JP7322567B2

JP7322567B2 - モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器

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Publication number: JP7322567B2
Application number: JP2019135768A
Authority: JP
Inventors: 一伸大井
Original assignee: Meidensha Corp
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Priority date: 2019-07-24
Filing date: 2019-07-24
Publication date: 2023-08-08
Anticipated expiration: 2039-07-24
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Description

本発明は、三相交流の系統に連系するシングルスター・ブリッジセル（ＳＳＢＣ）のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の技術に関する。

図１にシングルスター・ブリッジセル（ＳＳＢＣ）のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ）の構成を示す。この回路の特徴は図２に示すブリッジセルＢをカスケード接続したモジュールで各アームを構成する点にあり、ブリッジセルＢの接続台数を増加することでより高い電圧を扱うことができる。ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣはトランスレスで高圧系統に連系することができ、無効電力補償装置としての応用が想定されている。

しかし、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣには、不平衡電圧系統に連系したり逆相電流を出力した場合、すなわち逆相電力を出力すると相間セルコンデンサ電圧のバランスが崩れるという問題点がある。このアンバランスは、スイッチング素子やセルコンデンサに印加される電圧が過大になる、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣから出力される電圧波形・電流波形にひずみが生じトランスの焼損、力率改善用コンデンサの過熱や絶縁破壊、電動機のうなりや遮断器の誤動作など他の機器への悪影響といった問題を引き起こす。このアンバランスを改善する方法として、特許文献１、および、非特許文献１が開示されている。

特開２０１３－５６９４号公報

吉井剣，井上重徳，赤木泰文、「６．６ｋＶトランスレス・カスケードＰＷＭＳＴＡＴＣＯＭ」、２００７年、電学論Ｄ、１２７巻、８号、ｐ．７８１－７８８石塚智嗣，根津一嘉，佐藤之彦，山口浩，片岡昭雄、「無損失共振器を適用した電圧形ＰＷＭ整流回路の電源電流制御」、平成８年、電学論Ｄ、１１６巻、８号、ｐ．８８３－８８４

特許文献１は逆相電圧・逆相電流を検出してセルコンデンサ電圧バランス維持に最適な零相電圧を計算し重畳するフィードフォワード制御である。零相電圧を使用し余計な逆相電流を出力しないため、系統に擾乱を与えることなくバランスを維持できるという特長がある。

しかし、電圧不平衡が大きくなるほど、また出力する逆相電流が大きくなるほど重畳すべき零相電圧の振幅も増加する。ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣはより大きな振幅の電圧を出力する必要があり、このためにはカスケード接続するブリッジセルＢの台数やセルコンデンサ電圧を増加しなければならず、コストや損失が増加してしまう。

一方で、セルコンデンサ電圧バランスが崩れた際にバランス補正に適した逆相電流を意図的に出力する方法が非特許文献１にて開示されている。しかし、バランス補正に適した逆相電流が系統に対して適切とは限らず、系統の電圧不平衡を悪化させてしまう恐れがあり、他の連系装置、特にモータや発電機に対して損失増加・発熱・振動や騒音の増加・寿命低下といった悪影響を及ぼす。ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣの都合で指令値とは異なる勝手な逆相電流を出力することは望ましくない。

以上示したようなことから、モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器において、セルコンデンサの電圧バランスを一定に保つと共に、適した零相電圧、逆相電圧を使用することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、複数台のブリッジセルユニットを直列接続して１相のモジュールを構成し、このモジュールを３台有する３相のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器であって、セルコンデンサ電圧のバランス制御に必要な零相電圧の振幅が上限値以下の場合は前記零相電圧を補正零相電圧として出力し、前記零相電圧の振幅が前記上限値よりも大きい場合は前記上限値を前記補正零相電圧として出力する零相電圧演算部と、前記零相電圧が前記上限値よりも大きい場合、前記補正零相電圧を重畳した上でセルコンデンサ電圧のバランス制御に必要な補正逆相電流指令値を重畳した電流指令値を出力する電流指令値演算部と、前記補正零相電圧および前記電流指令値に基づいてゲート信号を生成する電流制御部と、を備えたことを特徴とする。

また、その一態様として、前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力電圧・出力電流および重畳する前記補正零相電圧が（３）式，（４）式で定義される時、前記零相電圧演算部は、逆相電流指令値を入力せず、正相ｑ軸電流指令値、および、正相ｄ軸電圧、および、逆相ｄ軸電圧、および、逆相ｑ軸電圧に基づいて前記零相電圧を演算して前記補正零相電圧を出力し、前記電流指令値演算部は、（６）式に基づいて前記補正逆相電流指令値である補正逆相ｄ軸電流指令値，補正逆相ｑ軸電流指令値を演算することを特徴とする。

Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ：Ｕ相の出力電圧，Ｖ相の出力電圧，Ｗ相の出力電圧
Ｖ１ｄ：正相ｄ軸電圧
Ｖ１ｑ：正相ｑ軸電圧
Ｖ２ｄ：逆相ｄ軸電圧
Ｖ２ｑ：逆相ｑ軸電圧
Ｖ０ｄ’：補正零相ｄ軸電圧
Ｖ０ｑ’：補正零相ｑ軸電圧
ωｔ：系統電圧の位相
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：Ｕ相の出力電流，Ｖ相の出力電流，Ｗ相の出力電流
Ｉ１ｑ：正相ｑ軸電流
Ｉ２ｄ：逆相ｄ軸電流
Ｉ２ｑ：逆相ｑ軸電流
Ｉ１ｑ＊：正相ｑ軸電流指令値
Ｉ２ｄ＊’：補正逆相ｄ軸電流指令値
Ｉ２ｑ＊’：補正逆相ｑ軸電流指令値。

また、他の態様として、前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力電圧・出力電流がおよび重畳する前記補正零相電圧が（３）式，（４）式で定義される時、前記零相電圧演算部は、逆相ｄ軸電流指令値、および、逆相ｑ軸電流指令値、および、正相ｑ軸電流指令値、および、正相ｄ軸電圧、および、逆相ｄ軸電圧、および、逆相ｑ軸電圧に基づいて前記零相電圧を演算して前記補正零相電圧を出力し、前記電流指令値演算部は、（６）式に基づいて前記補正逆相電流指令値である補正逆相ｄ軸電流指令値，補正逆相ｑ軸電流指令値を演算することを特徴とする。

また、その一態様として、前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力可能な電圧振幅が定格電圧振幅の１．５倍に満たない場合、前記零相電圧演算部は、線間短絡が発生したときに前記上限値を零とすることを特徴とする。

本発明によれば、モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器において、セルコンデンサの電圧バランスを一定に保つと共に、適した零相電圧、逆相電圧を使用することが可能となる。

ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣの構成を示す概略図。ブリッジセルの構成を示す概略図。実施形態１～３における電流制御部を示すブロック図。実施形態１における零相電圧演算部のブロック図。実施形態１～３における電流指令値演算部のブロック図。実施形態２における零相電圧演算部のブロック図。実施形態３における零相電圧演算部のブロック図。零相電圧の重畳量とバランスに必要な逆相電流振幅の関係図。

以下、本願発明におけるモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の実施形態１～３を図１～図８に基づいて詳述する。

［実施形態１］
本実施形態１では、零相電圧によるバランス制御と逆相電流によるバランス制御を併用してセルコンデンサ電圧をバランスさせる方法を示す。零相電圧を優先的に使用し、指令に対して重畳できる零相電圧の振幅が不足した場合に限り逆相電流を出力することで、系統に与える擾乱をできる限り小さくする。

本実施形態１のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（直列多重インバータ装置）は、例えば、図１に示す回路に適用することを想定している。図１において、符号２５は三相交流の系統電源であり、系統電圧はＶｓである。複数台のブリッジセルＢのユニットが直列接続されて１相のモジュールを構成する。このモジュールを３台有し、系統の各相にリアクトルを介して接続される。すなわち、各相（３相）に１相あたりｎ台のブリッジセルＢが接続され、３相合計では３ｎ台のブリッジセルＢが接続される。

図２に示すように、ブリッジセルＢは、第１半導体スイッチング素子Ｓ１の一端が、一方の接続端子に接続される。第２半導体スイッチング素子Ｓ２の一端は第１半導体スイッチング素子Ｓ１の一端に接続される。第３半導体スイッチング素子Ｓ３は、第１半導体スイッチング素子Ｓ１の他端と他方の接続端子との間に接続される。第４半導体スイッチング素子Ｓ４は、第２半導体スイッチング素子Ｓ２の他端と他方の接続端子との間に接続される。セルコンデンサＣは、第１，第３半導体スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の接続点と第２，第４半導体スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の接続点との間に接続される。

図３にＭＭＣＣ－ＳＳＢＣの電流制御部のブロック図を示す。ローパスフィルタＬＰＦは、各相の出力電流検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからノイズやスイッチングリプルなどを除去する。３相２相変換器１は、ローパスフィルタＬＰＦの出力結果を３相２相変換し、２相の出力電流検出信号Ｉａ，Ｉｂを出力する。

