JP7305348B2

JP7305348B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7305348B2
Application number: JP2018248171A
Authority: JP
Inventors: 真吾河野
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 2018-12-28
Filing date: 2018-12-28
Publication date: 2023-07-10
Anticipated expiration: 2038-12-28
Also published as: JP2020108316A

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

プラズマ処理システムは、チャンバ内に一対の電極を備えており、その一対の電極に対し高周波電源から高周波電力を供給してプラズマを発生させるよう構成されている。このような高周波電源には、直流／直流電力変換回路（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ）と直流／高周波電力変換回路（以下、ＤＣ／ＲＦ変換回路）を備え、ＤＣ／ＤＣコンバータから出力する直流電力の電圧値を変化させることによって、ＤＣ／ＲＦ変換回路から出力する高周波電力の電力値を変化させる方式を採用したものがある。なお、本明細書では、電力変換を司る電気回路を電力変換回路と称し、電力変換回路と制御部とを含み電力の変換を司る装置を電力変換装置と称する。

このような電力変換回路に入力される商用電源からの商用電力はリプル成分を含んでいることがある。このようなリプル成分の存在は、出力電圧の電圧値の不安定化を招く。商用電源の電圧値自体が不安定で、このため入力電圧の変動が無視できない場合もあり、このような入力電圧値自体の不安定も、出力電圧の不安定化に繋がる。

このような入力電圧の変動の影響はフィードバック制御では応答が遅く、完全にその影響を除去することは困難である。このため、入力電圧を検知してフィードフォワード制御を行うことにより、リプル成分も含めた入力電圧の変動の影響を除去する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。

しかし、特許文献１は、降圧コンバータ又は昇圧コンバータの入力電圧を検知してフィードフォワード制御を行う技術に関するものであり、昇圧及び降圧を１つの回路内で実行することが可能な昇降圧コンバータに適用可能なものではない。昇降圧コンバータにおい
ては、昇圧動作時と降圧動作時とで回路の伝達関数が異なる。このため、フィードフォワード制御を適用する場合において、昇圧動作及び降圧動作のそれぞれに対し異なる制御が必要となるが、その制御方法は確立されていない。例えば、入力電圧のリプル成分が大きいと、出力電圧指令が入力電圧に対し高くなったり低くなったりすることが生じ得るが、この場合に、昇圧動作時と降圧動作時とで適宜制御内容を切り替えて制御を実行することに関して、有効な方法は提案されていない。

特開２００５－１８４９６４号公報

本発明は、昇降圧コンバータを有する電力変換装置において、リプル成分を含めた入力電圧の変動の影響を除去し、出力電圧を安定化させることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを変化させることにより、直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換する電力変換回路と、スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを変化させることにより、直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換する電力変換回路と、前記出力電圧と設定出力電圧との偏差に基づいて第１制御量を出力するフィードバック制御部と、前記入力電圧と設定入力電圧との偏差に基づいて前記第１制御量を補正した第２制御量を出力するフィードフォワード制御部とを備える。前記フィードフォワード制御部は、前記第１制御量に基づいて、前記電力変換回路が降圧動作を行おうとしているのか昇圧動作を行おうとしているのかを判定する判定部と、前記電力変換回路が降圧動作を行おうとしていると判定した場合、前記入力電圧と前記設定入力電圧とに基づいて前記第１制御量の補正を行い、前記第２制御量として出力する降圧側制御量補正部と、前記電力変換回路が昇圧動作を行おうとしていると判定した場合、前記入力電圧と前記設定入力電圧とに基づいて前記第１制御量の補正を行い、前記第２制御量として出力する昇圧側制御量補正部と、前記降圧側制御量補正部又は前記昇圧側制御量補正部から出力された前記第２制御量に基づいて、降圧動作又は昇圧動作をするための前記スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを定める関数設定部とを備える。

本発明によれば、昇降圧コンバータを有する電力変換装置において、リプル成分を含めた入力電圧の変動の影響を除去し、出力電圧を安定化させることができる電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置１００の全体構成を示すブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２としての昇降圧チョッパ１０の回路構成図である。第１の実施の形態の昇降圧チョッパ１０の動作について説明するグラフである。フィードフォワード制御部１０７の詳細な構成の一例を説明する回路図である。フィードバック制御のみが実行され、フィードフォワード制御が実行されない場合の入力電圧Ｖｉｎ、オンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２の時間的変化を示すグラフの一例である。フィードフォワード制御が実行される場合の入力電圧Ｖｉｎ、オンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２の時間的変化を示すグラフの一例である。第１の実施の形態の変形例の電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。第２の実施の形態を説明するグラフである。

