は、障害物Ｏｂの反射ノイズ成分がＤＣ付近の比較的低い周波数帯に変換処理されるためである。すなわち、障害物Ｏｂの反射ノイズ成分を入力する前に中間周波数増幅器１８のＤＣオフセット電圧を調整することで、反射ノイズ成分の検出精度を向上できる。

また、制御器５は、Ｓ３及びＳ４においてレーダ用の変調信号生成部１０及び送信部７の機能をオンして動作をアクティブとし、Ｓ５にて変調信号を送信開始する。
制御器５は、Ｓ６において回路制御レジスタ１１にパラメータを設定する。このパラメータは、前述の変調方式（例えば三角波、鋸波）に応じた変調信号の変調周波数Ｆmod、周波数ｆｎｃ（ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancel（ＦＭＣＷ変調方式（三角波）の場合Ｆmod±ｆｎｃ（＝Slope×２ｄ／ｃ）））、位相φ、及び、振幅Ａａを定めるためのパラメータである。このとき制御器５が、ノイズキャンセル信号の振幅Ａａの初期値を設定するときには、障害物Ｏｂから反射される信号の振幅を想定し、予め予想される値を初期値として設定すると良い。これは、往復距離２ｄに応じて振幅Ａａが２乗に反比例することから、このノイズ信号の振幅Ａａを予想できるためである。

続いて制御器５は、ノイズキャンセラ９の機能をオンして動作をアクティブとする。そして制御器５は、Ｓ６において、周波数Ｆmod、ｆｎｃ（すなわちＦcancel）、振幅Ａａ、位相φのパラメータを変更しながら、Ｓ７においてノイズキャンセル処理後の受信信号が予め定められた閾値より小さくなるパラメータを探索し、信号が閾値より小さくなったことを条件として、Ｓ８においてこのパラメータを保存する。

ノイズキャンセル処理後の信号が閾値より大きい場合には、制御器５は、Ｓ９においてパラメータを保存し、さらにＳ１０において未設定のパラメータがあるか否か、すなわち、さらに別のパラメータ（例えば振幅Ａａ、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancel）で調整可能であるか否かを判定し、未設定のパラメータが存在しなくなるまでＳ６、Ｓ７、Ｓ９の処理を繰り返す。

このようにしてノイズキャンセル処理後の信号が最小となるパラメータを探索する。ここで、パラメータは、周波数ｆｎｃ（すなわちＦcancel）、位相φ、振幅Ａａの３つを変更する場合を例に挙げているが、周波数Ｆcancelは変調信号の変調周波数Ｆmodと距離ｄに応じて一義的に決定されるため、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelは機械的に算出するように処理しても良く、位相φ、振幅Ａａの２つのパラメータだけ変更設定するようにしても良い。

例えば、この２つのパラメータφ、Ａａだけ変更する場合には、１つのパラメータ（例えば位相φ）の変更に応じて最小条件を満たすパラメータを保存し、当該パラメータ（例えば位相φ）の値を固定し、他の１つのパラメータ（例えば振幅Ａａ）の変更に応じて最小条件を満たすパラメータを保存すると良い。これらの処理を、例えば振幅Ａａ＝所定振幅範囲、位相φ＝０〜２π、の条件を満たす範囲で繰り返す。この位相φ及び振幅Ａａの探索方法は逐次探索法、２分探索法など様々な方法を用いることができる。

また制御器５は、全てのパラメータの設定を終了し（Ｓ１０でＮＯ）たときに、ノイズキャンセル処理後の信号が閾値より小さい条件を満たすパラメータが存在しない場合（Ｓ７でＮＯ）であっても、Ｓ１１においてノイズキャンセル処理後の信号が最小となる条件のパラメータを保存する。また制御器５は、Ｓ１２において閾値判定結果を保存して終了する。この結果、ノイズキャンセラ９内のノイズキャンセル信号生成部２１、移相器２２、可変利得増幅器２５に対応した最適なパラメータを導出することができ、障害物Ｏｂに反射した反射信号を打ち消すための最適なノイズキャンセル信号を生成できる。これにより、反射信号のキャンセル量を最大に調整できる。