減算器２ａ，２ｂは、後述する３相２相変換された固定座標上の電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊と２相の出力電流検出信号Ｉａ，Ｉｂとの偏差を演算する。Ｐ（比例）Ｒ（共振）アンプＰＲは、減算器２ａ，２ｂの出力を増幅する。Ｒアンプは非特許文献２に記述があり、特定の周波数に対してゲインが無限大となる。この周波数を系統電源周波数とすることにより、正相電流および逆相電流両方の偏差を零にすることができる。２相３相変換器３は、ＰＲアンプＰＲの出力を２相３相変換し、各相の出力電圧指令値を出力する。

加算器４は、後述する積Ｖ０ｄ’ｃｏｓωｔ，Ｖ０ｑ’ｓｉｎωｔを足し合わせ、補正零相電圧を算出する。加算器５ｕ，５ｖ，５ｗは、２相３相変換器３から出力された各相の出力電圧指令値に、加算器４の出力である補正零相電圧をそれぞれ加算する。このほか、セルコンデンサ電圧バランスフィードバック制御によって得られた零相電圧を加算する場合もある。

ＰＷＭ変調器ＰＷＭは、補正零相電圧を重畳した各相の出力電圧指令値と、各ブリッジセルＢに対応したキャリア三角波とを比較し、各ブリッジセルＢのゲート信号を得る。得られたゲート信号は、図１の各ブリッジセルＢに入力される。

図４に本実施形態１の零相電圧演算部２７のブロック図を示す。

ＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）は、系統電圧検出信号Ｖｓから位相ωｔを求める。ローパスフィルタＬＰＦは、系統電圧検出信号Ｖｓからノイズやスイッチングリプルなどを除去する。

ｄｑ変換器６は、ローパスフィルタＬＰＦを適用した後の系統電圧検出信号Ｖｓを位相ωｔに基づいてｄｑ変換を行う。移動平均フィルタＭＡＶＥ１，ＭＡＶＥ２は、ｄｑ変換器６の出力から、電圧不平衡に起因する基本波周波数の２倍の脈動を除去する。移動平均フィルタＭＡＶＥ１，ＭＡＶＥ２の出力が、正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄ，正相ｑ軸電圧Ｖ１ｑとなる。正相ｑ軸電圧Ｖ１ｑはＰＬＬが正常に動作している限り定常時は通常零となるが、系統電圧に変動が生じた場合などには値を持つ場合がある。

乗算器７は、位相ωｔを－１倍する。ｄｑ変換器８は、ローパスフィルタＬＰＦを適用した系統電圧検出信号Ｖｓを位相－ωｔに基づいてｄｑ変換を行う。移動平均フィルタＭＡＶＥ３，ＭＡＶＥ４は、ｄｑ変換器８の出力から、正相電圧に起因する基本波周波数の２倍の脈動を除去する。移動平均フィルタＭＡＶＥ３，ＭＡＶＥ４の出力が、逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑとなる。

演算器９は、正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄ，逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑの他、外部から入力される正相ｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ＊を入力する。演算器９は、正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄ，逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑ，正相ｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ＊に基づいて、特許文献１に基づきセルコンデンサ電圧のバランスに適切な零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑを出力する。（１）式において、Ｖ１は正相電圧，Ｖ２は逆相電圧，Ｉ１は正相電流，Ｉ２は逆相電流とする。

また、正相電流と逆相電流の位相差φは０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇ，３００ｄｅｇから最も近い位相差を選択した値とし、位相差φが０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇの時（２－１）式、位相差φが１２０ｄｅｇ，３００ｄｅｇの時（２－２）式、位相差φが６０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇの時（２－３）式に基づいて零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑを算出しても良い。

ａ’：正相電流と逆相電流の振幅比
ａ：補正振幅比
ただし、ａ＝ａ’（φ＝０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇ）
ａ＝－ａ’（φ＝６０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ，３００ｄｅｇ）
また、位相差φが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇ，３００ｄｅｇでない場合、最も近い２つの位相差φから（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式により２つの零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑを求め、その２つの零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑの補間により零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑを決定してもよい。

ただし、（２－１）式では、ａ＝ａ’（φ＜９０ｄｅｇ，２７０ｄｅｇ＜φ），ａ＝－ａ’（９０ｄｅｇ＜φ＜２７０ｄｅｇ），（２－２）式では、ａ＝ａ’（３０ｄｅｇ＜φ＜２１０ｄｅｇ），ａ＝－ａ’（φ＜３０ｄｅｇ，２１０ｄｅｇ＜φ），（２－３）式では、ａ＝ａ’（１５０ｄｅｇ＜φ＜３３０ｄｅｇ），ａ＝－ａ’（φ＜１５０ｄｅｇ，３３０ｄｅｇ＜φ）とする。