以下、添付図面を参照して本実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、本開示の特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではない。

本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置１００の全体構成を示すブロック図である。この電力変換装置１００は、交流電力、例えば商用電源の交流電力を直流に変換するとともに、更に所望の電圧値の直流電圧に変換する機能を有する直流電源回路である。この電力変換装置１００は、検出出力電圧と設定出力電圧との差分をフィードバックして出力電圧の安定化を図るフィードバック機能を備えるとともに、入力電圧を監視して制御に反映するフィードフォワード機能とを備えている。

この高周波電源１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、フィードバック制御部１０６、フィードフォワード制御部１０７、関数設定部１０８、及び電圧検出器１０９を備えている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、交流電力、例えば商用電源の交流電力を直流電力（直流電圧Ｖｉｎ）に変換するための回路である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、図示は省略するが、例えば複数個の半導体素子をブリッジ接続してなる整流回路と、整流された電流（脈流）を平滑化する平滑化回路とを備えることができる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１が出力した直流の入力電圧Ｖｉｎを、更に異なる電圧値の直流の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する電力変換回路である。後述するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、フィードバック制御部１０６、及びフィードフォワード制御部１０７での制御により定まるオンデューティ比Ｄ（Ｄ_１及びＤ_２）に従い昇降圧比を変化させて入力直流電圧を所望の昇降圧比で降圧又は昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の回路構成としては、後述する図２に示すものがあるが、その回路構成は一例であり、スイッチング素子のオンデューティ比Ｄ（Ｄ_１及びＤ_２）の制御により昇降圧比を変化させることが可能なものであればよい。なお、オンデューティ比Ｄ_１は、降圧動作時の降圧比率に応じて変化するスイッチング素子のオンデューティ比であり、後述する図２の例では、ｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２に対するオンデューティ比となる。また、オンデューティ比Ｄ_２は、昇圧動作時の昇圧比率に応じて変化するスイッチング素子のオンデューティ比である。後述する図２の例では、ｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４に対するオンデューティ比となる。

フィードバック制御部１０６は、検出出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔ及び設定出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｓｅｔを比較して、その偏差に基づいて第１制御量Ｐ１（昇降圧比となる０～１．０（１００％）、１．０（１００％）～２．０（２００％）に相当する制御量）を出力する。そのため、第１制御量Ｐ１は、オンデューティ比Ｄ（Ｄ_１及びＤ_２）に対応する値を有する。検出出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔは、前述の出力電圧Ｖｏｕｔを電圧検出器１０９で検出した検出電圧であり、出力電圧Ｖｏｕｔと略等しい電圧である。また、設定出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｓｅｔは、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値である。

また、フィードフォワード制御部１０７は、第１制御量Ｐ１の入力を受けるとともに、検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔ及び設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔを比較して、その偏差に従った第２制御量Ｐ２（Ｐ２１、Ｐ２２）を出力する。検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔは、前述の入力電圧Ｖｉｎを電圧検出器１０９で検出した検出電圧であり、入力電圧Ｖｉｎと略等しい電圧である。設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔは、入力電圧Ｖｉｎ＿ｏｕｔの基準値であり、例えば商用電力の実効電圧値（１００Ｖ）に設定され得る。そのため、設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔを設計値とすることができ、例えばプログラム内に組み込むことが可能である。そのため、必ずしも外部から入力する必要はない。

また、関数設定部１０８は、第２制御量Ｐ２（Ｐ２１、Ｐ２２）の大きさに従って、第２制御量Ｐ２とオンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２との間の関数を選択（設定）し、この関数と第２制御量Ｐ２に従ってオンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２を決定する。関数は、例えば第２制御量Ｐ２が所定値未満であれば第１の関数を選択し、第２制御量Ｐ２が所定値以上であれば第２の関数を選択することができる。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２としての昇降圧チョッパ１０（電力変換回路）の回路構成図である。この昇降圧チョッパ１０は、入力端子Ｔ１に入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを昇圧又は降圧して、出力端子Ｔ２から直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する回路である。昇降圧チョッパ１０は、フィードフォワード制御部１０７から出力される第２制御量Ｐ２（昇降圧比となる０～１．０（１００％）、１．０（１００％）～２．０（２００％）に相当する制御量）に基づいて関数設定部１０８で決定されるオンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２が変化することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させることができる。