＜実施例＞
一例を挙げる。例えば、Ｎ逓倍器２３の逓倍数Ｎを２とし、変調信号生成部１０の出力信号の周波数Ｆmod／Ｎを４０ＧＨｚ帯、すなわち、送信される変調信号周波数Ｆmodを８０ＧＨｚ帯とする。また、変調信号の変調周波数対時間の傾きをSlope＝１００［ＭＨｚ／μｓ］、障害物Ｏｂまでの距離ｄを３０［ｍｍ］とする。このとき、受信アンテナ４が受信するまでの時間ｔ＝２ｄ／ｃと変調信号の変調周波数対時間の傾きSlopeの積を求めると、Ｆcancel＝ slope［ＭＨｚ／μｓ］ ×２ｄ／ｃ＝１００［ＭＨｚ／μｓ］×３０［ｍｍ］ × ２ ／ （３×１０＾８） ＝ ２０［ｋＨｚ］となり、実用的な範囲の周波数を生成することでノイズキャンセル信号を生成することが可能である。

＜まとめ＞
以上説明したように、本実施形態によれば、制御器５は、結合器２６がノイズキャンセル信号を受信信号に結合させた信号に基づいて障害物Ｏｂから反射された反射信号をキャンセルするように移相器２２及び可変利得増幅器２５によりノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御するようにしている。このため、最適なノイズキャンセル信号を生成できる。

また、ノイズキャンセル信号生成部２１は、送信部７が変調信号を送信するタイミングにおいて障害物Ｏｂから反射し受信する反射信号の周波数Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃに対応した周波数ｆｎｃの信号を互いに９０°位相の異なるＩ信号およびＱ信号にして出力し、移相器２２はノイズキャンセル信号生成部２１により生成されたＩ信号及びＱ信号を移相し、直交変調器２４は周波数Ｆmodの変調信号で移相器２２により移相されたＩ信号及びＱ信号を直交変調し、可変利得増幅器２５がこの直交変調された信号を増幅し、結合器２６がこの増幅信号を受信信号に結合させている。これにより、障害物Ｏｂから反射した反射信号をノイズキャンセル処理できる。

また、変調信号生成部１０が、変調信号の変調周波数Ｆmodを漸増させるときには、ノイズキャンセラ９は、ノイズキャンセル信号生成部２１及び直交変調器２４を用いて変調信号の変調周波数より低い側の周波数をノイズキャンセル信号の周波数Ｆmod−ｆｎｃとして生成している。このため、変調信号の変調周波数Ｆmodが漸増することで、この変調信号の送信タイミングにおいて反射信号を受信する信号の周波数が低くなったとしても、この受信するノイズ信号の周波数に合わせてノイズキャンセル信号を生成できる。

また、変調信号生成部１０が、変調信号の変調周波数Ｆmodを漸減させるときには、ノイズキャンセラ９は、ノイズキャンセル信号生成部２１及び直交変調器２４を用いて変調信号の変調周波数Ｆmodより高い側の周波数をノイズキャンセル信号の周波数Ｆmod＋ｆｎｃとして生成している。このため、変調信号の変調周波数Ｆmodが漸減することで、この変調信号の送信タイミングにおいて反射信号を受信する信号の周波数が高くなったとしても、この受信するノイズ信号の周波数に合わせてノイズキャンセル信号を生成できる。

また、送受信機搭載ＩＣ２が、シリコン系半導体を用いて１チップ化された半導体集積回路装置を用いて構成されていれば、設計を容易にできる。
また、受信アンテナ４の後段には受信部８の機器（例えば低雑音増幅器１６、混合器１７、中間周波数増幅器１８）が接続されているが、これらの機器１６〜１８は大きな電力が入力されると出力に大きな歪みを生じることがあり、所望の信号を正常に処理できなくなる虞がある。

本実施形態によれば、結合器２６は、ノイズキャンセル信号を受信部８の受信信号の入力端に結合させることでキャンセルしているため、障害物Ｏｂの反射信号の電力分を削減でき、受信部８に入力される全信号電力を抑えることができ、受信部８のダイナミックレンジを拡張できる。これにより、レーダの検知距離及び検知能力を高めることができる。逆に言及するならばダイナミックレンジを確保できるようであれば、結合器２６は、受信部８の入力端に結合させることなく、例えば低雑音増幅器１６の後段に結合させるように構成しても良い。