また、位相差φが３０ｄｅｇ，９０ｄｅｇ，１５０ｄｅｇ，２１０ｄｅｇ，２７０ｄｅｇ，３３０ｄｅｇの時に補正係数を２／√３とし、位相差φが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ，１８０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇ，３００ｄｅｇの時に補正係数を１とし、間の位相差φにおいては補正係数を線形補間により求めたゲインＧｉを（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式の正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄに依存する項に乗算してもよい。

このとき、正相電流に対する逆相電流の振幅比ａは零である。位相差φはどの値に設定しても同じ結果が得られる。

上記では、零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑの演算方法の例を説明したが、演算器９での零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑは他の方法により求めても良い。

乗算器１０ｄ，１０ｑは、零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑの自乗を求める。加算器１１は、乗算器１０ｄ，１０ｑの出力を足し合わせる。平方根演算器１２は、加算器１１の出力の平方根を求める。この平方根演算器１２の出力が、電圧指令値に重畳する零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）となる。

除算器１３は、零相電圧の振幅の上限を指定する上限値Ｖ０ｌｉｍを零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）で除算し、零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）に対する零相電圧の振幅の上限値Ｖ０ｌｉｍの比率を求める。

減算器１４は、零相電圧の振幅の上限値Ｖ０ｌｉｍから零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）を減算する。比較器１５は、減算器１４の出力と０とを比較し、減算器１４の出力がマイナス、すなわち上限値Ｖ０ｌｉｍよりも零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が大きい場合に１を出力し、それ以外の場合０を出力する。スイッチ１６は、比較器１５の出力が１ならば零相電圧の振幅に対する上限値Ｖ０ｌｉｍの比率（除算器１３の出力）を出力し、０ならば１を出力する。乗算器１７ｄ，１７ｑは、零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑとスイッチ１６の出力を乗算する。乗算器１７ｄ，１７ｑの出力が補正零相電圧Ｖ０ｄ’，Ｖ０ｑ’となる。

補正零相電圧Ｖ０ｄ’，Ｖ０ｑ’は、演算器９より得られた零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が上限値Ｖ０ｌｉｍより小さければ、Ｖ０ｄ’＝Ｖ０ｄ，Ｖ０ｑ’＝Ｖ０ｑとなる。零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が上限値Ｖ０ｌｉｍより大きければ、補正零相電圧Ｖ０ｄ’，Ｖ０ｑ’の振幅は上限値Ｖ０ｌｉｍに等しい値に制限され、位相は零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑに等しく変化しない。

図５に本実施形態１の電流指令値演算部２８のブロック図を示す。図５の補正零相電圧Ｖ０ｄ’，Ｖ０ｑ’は図４により求めた値である。正相ｄ軸電流指令値Ｉ１ｄ＊は有効電力に相当し、無効電力補償装置では零である。ただし、セルコンデンサ電圧バランスフィードバック制御によって装置の定常損失分が入る場合がある。この場合も正相ｄ軸電流指令値Ｉ１ｄ＊はほぼ零である。

演算器１８は、補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’，補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’，正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄ，正相ｑ軸電圧Ｖ１ｑ，逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑ，正相ｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ＊を入力し、（６）式により補正逆相電流指令値（補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’）を求める。

ｄｑ逆変換器１９は、正相ｄ軸電流指令値Ｉ１ｄ＊，正相ｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ＊を位相ωｔに基づいてｄｑ逆変換を行い、固定座標上の値に変換する。乗算器２０は位相ωｔに－１を乗算する。ｄｑ逆変換器２１は、補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’を位相－ωｔに基づいてｄｑ逆変換を行い、固定座標上の値に変換する。加算器２２ａ，２２ｂは、ｄｑ逆変換器１９，２１の出力を足し合わせる。加算器２２ａ，２２ｂの出力が固定座標上の電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊となる。

乗算器ｃｏｓは、補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’と位相ωｔを入力し、位相ωｔに対応する余弦値と補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’との積Ｖ０ｄ’ｃｏｓωｔを出力する。乗算器ｓｉｎは、補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’と位相ωｔを入力し、位相ωｔに対応する正弦値と補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’との積Ｖ０ｑ’ｓｉｎωｔを出力する。図３の加算器４において積Ｖ０ｄ’ｃｏｓωｔ，Ｖ０ｑ’ｓｉｎωｔを足し合わせ、図３の加算器５ｕ，５ｖ，５ｗにおいて零相電圧として各相の電圧指令値に加算する。

図５の乗算器ｃｏｓ，ｓｉｎ，図３の加算器４は零相電圧演算部２７に含まれるものとする。

本実施形態１は、不平衡電圧系統において逆相電流指令値が零の時（逆相電流指令値を入力しない時）に、セルコンデンサ電圧のバランス維持のため重畳する零相電圧の振幅を上限値Ｖ０ｌｉｍに制限する零相電圧演算部２７と、振幅を制限された零相電圧を重畳したときにセルコンデンサ電圧のバランス維持に必要な逆相電流を求める電流指令値演算部２８からなる。各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを（３）式，各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを（４）式のように定義する。

