JP6976145B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来より、複数の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側を直列に接続した電力変換装置が知られている（特許文献１）。特許文献１に係る発明は、上記構成により、低電圧の電源から高電圧の出力電力を得ている。

特開２０１１−１２５１７５号公報

一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率は、定格電力で動作する場合は高くなるのに対し、入力側の電源の出力電力が変動した場合や出力側で必要とされる電力が変動した場合には、低下することが知られている。特許文献１に係る電力変換装置は、各ＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に設けられたスイッチング素子を同期駆動させることで、全てのＤＣ−ＤＣコンバータを同じように動作させている。このため、特許文献１に係る電力変換装置は、定格電力以外の状態で動作する場合には、全てのＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低い状態で動作するため、電力変換装置全体の効率が低くなるという問題がある。

本発明は、上記問題に鑑みて成されたものであり、その目的は、効率よく動作する電力変換装置を提供することである。

本発明の一態様に係る電力変換装置は、複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路と、設定回路によって設定された出力分担比に基づいて電力変換回路の動作を制御する制御回路とを備える。複数のコンバータは、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）である。各コンバータが出力する最大電圧を（Ｎ−２）倍した値は、出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、各コンバータが出力する最大電圧をＮ倍した値は、負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい。

本発明によれば、効率よく動作する電力変換装置が実現する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 図２は、本発明の第１実施形態に係る各出力を示すタイムチャートである。 図３は、出力分担比と時比率との関係を示すグラフである。 図４は、効率と出力電力との関係を示すグラフである。 図５は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 図６は、本発明のその他の実施形態に係る電力変換装置の構成図である。 図７は、フォワード形の回路方式である。 図８は、フライバック形の回路方式である。 図９は、ＬＬＣ形の回路方式である。 図１０は、フェーズシフトフルブリッジ形の回路方式である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

［第１の実施形態］
図１を参照して、第１実施形態に係る電力変換装置について説明する。図１に示すように、電力変換装置は、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂを備えている。また、電力変換装置は、センサ１０と、判断回路１１と、設定回路１２と、制御回路１３とを備えている。

コンバータ１ａの入力部と、コンバータ１ｂの入力部は、並列に接続され、入力端子を構成する。入力端子には、直流電源６が接続される。一方、コンバータ１ａの出力部と、コンバータ１ｂの出力部は、直列に接続され、出力端子を構成する。出力端子には、負荷７が接続される。

コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂは、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータであるが、これに限定されない。負荷７は、例えばバッテリーなどのエネルギー貯蔵デバイスであるが、これに限定されない。

センサ１０は、出力端子から負荷７に出力される電力量を取得する。判断回路１１は、センサ１０によって取得された電力量を判断する。例えば、判断回路１１は、センサ１０によって取得された電力量が不足しているか否かを判断することができる。

設定回路１２は、判断回路１１によって判断された結果に基づいて、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの出力分担比を設定する。換言すれば、設定回路１２は、出力端子より出力する電力量に基づいて、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの出力分担比を設定する。出力分担比とは、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂが、負荷７に出力する電力の比率である。コンバータ１ａが負荷７に出力する電力が、コンバータ１ｂが負荷７に出力する電力より多い場合、コンバータ１ａの出力分担比は、コンバータ１ｂの出力分担比より高くなる。一方、コンバータ１ａが負荷７に出力する電力が、コンバータ１ｂが負荷７に出力する電力より少ない場合、コンバータ１ａの出力分担比は、コンバータ１ｂの出力分担比より低くなる。

制御回路１３は、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの動作を制御する。より詳しくは、制御回路１３は、設定回路１２によって設定された出力分担比に基づいて、電力変換回路の動作を制御する。電力変換回路とは、後述するスイッチング素子（各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄ）より構成されるブリッジ回路（フルブリッジ回路２）、変圧器（絶縁トランス３）及び整流回路（整流回路４）から構成される。制御回路１３は、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂに係るフルブリッジ回路２の各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄのオンオフ状態を制御する。各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄは、直流電源６から入力される直流電力を変換する素子である。なお、各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄが変換した直流電力を、以下では第２直流電力とよぶ場合がある。また、直流電源６から入力される直流電力を、以下では第１直流電力とよぶ場合がある。電力変換回路は、直流電源６から入力される第１直流電力を第２直流電力に変換する。また、コンバータ１ａの出力部と、コンバータ１ｂの出力部は、電力変換回路によって変換された第２直流電力を出力する。