昇降圧チョッパ１０は、一例として、降圧用スイッチング回路１１と、昇圧用スイッチング回路１２と、インダクタ１３と、キャパシタ１４（キャパシタンスＣ）とを備える。出力端子Ｔ２には、一例として、負荷１５（抵抗Ｒ）が接続される。

降圧用スイッチング回路１１は、ｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を有する。ｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、入力端子Ｔ１と接地端子Ｔ３との間に直列に、中間ノードＮ１を介して接続される。昇圧用スイッチング回路１２は、ｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４を有する。ｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、出力端子Ｔ２と接地端子Ｔ３との間に直列に、中間ノードＮ２を介して接続される。なお、ＭＯＳトランジスタに代えて、バイポーラトランジスタ等の他のスイッチング素子を用いることもできる。

昇降圧チョッパ１０が降圧動作を行う場合においては、降圧スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、与えられたオンデューティ比Ｄ_１に従って交互に導通状態となっていわゆるＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）される。一方、昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３は常に導通状態に維持され、ｎＭＯＳトランジスタＱ４は常に非導通状態に維持される（オンデューティ比Ｄ_２は０に設定される）。

昇降圧チョッパ１０が昇圧動作を行う場合においては、昇圧スイッチング回路１２中のｎＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４は、与えられたオンデューティ比Ｄ_２に従って交互に導通状態となっていわゆるＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）される。一方、降圧スイッチング回路１１中のｎＭＯＳトランジスタＱ１は常に導通状態に維持され、ｎＭＯＳトランジスタＱ２は常に非導通状態に維持される（オンデューティ比Ｄ_１は１に設定される）。

インダクタ１３は、中間ノードＮ１とＮ２の間に接続される。また、キャパシタ１４は、出力端子Ｔ２と接地端子Ｔ３との間に接続される。

次に、第１の実施の形態の昇降圧チョッパ１０の動作について図３を参照して説明する。この昇降圧チョッパ１０は、第２制御量Ｐ２に従って動作し、第２制御量Ｐ２が０～１．０の間では降圧動作を実行し、第２制御量Ｐ２が１．０～２．０の間では昇圧動作を行うよう構成されている。

降圧動作においては、オンデューティ比Ｄ_１は第２制御量Ｐ２に正比例する値、例えば第２制御量Ｐ２と等しい値に設定され（Ｄ_１＝Ｐ２）、オンデューティ比Ｄ_２は０に設定される。また、昇圧動作においては、オンデューティ比Ｄ_２は第２制御量Ｐ２から１を減算した値に設定され（Ｄ_２＝Ｐ２－１）、オンデューティ比Ｄ_１は１に設定される。

図２の昇降圧チョッパ１０の降圧動作時の伝達関数Ｇｄ（ｓ）は、キャパシタ１４の容量Ｃ、インダクタ１３のインダクタンスＬ、及びオンデューティ比Ｄ_１を用いて下記の[数１]によって表現される。また、昇降圧チョッパ１０の昇圧動作時の伝達関数Ｇｂ（ｓ）は、キャパシタ１４の容量Ｃ、インダクタ１３のインダクタンスＬ、及びオンデューティ比Ｄ_２を用いて以下の[数２]によって表される。

直流成分のみを考慮して［数１］、［数２］でｓ＝０とすると、［数１］、［数２］は次の［数３］、［数４］のように表現される。すなわち、図２の昇降圧チョッパ１０は、降圧動作の実行時には入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比がオンデューティ比Ｄ_１となり、昇圧動作の実行時には入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比が、オフデューティ比（１－Ｄ_２）の逆数である１／（１－Ｄ_２）に等しい値となる特性を有する。

次に、フィードフォワード制御部１０７の詳細な構成の一例を図４の回路図を参照して説明する。フィードフォワード制御部１０７は、判定部１０７１と、降圧側制御量補正部１０７２と、昇圧側制御量補正部１０７３とを備えることができる。