Ｖ１ｄは正相ｄ軸電圧，Ｖ１ｑは正相ｑ軸電圧である。ＰＬＬが有効で制御システムが系統電圧の位相に同期しているならば、正相ｑ軸電圧Ｖ１ｑは定常状態において零である。Ｖ２ｄ，Ｖ２ｑ，Ｖ０ｄ’，Ｖ０ｑ’はそれぞれ逆相ｄ軸電圧、逆相ｑ軸電圧、補正零相ｄ軸電圧、補正零相ｑ軸電圧である。電流についても同様であり、Ｉ１ｑ，Ｉ２ｄ，Ｉ２ｑはそれぞれ正相ｑ軸電流、逆相ｄ軸電流、逆相ｑ軸電流である。各相の基本波１周期あたりの有効電力は以下の（５）式となる。各相の基本波１周期あたりの有効電力はそれぞれ等しい値とする。

（５）式を満たす逆相ｄ軸電流Ｉ２ｄ，逆相ｑ軸電流Ｉ２ｑを求めると、以下の（６）式が得られる。

補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’，補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’が演算器９によって得られた零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑに等しい場合、（６）式より得られる補正逆相ｄ軸電流Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流Ｉ２ｑ＊’は零になる。

すなわち、上限値Ｖ０ｌｉｍに対して零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑが小さければ、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣの出力する逆相電流は零となり、零相電圧のみでセルコンデンサ電圧のバランス制御を行う。上限値Ｖ０ｌｉｍの方が小さければ、重畳する零相電圧の振幅を上限値Ｖ０ｌｉｍに制限した上で（６）式によって求められる逆相電流を併用してセルコンデンサ電圧のバランス制御を行う。

本実施形態１により、逆相電流単独でバランス制御を行うよりも逆相電流振幅を小さくすることができる。また、特許文献１や（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式同様に適切な逆相電流をフィードフォワードで出力するため、フィードバックとは異なり系統電圧が変動した場合でもセルコンデンサ電圧のアンバランスを小さくすることができる。

重畳する零相電圧の振幅は、上限値Ｖ０ｌｉｍにより制限することができる。上限値Ｖ０ｌｉｍはあらかじめ設計した固定値とすることができ、例えば系統電圧実効値の定格（最大値）をＶ１，セルコンデンサ電圧定格（最大値）をＶｃ，１相あたりのブリッジセルＢの数をｎとしたときに、（７）式により求めることができる。

余裕を見て（７）式よりも小さな値としてもよい。上限値Ｖ０ｌｉｍは可変値としてもよく、現在の系統電圧振幅を（７）式のＶ１に代入して決定するほか、図３の２相３相変換器３から出力される電圧指令値正弦波の振幅から求める方法、図３のＰＷＭ変調器ＰＷＭに入力される電圧指令値振幅が１よりも小さければ上限値Ｖ０ｌｉｍを少しずつ増加し１を超えていたら減少させる方法もある。

上限値Ｖ０ｌｉｍは零としてもよく、この場合は零相電圧を重畳せず逆相電流のみでセルコンデンサ電圧のバランス制御を行う。上限値Ｖ０ｌｉｍを零とすることにより、３相４線式で零相電圧を重畳すると零相電流が流れてしまう場合でも、本実施形態１を適用することが可能となる。ただし、逆相電流も少し流れてしまう。

（６）式では、正相電圧と補正零相電圧の振幅が等しいときに分母が零となり、セルコンデンサ電圧のバランス制御に適切な逆相電流を求めることができない。しかし、このときＭＭＣＣ－ＳＳＢＣは定格の２倍の振幅の電圧を出力できることを示し、特許文献１の段落［００４９］よりＭＭＣＣ－ＳＳＢＣは任意の逆相電流を単独で出力しても零相電圧によるセルコンデンサ電圧をバランスさせることができる。

このようなセルコンデンサ電圧やブリッジセルＢの台数が十分多い設計ならば、特許文献１の段落［００５１］より正相電流と逆相電流の振幅が等しくならないようにすれば問題なく運転でき、本実施形態１を適用する必要がない。その反面、コストや損失は大幅に増加してしまう。本実施形態１では、セルコンデンサ電圧やブリッジセルＢの台数の余裕が小さい設計の装置に適用することを想定したものであるため、（６）式で分母が零となることはない。

以上示したように、本実施形態１によれば、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣにおいて零相電圧と逆相電流を併用することにより各セルコンデンサＣの電圧バランスを一定に保つことができる。