本実施形態によれば、後述の第２実施形態等に示した検波器２７を用いることなく構成できるので回路規模を小さくできる。
（第２実施形態）
図８は第２実施形態の追加説明図を示している。図８は第１実施形態の図２に代えて示す構成であり、図８の電気的構成が図２の電気的構成と異なるところは、中間周波数Ｆifの混合器１７の処理後の信号を検出する検波部として検波器２７を備えているところにある。

混合器１７は、ノイズキャンセラ９によりノイズキャンセル処理された後の信号について変調信号を混合して中間周波数Ｆifの帯域に信号周波数を低下させているが、この検波器２７は、混合器１７の出力信号をローパスフィルタ又はバンドパスフィルタによりフィルタ処理して信号を出力している。このため、検波器２７は、混合器１７により周波数変換された信号の中から周波数帯を選択的にフィルタを通じて検波し受信信号レベルを検出する。このため、制御器５は、検波器２７を通じて中間周波数帯におけるノイズキャンセル後の信号の振幅の情報を直接取得できるようになり、例えばアナログ信号として直接処理可能となる。

混合器１７の後段にはＡ／Ｄ変換器１９が接続されているが、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器１９の変換精度に依存することなく、ノイズキャンセラ９によるキャンセル効果を判定できるようになる。本実施形態では、混合器１７の後段に検波器２７を設けた形態を示したが、中間周波数増幅器１８の出力に検波器２７を設け、この検波器２７の出力をモニタして判定しても良い。

本実施形態によれば、制御器５は、検波器２７の検波信号に基づいて移相器２２及び可変利得増幅器２５のノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御できるため、Ａ／Ｄ変換器１９の変換精度に依存することなく、ノイズキャンセラ９によるキャンセル効果を判定できる。

（第３実施形態）
図９は第３実施形態の追加説明図を示している。図９のレーダシステム３０１の送受信機搭載ＩＣ３０２は、ノイズキャンセラ３０９を備える。この図９は、第１実施形態の図２及び第２実施形態の図８に代えて示す構成であり、図９の構成が図８の構成と異なるところは、ノイズキャンセラ３０９の移相器３２２を、図８の構成とは異なる箇所に設けたところにある。

すなわち、移相器３２２は周波数Ｆmod／Ｎの変調信号の原信号を移相φ２だけ移相してＮ逓倍器２３に出力し、Ｎ逓倍器２３がこの移相器３２２の出力をＮ逓倍した逓倍信号を周波数Ｆmodの変調信号として直交変調器２４に出力する。他方、ノイズキャンセル信号生成部２１は、移相器２２を介することなく直接直交変調器２４にＩ信号及びＱ信号を出力する。すなわち、ノイズキャンセラ９と３０９とは、Ｉ信号及びＱ信号に対して位相φを設定するか、変調信号の原信号に対して位相φ２を設定するか、で異なるものとなる。

このような回路構成の場合、数式的に説明すると、前述の（４−１）式、（４−２）式のφが消滅するものの、変調信号の原信号の周波数Ｆmod／Ｎの信号に位相φ２を設定できるようになる。このため、数式上では（５−１）式、（６−１）式の「ｃｏｓ２π・Ｆmod・ｔ」「ｓｉｎ２π・Ｆmod・ｔ」の項についてＦmod→Ｆmod／Ｎとしつつ、さらにこの項について位相φ２だけ移相させることができる。さらに、数式展開すれば、（５−２）式や（６−２）式に類似した式に展開することができる。この数式展開の詳細説明は省略する。したがって、このような場合においても、ノイズキャンセラ３０９は、移相器３２２により位相を調整できるようになり、前述実施形態で説明した理由と同様の理由から、ノイズをキャンセルすることができる。