判定部１０７１は、第１制御量Ｐ１に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が降圧動作をしようとしているのか、それとも昇圧動作をしようとしているのかを判定する。第１制御量Ｐ１は、前述の通り検出出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｄｅｔと設定出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｓｅｔとの偏差を表す制御量である。上述したように、第１制御量Ｐ１は、昇降圧比となる０～１．０（１００％）、１．０（１００％）～２．０（２００％）に相当する制御量であるので、第１制御量Ｐ１の値を判定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が降圧動作をしようとしているのか、それとも昇圧動作をしようとしているのかを判定することができる。

降圧側制御量補正部１０７２及び昇圧側制御量補正部１０７３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が降圧動作をしようとしているのか、それとも昇圧動作をしようとしているのかにより、いずれか一方が選択的に動作するよう構成されている。

降圧動作をしようとしている場合には、昇圧側制御量補正部１０７３は動作せず、降圧側制御量補正部１０７２のみが動作する。降圧側制御量補正部１０７２は、第２制御量Ｐ２＝Ｐ２１を出力する。第２制御量Ｐ２１は、第１制御量Ｐ１に対応するオンデューティ比Ｄ_１に検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔと設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔの比（Ｖｉｎ＿ｓｅｔ／Ｖｉｎ＿ｄｅｔ）を乗算することにより演算される。例えば、検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔが３００Ｖ、設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔが２００Ｖである場合、比Ｖｉｎ＿ｓｅｔ／Ｖｉｎ＿ｄｅｔは２／３となる。第１制御量Ｐ１に対応するオンデューティ比Ｄ_１にこの比を補正量として乗算することによって、第２制御量Ｐ２を演算することができる。前述したように、オンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２は第１制御量Ｐ１に対応している。従って、降圧側制御量補正部１０７２は、検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔと設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔとに基づいて第１制御量Ｐ１の補正を行い、第２制御量Ｐ２（Ｐ２１）として出力していることになる。

昇圧動作をしようとしている場合には、降圧側制御量補正部１０７２は動作せず、昇圧側制御量補正部１０７３のみが動作する。昇圧側制御量補正部１０７３は、第２制御量Ｐ２＝Ｐ２２を出力する。第２制御量Ｐ２２は、第１制御量Ｐ１に対応するオフデューティ比（１－Ｄ_２）の逆数１／（１－Ｄ_２）に、前述の比（Ｖｉｎ＿ｓｅｔ／Ｖｉｎ＿ｄｅｔ）を乗算することにより演算される。前述したように、オンデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２は第１制御量Ｐ１に対応している。従って、昇圧側制御量補正部１０７３は、検出入力電圧Ｖｉｎ＿ｄｅｔと設定入力電圧Ｖｉｎ＿ｓｅｔとに基づいて第１制御量Ｐ１の補正を行い、第２制御量Ｐ２（Ｐ２２）として出力していることになる。

関数設定部１０８は、第２制御量Ｐ２（降圧動作時における第２制御量Ｐ２１、又は昇圧動作時における第２制御量Ｐ２２）と、オンデューティ比Ｄ_１又はＤ_２の間の関係を表す関数を保持している。関数は、降圧動作時と昇圧動作時とで異なる関数が用意されている。関数設定部１０８は、入力された第２制御量Ｐ２１、Ｐ２２と当該関数（降圧時、昇圧時）に従ってオンデューティ比Ｄ_１又はＤ_２を演算・出力する。

関数設定部１０８は、第２制御量Ｐ２１又はＰ２２の値を判定し、その値の大小によって昇圧用の関数又は降圧用の関数を選択し、オンデューティ比Ｄ_１及びＤ_２を演算・出力する。例えば、第２制御量Ｐ２１又はＰ２２が、０≦Ｐ２１（又はＰ２２）＜１．０であれば、関数設定部１０８は降圧用の関数を選択して、オンデューティ比Ｄ_１及びＤ_２を演算・出力する。また、第２制御量Ｐ２１又はＰ２２が、１．０≦Ｐ２１（又はＰ２２）＜２．０であれば、関数設定部１０８は昇圧用の関数を選択して、オンデューティ比Ｄ_１及びＤ_２を演算・出力する。すなわち、フィードバック制御部１０６から出力される第１制御量Ｐ１に対して、入力電圧Ｖｉｎの変動の影響を除去するように補正した第２制御量Ｐ２を導出することができる。また、降圧動作時と昇圧動作時では、動作させるスイッチング素子が異なるので、第２制御量Ｐ２に基づきオンデューティ比Ｄ_１及びＤ_２を演算・出力するようにしている。