零相電圧を優先的に使用し、零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が外部から設定できる上限値Ｖ０ｌｉｍに達した場合のみ逆相電流を併用するため、逆相電流の流出を最小限に抑えることができる。

また、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣが出力できる電圧振幅に余裕がなくてもセルコンデンサ電圧をバランスできるため、ブリッジセルＢの台数を少なくしブリッジセルＢの直流電圧を下げることができ、コストや損失を抑えることができる。

また、フィードフォワード制御のため、系統電圧や電流指令値が急変した場合でもセルコンデンサ電圧の変動が小さくなり、セルコンデンサ容量を小さくでき、小型化やコスト削減ができる。

［実施形態２］
図６に本実施形態２の零相電圧演算部２７のブロック図を示す。実施形態１との違いは、逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊を外部から入力できるようにし、演算器９において逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に基づいて、特許文献１や（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式を演算する点である。

乗算器ｃｏｓ，ｓｉｎと電流指令値演算部２８は、実施形態１と同じく図５を使用する。

次に本実施形態２の動作を説明する。本実施形態２では、正相ｄ軸電圧Ｖ１ｄ，逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑ，正相ｑ軸電流指令値Ｉ１ｑ＊の他に外部からの逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊を用いて、零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ，零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑを計算する。また、振幅を上限値Ｖ０ｌｉｍに制限した上で改めて補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’を（６）式により計算し直す。

演算器９から出力される零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が上限値Ｖ０ｌｉｍよりも小さければ、図５の（６）式による演算器１８から出力される補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に一致し、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣは逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊通りの逆相電流を出力する。

零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が上限値Ｖ０ｌｉｍよりも大きい場合、上限値Ｖ０ｌｉｍの範囲内でできる限り逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に近い補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’が演算器１８から出力される。

零相電圧の振幅√（Ｖ０ｄ²＋Ｖ０ｑ²）が上限値Ｖ０ｌｉｍよりもさらに大きい場合は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊が無視され、セルコンデンサ電圧のバランス制御に必要な補正逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊’，補正逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊’が計算されＭＭＣＣ－ＳＳＢＣから出力される。

以上より、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣから出力できる電圧振幅に余裕がある場合は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊通りの逆相電流を出力し、余裕が不足する場合はなるべく逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に近いが振幅の小さい逆相電流を出力し、余裕がほとんどない場合は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊を無視してセルコンデンサ電圧のバランス制御に必要な逆相電流を出力する、という動作を実現することができる。

本実施形態２の演算器９に（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式を適用する場合、入力は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊ではなく正相電流に対する逆相電流の振幅比ａ’と正相電流に対する逆相電流の位相差φとする必要がある。これは、以下の（８）式により計算することができる。

本実施形態２は、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣが出力できる電圧振幅に余裕がある場合は外部から入力された逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に等しい逆相電流を出力することができる。電圧振幅の余裕があまりない場合においても、振幅は小さくなるが、なるべく逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊に近い逆相電流を出力することができる。電圧振幅の余裕がほとんどない場合は逆相ｄ軸電流指令値Ｉ２ｄ＊，逆相ｑ軸電流指令値Ｉ２ｑ＊とは異なる逆相電流を出力するが、実施形態１と同様に零相電圧を優先的に使用するため、意図しない逆相電流の流出を最小限に抑えることができる。

［実施形態３］
図７に本実施形態３の零相電圧演算部２７のブロック図を示す。実施形態２とは以下の点が異なる。

ＲＭＳ演算器２３ａ，２３ｂ，２３ｃは、系統電圧検出信号ＶｓのＵＶ線間電圧ＶｓＵＶ，ＶＷ線間電圧ＶｓＶＷ，ＷＵ線間電圧ＶｓＷＵの実効値を求める。比較器２４ａ，２４ｂ，２４ｃは、ＲＭＳ演算器２３ａ，２３ｂ，２３ｃの出力があらかじめ設定した閾値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判定する。

ＡＮＤ素子２５は、ＵＶ線間電圧ＶｓＵＶ，ＶＷ線間電圧ＶｓＶＷ，ＷＵ線間電圧ＶｓＷＵの３つすべての実効値が閾値Ｖｔｈよりも大きいときに１を出力し、それ以外のとき０を出力する。スイッチ２６は、ＡＮＤ素子２５の出力が１ならば上限値Ｖ０ｌｉｍを、０ならば０を出力する。スイッチ２６の出力が本実施形態３における零相電圧振幅の上限値となる。