（第４実施形態）
図１０は第４実施形態の追加説明図を示している。図１０のレーダシステム４０１の送受信機搭載ＩＣ４０２は、ノイズキャンセラ４０９を備える。この図１０は、第１実施形態の図２及び第２実施形態の図８並びに第３実施形態の図９に代えて示す構成であり、図１０のノイズキャンセラ４０９の構成が図９のノイズキャンセラ３０９の構成と異なるところは、移相器４２２とＮ逓倍器２３とを入れ替えて構成しているところにある。すなわち、このノイズキャンセラ４０９は、Ｎ逓倍器２３が変調信号の原信号をＮ逓倍した後、移相器４２２がＮ逓倍器２３により出力される逓倍信号を位相φ３だけ移相した移相信号を直交変調器２４に出力する。

このような回路構成の場合、数式的に説明すると、前述の（４−１）式、（４−２）式のφが消滅するものの、変調信号の変調周波数Ｆmodの信号に位相φ３を設定できるようになる。このため、数式上では（５−１）式、（６−１）式の「ｃｏｓ２π・Ｆmod・ｔ」「ｓｉｎ２π・Ｆmod・ｔ」の項について位相φ３だけ移相させることになる。さらに、数式展開すれば、（５−２）式や（６−２）式に類似した式に展開することができる。この数式展開の詳細説明は省略する。したがって、このような場合においても、ノイズキャンセラ４０９は、移相器４２２により位相を調整できるようになり、前述実施形態と同様の理由から、ノイズをキャンセルすることができる。

（第５実施形態）
図１１は第５実施形態の追加説明図を示している。図１１のレーダシステム５０１の送受信機搭載ＩＣ５０２はノイズキャンセラ５０９を備える。この図１１は、第１実施形態の図２、第２実施形態の図８、第３実施形態の図９、及び、第４実施形態の図１０に代えて示す構成である。図１１のノイズキャンセラ５０９の構成が、図２のノイズキャンセラ９の構成と異なるところは、ノイズキャンセル信号生成部２１及び直交変調器２４を設けることなく構成したところにある。

この図１１に示すように、ノイズキャンセラ５０９は、Ｎ逓倍器２３、移相器４２２、可変利得増幅器２５、及び結合器２６を直列接続して構成されている。Ｎ逓倍器２３は、変調信号生成部１０の出力である変調信号の原信号をＮ逓倍する。移相器４２２は、このＮ逓倍された変調信号を設定位相φ３だけ移相し可変利得増幅器２５に出力する。可変利得増幅器２５は、回路制御レジスタ１１に設定されるパラメータに基づいて増幅度を調整し、振幅Ａａの出力を結合器２６に出力する。結合器２６は受信アンテナ４による受信信号に可変利得増幅器２５の出力信号を結合させる。すなわち、本実施形態においては、変調信号の変調周波数Ｆmodとノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelとを等しくしている。

本実施形態においては、ノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelは、前述の（２）式においてｆｎｃ＝Slope×２ｄ／ｃ＝０とした場合と同等となる。このような場合、制御器５は、振幅Ａａ、位相φをパラメータに応じて調整する。この結果、可変利得増幅器２５の増幅度及び移相器４２２の位相を調整できる。

近距離に位置する障害物Ｏｂが反射する信号の周波数は、数十ＧＨｚのミリ波帯変調信号の変調周波数Ｆmodの帯域に対して例えば１０００分の１以上小さい周波数となる。このため、変調信号の変調周波数Ｆmodとノイズキャンセル信号の周波数Ｆcancelとを同一にしても、反射ノイズをキャンセルできることが期待できる。

（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

ミリ波帯のレーダシステム１に適用したが、ミリ波帯のレーダに限られない。前述実施形態では「所定方式の変調信号」として、ＦＭＣＷ変調方式（三角波、鋸波）による変調信号を挙げたが、これらの方式に限られるものではない。

送信アンテナ３および受信アンテナ４をそれぞれ複数備えているときには、送信アンテナ３と同数の送信部７を構成すると共に、受信アンテナ４と同数の受信部８を構成し、さらに受信部８と同数のノイズキャンセラ９を備えていることが望ましい。このように構成することで、複数の送信アンテナ３及び受信アンテナ４を用いてそれぞれ送受信する信号のノイズキャンセル処理を個別に行うことができる。