図５、及び図６を参照して、第１の実施の形態の電力変換装置の効果を説明する。図５は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づくフィードバック制御のみが実行され、入力電圧Ｖｉｎを入力としたフィードフォワード制御が実行されない場合の入力電圧Ｖｉｎ、デューティ比Ｄ_１、Ｄ_２の時間的変化を示すグラフの一例である。入力電圧Ｖｉｎに従うフィードフォワード制御が実行されないため、デューティ比Ｄ_１、Ｄ_２は時間とともに変化せず不変である。このため、２００Ｖ／３６０Ｈｚの入力電圧Ｖｉｎに、例えば３０Ｖのリプル成分が重畳している場合、出力電圧Ｖｏｕｔにもこれに対応するリプル成分が発生する。このように、入力電圧Ｖｉｎのリプル成分は、フィードバック制御のみでは十分に抑制することができない。なお、ここで入力電圧Ｖｉｎの周波数が、一例として３６０Ｈｚとされている。これは、商用周波数が６０Ｈｚの三相交流の電圧を整流する際に、負の半波の極性を反転させて正の半波とし、更に三相交流であるため、周波数が６０×２×３＝３６０Ｈｚとなるためである。

一方、図６に一例として示すように、第１の実施の形態では、入力電圧Ｖｉｎに基づくフィードフォワード制御がなされ、入力電圧Ｖｉｎの変化に従い、デューティ比Ｄ_１、Ｄ_２の値も変化する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは略一定値に維持することができ、リプル成分を効果的に除去することができる。

図７は、第１の実施の形態の変形例の電力変換装置の回路構成の一例である。この変形例は、三相交流電源を電源とし、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、この三相交流電源を入力されて直流電源に変換する三相ＡＣ／ＤＣコンバータである。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の後段には、インバータ１１１と、電荷転送型のＡＣ／ＤＣコンバータ１１２が接続されている。インバータ１１１は、ｎＭＯＳトランジスタＱ５～Ｑ８をブリッジ接続して構成され、ｎＭＯＳトランジスタＱ５、Ｑ８と、ｎＭＯＳトランジスタＱ６、Ｑ７とが相補的に導通／非導通状態で切り替えられる。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２は、トランス１０４１と、電荷転送回路１０４２とを備えている。電荷転送回路１０４２は、キャパシタと電荷転送素子としてのダイオードを交互に接続して構成される。トランス１０４１に入力される交流電力の向きが変わる毎に、電荷転送回路１０４２内で電荷が転送され、キャパシタ１０４３の蓄積電荷が増加し、これにより出力電圧Ｖｏｕｔが増加する。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、昇降圧コンバータを備えた電力変換装置において、１つのフィードフォワード制御部により、リプル成分を含めた入力電圧の変動の影響を効果的に除去し、出力電圧を安定化させることができる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置について、図８を参照して説明する。この第２の実施の形態の電力変換装置の全体的な構成は、第１の実施の形態と略同一である（図１、図２、図４）。ただし、この第２の実施の形態では、昇圧動作時において関数設定部１０８で採用される第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_２の関数が、第１の実施の形態とは異なる。この異なる関数が採用されることにより、第２の実施の形態は、第２制御量Ｐ２の変化に対し、電力変換装置の昇降圧比を線形に変化させる（昇降圧比が第２制御量Ｐ２に比例する）ことができる。

第２の実施の形態では、図８に示すように、昇圧動作時において、第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_２とがＤ_２＝１－１／Ｐ２を満たすよう、デューティ比Ｄ_２を変化させる。第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_２がこのような関係とされることにより、昇降圧比と第２制御量Ｐ２とを比例関係とすることができる。降圧動作時は、第１の実施の形態の場合と同様、昇降圧比と第２制御量Ｐ２は比例関係とすることができる。従って、第２の実施の形態では、降圧動作時、昇圧動作時の両方において、第２制御量Ｐ２と昇降圧比を比例関係（1次関数的な関係）に維持することができる。このように、本実施の形態に係る昇降圧チョッパ１０によれば、出力直流電圧の変化を線形にすることができ、これにより出力直流電圧の制御を安定的に行うことが可能になる。