ここで、振幅を制限された零相電圧を重畳することによる、セルコンデンサ電圧バランス制御に必要な逆相電流振幅の低減効果を検証する。簡単化のため外部からの逆相電流指令値を零、Ｖ１ｄ＝１，Ｖ１ｑ＝０，Ｉ２ｄ＝Ｉ２ｑ＝０の条件で（５）式を満たす補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’，補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’を求めると、（９）式が得られる。

ここで、逆相ｄ軸電圧Ｖ２ｄ，逆相ｑ軸電圧Ｖ２ｑ，補正零相ｄ軸電圧Ｖ０ｄ’，補正零相ｑ軸電圧Ｖ０ｑ’を（１０）式のように定義する。

ｘは本来出力すべき零相電圧の振幅に対して実際に出力した零相電圧の振幅の比であり、（１１）式に相当する。

Ｖ１ｄ＝１，Ｖ１ｑ＝０および（１１）式を（６）式に代入すると、以下の（１２）式となる。

正相電流に対する（１２）式により得られる逆相電流の振幅比を（１３）式により求める。

図８にｘ，Ｖ２，θを変化させたときの（１３）式のプロット結果を示す。横軸はｘであり、０において零相電圧を使用せず逆相電流のみでコンデンサバランス制御を行う場合、１で適切な零相電圧を重畳した場合を示す。縦軸は、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣが出力する正相電流の振幅を基準としたコンデンサバランス制御に必要な逆相電流の振幅比を表す。

Ｖ２は系統電圧に重畳する逆相電圧の振幅であり、増加するほど不平衡が大きくなり１で正相電圧の振幅と等しくなる。θは逆相電圧の位相である。この図８より、ｘが増加するほど、すなわち重畳する零相電圧の振幅が増加するほど必要な逆相電流振幅が小さくなることがわかる。また、Ｖ２が増加するほど、すなわち電圧不平衡が悪化するほど必要な逆相電流振幅が大きくなることがわかる。

しかし、θ＝０，Ｖ２＝１においてのみ、ｘを増加しても必要な逆相電流の振幅が全く変化しない。この状態に当てはまる条件として、他にθ＝±２π／３（１２０ｄｅｇ，２４０ｄｅｇ）があり、これは線間短絡に該当する。

本実施形態３は、以上の検証結果を反映し線間短絡が発生したら逆相電流のみでコンデンサ電圧のバランス制御を行う。各線間電圧の実効値を検出し、閾値Ｖｔｈと比較して３相いずれかの実効値が閾値Ｖｔｈより小さければ零相電圧の上限値Ｖ０ｌｉｍを零にする。これにより、零相電圧を使用せず逆相電流のみでセルコンデンサ電圧のバランス制御が行われる。

本実施形態３により、線間短絡発生時に効果のない零相電圧重畳を行わなくなるため、電圧指令値の振幅がキャリア三角波の振幅よりも大きくなる過変調を避けることができ、電圧・電流波形のＴＨＤ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）増加の恐れを低減することができる。

特許文献１および（２－１）式，（２－２）式，（２－３）式より、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣが定格（最大）電圧の１．５倍の振幅の電圧を出力できるならばｘ＝１とすることができ、線間短絡発生時において零相電圧だけでバランス制御を行うことができる。この場合は本実施形態３を適用する必要がない。本実施形態３は、ＭＭＣＣ－ＳＳＢＣが出力できる電圧振幅が定格（最大）電圧の１．５倍に満たない場合に適用することを想定している。

以上示したように、本実施形態３は実施形態１，２と同様の作用効果を奏する。また、線間短絡が発生した場合では最適な振幅よりも小さい零相電圧を重畳しても、セルコンデンサ電圧のバランス制御に必要な逆相電流を低減することはできない。本実施形態３では、線間短絡が発生したときには零相電圧を重畳しないため、過変調による電圧・電流ＴＨＤの増加の恐れを低減することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

ＬＰＦ…ローパスフィルタ
７，１０ｄ，１０ｑ，１７ｄ，１７ｑ，２０，ｃｏｓ，ｓｉｎ…乗算器
６，８…ｄｑ変換器
ＭＡＶＥ１，ＭＡＶＥ２，ＭＡＶＥ３，ＭＡＶＥ４…移動平均フィルタ
９，１８…演算器
１１，２２ａ，２２ｂ…加算器
１２…平方根演算器
１３…除算器
１４…減算器
１５…比較器
１６…スイッチ
１９，２１…ｄｑ逆変換器
２７…零相電圧演算部
２８…電流指令値演算部