ターゲット１２が障害物Ｏｂより直線的に遠くに設置されている形態を示したが、方向は互いに異なる方向に設置されていても良いし、ターゲット１２が障害物Ｏｂより近くに設置されている場合であっても障害物Ｏｂまでの距離ｄに合わせてノイズキャンセル信号を生成することで前述と同様の効果を得られるものとなる。

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１，２０１，３０１，４０１，５０１はミリ波レーダシステム（レーダシステム）、２，２０２，３０２，４０２，５０２は送受信機搭載ＩＣ（半導体集積回路装置，レーダ用送受信機）、３は送信アンテナ、４は受信アンテナ、５は制御器（制御部）、７は送信部、８，２０８は受信部、９，４０９，５０９はノイズキャンセラ、１１は回路制御レジスタ（記憶部）、１２はターゲット、１７は混合器（周波数変換部）、２１はノイズキャンセル信号生成部、２２，３２２，４２２は移相器、２５は可変利得増幅器、２６は結合器、２７は検波器（検波部）、Ｏｂは障害物（車両用部品）、を示す。

Claims (13)

1. 予め定められた周波数帯のレーダ用の変調信号又はその変調信号が分周又は逓倍された原信号を生成する変調信号生成部（１０）、及び、前記変調信号を送信アンテナ（３）を通じて送信する送信部（７）と、レーダ波を反射するターゲット（１２）及び障害物（Ｏｂ）から反射された反射信号を受信アンテナ（４）を通じて受信する受信部（８，２０８）と、を備えたレーダシステム（１，２０１，３０１，４０１，５０１）において、
   前記変調信号、前記変調信号の原信号、又は、前記送信部が変調信号を送信するタイミングにおいて前記障害物から反射し受信する反射信号の周波数（Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃ）に対応してノイズキャンセル信号生成部（２１）により生成された周波数（ｆｎｃ）の信号を移相する移相器（２２，３２２，４２２）と、
   前記移相器の出力信号に基づいて生成されたノイズキャンセル信号の振幅を増幅又は減衰する可変利得増幅器（２５）と、
   前記可変利得増幅器により出力されるノイズキャンセル信号を前記受信部が受信する受信信号に結合させる結合器（２６）と、
   を備えたノイズキャンセラ（９，４０９，５０９）と、
   制御部（５）は前記結合器がノイズキャンセル信号を受信信号に結合させた信号に基づいて前記障害物から反射された反射信号をキャンセルするように前記移相器及び前記可変利得増幅器のノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御するように構成され、
   前記制御部がノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量をパラメータとして記憶する記憶部（１１）、を備えるレーダ用送受信機。
2. 請求項１記載のレーダ用送受信機において、
   前記受信部（２０８）は、
   前記受信アンテナを通じて受信した信号に前記変調信号を混合して周波数を変換する周波数変換部（１７）と、
   前記周波数変換部により変換された信号の中から周波数帯を選択的にフィルタを通じて検波し受信信号レベルを検出する検波部（２７）と、をさらに備え、
   前記制御部は、前記検波部の検波信号に基づいて前記移相器及び前記可変利得増幅器のノイズキャンセル信号の振幅量及び移相量を制御するレーダ用送受信機。
3. 請求項１または２記載のレーダ用送受信機において、
   前記ノイズキャンセラ（９）は、
   前記送信部が変調信号を送信するタイミングにおいて前記障害物から反射し受信する反射信号の周波数（Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃ）に対応した周波数（ｆｎｃ）の信号を互いに９０°位相の異なるＩ信号およびＱ信号にして出力するノイズキャンセル信号生成部（２１）をさらに備え、
   前記移相器（２２）は、前記ノイズキャンセル信号生成部（２１）により生成されたＩ信号及びＱ信号を移相するように構成され、
   前記変調信号で前記移相器により移相されたＩ信号及びＱ信号を直交変調する直交変調器（２４）をさらに備えるレーダ用送受信機。
4. 請求項１〜３の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