上記の第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２との間の関係を示す関数に関しては、上記の関数は一例であり、これに限定されるものではない。第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２との間の関係を示す関数は、昇降圧チョッパ１０の伝達関数によって決定されるものである。すなわち、昇降圧チョッパ１０の伝達関数の値が、第２制御量Ｐ２との関係において比例して増加するよう、第２制御量Ｐ２とデューティ比Ｄ_１、Ｄ_２との関数が決定される。

本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１１…降圧用スイッチング回路、１２…昇圧用スイッチング回路、１３…インダクタ、１４…キャパシタ、１５…負荷、Ｑ１～Ｑ４…ｎＭＯＳトランジスタ、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３…端子、１０１…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０６…フィードバック制御部、１０７…フィードフォワード制御部、１０８…関数設定部、１０７１…判定部、１０７２…降圧側制御量補正部、１０７３…昇圧側制御量補正部。

Claims

スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを変化させることにより、直流の入力電圧を直流の出力電圧に変換する電力変換回路と、
前記出力電圧と設定出力電圧との偏差に基づいて第１制御量を出力するフィードバック制御部と、
前記入力電圧と設定入力電圧との偏差に基づいて前記第１制御量を補正した第２制御量を出力するフィードフォワード制御部と
を備え、
前記フィードフォワード制御部は、
前記第１制御量に基づいて、前記電力変換回路が降圧動作を行おうとしているのか昇圧動作を行おうとしているのかを判定する判定部と、
前記電力変換回路が降圧動作を行おうとしていると判定した場合、前記入力電圧と前記設定入力電圧とに基づいて前記第１制御量の補正を行い、前記第２制御量として出力する降圧側制御量補正部と、
前記電力変換回路が昇圧動作を行おうとしていると判定した場合、前記入力電圧と前記設定入力電圧とに基づいて前記第１制御量の補正を行い、前記第２制御量として出力する昇圧側制御量補正部と
前記降圧側制御量補正部又は前記昇圧側制御量補正部から出力された前記第２制御量に基づいて、前記第２制御量と前記スイッチング素子のオンデューティ比Ｄとの間の関係を示す関数を設定し、この関数に従って、降圧動作又は昇圧動作をするための前記スイッチング素子のオンデューティ比Ｄを定める関数設定部と
を備えることを特徴とする、電力変換装置。
前記電力変換回路は、前記降圧動作の実行時には前記入力電圧に対する前記出力電圧の比がオンデューティ比Ｄとなり、前記昇圧動作の実行時には前記入力電圧に対する前記出力電圧の比が、オフデューティ比（１－Ｄ）の逆数である１／（１－Ｄ）に等しい値となる特性を有する、請求項１に記載の電力変換装置。
前記電力変換回路は、
入力端子と基準電圧端子の間に直列に接続される第１スイッチ及び第２スイッチを含み、前記第１スイッチは前記入力端子と前記第２スイッチとの間に接続され、前記第２スイッチは前記第１スイッチと前記基準電圧端子との間に接続される、第１スイッチ群と、
出力端子と前記基準電圧端子の間に直列に接続される第３スイッチ及び第４スイッチを含み、前記第３スイッチは前記出力端子と前記第４スイッチとの間に接続され、前記第４スイッチは前記第３スイッチと前記基準電圧端子との間に接続される、第２スイッチ群と、
前記第１スイッチ群の中間ノードと前記第２スイッチ群の中間ノードとの間に接続されるインダクタと、
を備え、
前記オンデューティ比Ｄは、前記第１スイッチ群に対するオンデューティ比であるＤ_１と、前記第２スイッチ群に対するオンデューティ比であるＤ_２とを有し、
前記第１スイッチ群は、前記降圧動作の実行時に、第１の関数に従って前記第２制御量に基づき設定されたオンデューティ比Ｄ_１によりＰＷＭ動作し、前記第２スイッチ群は、前記昇圧動作の実行時に、前記第１の関数とは異なる第２の関数に従って前記第２制御量に基づき設定されたオンデューティ比Ｄ_２によりＰＷＭ動作する、請求項１に記載の電力変換装置。
前記第１の関数は、前記第２制御量と前記オンデューティ比Ｄ_１が比例する関係を与える関数であり、
前記第２の関数は、前記第２制御量をＰ_２とした場合、前記第２制御量と前記オンデューティ比Ｄ_２とに、Ｄ_２＝１－１／Ｐ_２の関係を与える関数である、請求項３に記載の電力変換装置。