Claims

複数台のブリッジセルユニットを直列接続して１相のモジュールを構成し、このモジュールを３台有する３相のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器であって、
セルコンデンサ電圧の相間バランス制御に必要な零相電圧の振幅が上限値以下の場合は前記零相電圧を補正零相電圧として出力し、前記零相電圧の振幅が前記上限値よりも大きい場合は前記上限値を前記補正零相電圧として出力する零相電圧演算部と、
前記零相電圧が前記上限値よりも大きい場合、前記補正零相電圧を重畳した上でセルコンデンサ電圧の相間バランス制御に必要な補正逆相電流指令値を重畳した電流指令値を出力する電流指令値演算部と、
前記電流指令値に基づいて各相の出力電圧指令値を生成し、前記各相の出力電圧指令値に前記補正零相電圧を加算した値と各前記ブリッジセルユニットに対応したキャリア三角波とを比較して各前記ブリッジセルユニットのゲート信号を生成する電流制御部と、
を備えたことを特徴とするモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器。
前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力電圧・出力電流および重畳する前記補正零相電圧が（３）式，（４）式で定義される時、
前記零相電圧演算部は、正相ｑ軸電流指令値、および、正相ｄ軸電圧、および、逆相ｄ軸電圧、および、逆相ｑ軸電圧に基づいて前記零相電圧である零相ｄ軸電圧、零相ｑ軸電圧を演算して、前記零相ｄ軸電圧、前記零相ｑ軸電圧に基づいて前記補正零相電圧である補正零相ｄ軸電圧および補正零相ｑ軸電圧を出力し、
前記電流指令値演算部は、（６）式に基づいて前記補正逆相電流指令値である補正逆相ｄ軸電流指令値，補正逆相ｑ軸電流指令値を演算することを特徴とする請求項１記載のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器。

Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ：Ｕ相の出力電圧，Ｖ相の出力電圧，Ｗ相の出力電圧
Ｖ１ｄ：正相ｄ軸電圧
Ｖ１ｑ：正相ｑ軸電圧
Ｖ２ｄ：逆相ｄ軸電圧
Ｖ２ｑ：逆相ｑ軸電圧
Ｖ０ｄ’：補正零相ｄ軸電圧
Ｖ０ｑ’：補正零相ｑ軸電圧
ωｔ：系統電圧の位相
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：Ｕ相の出力電流，Ｖ相の出力電流，Ｗ相の出力電流
Ｉ１ｑ：正相ｑ軸電流
Ｉ２ｄ：逆相ｄ軸電流
Ｉ２ｑ：逆相ｑ軸電流
Ｉ１ｑ＊：正相ｑ軸電流指令値
Ｉ２ｄ＊’：補正逆相ｄ軸電流指令値
Ｉ２ｑ＊’：補正逆相ｑ軸電流指令値
前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力電圧・出力電流がおよび重畳する前記補正零相電圧が（３）式，（４）式で定義される時、
前記零相電圧演算部は、逆相ｄ軸電流指令値、および、逆相ｑ軸電流指令値、および、正相ｑ軸電流指令値、および、正相ｄ軸電圧、および、逆相ｄ軸電圧、および、逆相ｑ軸電圧に基づいて前記零相電圧である零相ｄ軸電圧、零相ｑ軸電圧を演算して、前記零相ｄ軸電圧、前記零相ｑ軸電圧に基づいて前記補正零相電圧である補正零相ｄ軸電圧および補正零相ｑ軸電圧を出力し、
前記電流指令値演算部は、（６）式に基づいて前記補正逆相電流指令値である補正逆相ｄ軸電流指令値，補正逆相ｑ軸電流指令値を演算することを特徴とする請求項１記載のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器。

Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ：Ｕ相の出力電圧，Ｖ相の出力電圧，Ｗ相の出力電圧
Ｖ１ｄ：正相ｄ軸電圧
Ｖ１ｑ：正相ｑ軸電圧
Ｖ２ｄ：逆相ｄ軸電圧
Ｖ２ｑ：逆相ｑ軸電圧
Ｖ０ｄ’：補正零相ｄ軸電圧
Ｖ０ｑ’：補正零相ｑ軸電圧
ωｔ：系統電圧の位相
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：Ｕ相の出力電流，Ｖ相の出力電流，Ｗ相の出力電流
Ｉ１ｑ：正相ｑ軸電流
Ｉ２ｄ：逆相ｄ軸電流
Ｉ２ｑ：逆相ｑ軸電流
Ｉ１ｑ＊：正相ｑ軸電流指令値
Ｉ２ｄ＊’：補正逆相ｄ軸電流指令値
Ｉ２ｑ＊’：補正逆相ｑ軸電流指令値
前記モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器の出力可能な電圧振幅が定格電圧振幅の１．５倍に満たない場合、前記零相電圧演算部は、線間短絡が発生したときに前記上限値を零とすることを特徴とする請求項２または３記載のモジュラー・マルチレベル・カスケード変換器。