   前記変調信号生成部が前記変調信号の変調周波数を漸増させるときには、前記ノイズキャンセル信号生成部は、前記ノイズキャンセル信号生成部及び前記直交変調器を用いて前記変調信号の変調周波数より低い側の周波数を前記ノイズキャンセル信号の周波数（Ｆmod−ｆｎｃ）として生成するレーダ用送受信機。
5. 請求項１〜３の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
   前記変調信号生成部が前記変調信号の変調周波数を漸減させるときには、前記ノイズキャンセル信号生成部は、前記変調信号の変調周波数より高い側の周波数を前記ノイズキャンセル信号の周波数（Ｆmod＋ｆｎｃ）として生成するレーダ用送受信機。
6. 請求項１または２記載のレーダ用送受信機において、
   前記変調信号生成部（１０）は、前記変調信号の変調周波数を分周した周波数（Ｆmod／Ｎ）の変調信号の原信号を生成するように構成され、
   前記変調信号の原信号をＮ逓倍する逓倍器（２３）をさらに備え、
   前記ノイズキャンセラ（３０９）は、
   前記移相器が前記変調信号の原信号を移相した後、前記逓倍器が原信号を移相した信号を逓倍し、この逓倍信号に応じてノイズキャンセル信号を生成するレーダ用送受信機。
7. 請求項６記載のレーダ用送受信機において、
   前記ノイズキャンセラ（３０９）は、
   前記送信部が変調信号を送信するタイミングにおいて前記障害物から反射し受信する反射信号の周波数（Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃ）に対応した周波数（ｆｎｃ）の信号を互いに９０°位相の異なるＩ信号およびＱ信号にして出力するノイズキャンセル信号生成部（２１）をさらに備え、
   前記逓倍信号を前記ノイズキャンセル信号生成部により出力されるＩ信号及びＱ信号により直交変調しノイズキャンセル信号を生成する直交変調器（２４）をさらに備えるレーダ用送受信機。
8. 請求項１または２記載のレーダ用送受信機において、
   前記変調信号生成部（１０）は、前記変調信号の変調周波数を分周した周波数（Ｆmod／Ｎ）の変調信号の原信号を生成するように構成され、
   前記変調信号の原信号をＮ逓倍する逓倍器（２３）をさらに備え、
   前記ノイズキャンセラ（４０９，５０９）は、
   前記逓倍器が前記変調信号の原信号を逓倍した後、前記移相器が逓倍された変調信号の原信号を移相し、この移相信号に応じてノイズキャンセル信号を生成するレーダ用送受信機。
9. 請求項８記載のレーダ用送受信機において、
   前記ノイズキャンセラ（４０９）は、
   前記送信部が変調信号を送信するタイミングにおいて前記障害物から反射し受信する反射信号の周波数（Ｆmod−ｆｎｃ、Ｆmod＋ｆｎｃ）に対応した周波数（ｆｎｃ）の信号を互いに９０°位相の異なるＩ信号およびＱ信号にして出力するノイズキャンセル信号生成部（２１）をさらに備え、
   前記移相信号を前記ノイズキャンセル信号生成部により出力されるＩ信号及びＱ信号により直交変調しノイズキャンセル信号を生成する直交変調器（２４）をさらに備えるレーダ用送受信機。
10. 請求項１〜９の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
    シリコン系半導体を用いて１チップ化された半導体集積回路装置（２、２０２、３０２、４０２、５０２）を用いて構成されているレーダ用送受信機。
11. 請求項１〜１０の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
    前記結合器（２６）は、前記ノイズキャンセル信号を前記受信部の受信信号の入力端に結合させるレーダ用送受信機。
12. 請求項１〜１１の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
    前記障害物は車両用部品（Ｏｂ）であるレーダ用送受信機。
13. 請求項１〜１２の何れか一項に記載のレーダ用送受信機において、
    前記送信アンテナ（３）および前記受信アンテナ（４）をそれぞれ複数備え、且つ、前記送信アンテナ（３）と同数の前記送信部（７）、前記受信アンテナ（４）と同数の受信部（８）および前記ノイズキャンセラ（９）を備えて構成されるレーダ用送受信機。

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