判断回路１１、設定回路１２、及び制御回路１３は、電気回路を含む処理装置等のプログラムされた処理装置を含む。また、判断回路１１、設定回路１２、及び制御回路１３は、記載された機能を実行するようにアレンジされた特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）や回路部品等の装置を含む。

次に、コンバータ１ａの動作例を説明する。図１に示すように、直流電源６から入力される電圧を入力電圧Ｖｉｎとした場合、入力電圧Ｖｉｎは、絶縁トランス３によって昇圧される。昇圧後の電圧は、（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎとなる。ここで、Ｎｐは、絶縁トランス３の１次側巻線の巻数である。Ｎｓは、絶縁トランス３の２次側巻線の巻数である。なお、コンバータ１ｂにおいても、絶縁トランス３の１次側巻線の巻数は、Ｎｐであり、２次側巻線の巻数は、Ｎｓである。

絶縁トランス３によって昇圧された電圧は、整流回路４によって整流される。整流回路４によって整流された電圧を、以下では電圧Ｖｒｅｃ１という。なお、コンバータ１ｂにおいて、整流回路４によって整流された電圧を、以下では電圧Ｖｒｅｃ２という。

本実施形態では、制御回路１３が、各スイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態を制御するため、電圧Ｖｒｅｃ１は、（Ｎｓ／Ｎｐ）ＶｉｎのＰＷＭ電圧となる。このＰＷＭ電圧が出力フィルタ回路５により平滑されることで、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ１が出力される。同様に、コンバータ１ｂでは、直流の出力電圧Ｖｏｕｔ２が出力される。

本実施形態では、コンバータ１ａは、ソフトスイッチング動作するように設計されている。この場合、コンバータ１ａの効率を悪化させる要因となるのは、導通損失である。図２に示すように、整流回路４から出力される電流Ｉｒｅｃ１が常に正の値である場合（つまり、コンバータ１ａが電流連続モードである場合）、導通損失を増加させる要因は、時比率Ｄ１と、電流Ｉｒｅｃ１のリプル成分である。時比率Ｄ１とは、コンバータ１ａにおける各スイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態の１周期に対するオン時間の比率である。また、後述する時比率Ｄ２とは、コンバータ１ｂにおける各スイッチング素子９ａ〜９ｄのオンオフ状態の１周期に対するオン時間の比率である。なお、電流連続モードとは、電流が連続して流れるモードである。また、コンバータ１ｂも、ソフトスイッチング動作するように設計されている。

時比率Ｄ１が低くなるほど、コンバータ１ａが電力を出力する時間比率が低下する。これにより、コンバータ１ａが出力する電力は低下する。また、時比率Ｄ１が低くなるほど、フルブリッジ回路２ではコンバータ１ａが出力する電力に寄与しない還流電流が流れる時間が増加する。Ｎｐ＜Ｎｓである昇圧型コンバータにおいては、フルブリッジ回路２に流れる電流は、整流回路４に流れる電流よりも大きいため、全体の導通損失に対し、フルブリッジ回路２の導通損失が占める割合が高くなる。つまり、フルブリッジ回路２において還流電流が流れる時間の増加は、導通損失の増加を招き、コンバータ１ａの効率を低下させる。

そこで、制御回路１３は、時比率Ｄ１を０．９５以上で一定となるようにスイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態を制御する。また、制御回路１３は、時比率Ｄ２を時比率Ｄ１よりも低くなるようにスイッチング素子９ａ〜９ｄのオンオフ状態を制御する。このように、制御回路１３は、時比率Ｄ１，Ｄ２を制御してコンバータ１ａ及びコンバータ１ｂが出力する電力を調整する。一般的に、複数のコンバータを備えた電力変換装置は、負荷分担を均一化することが多い。つまり、一般的な電力変換装置は、Ｄ＝Ｄ１＝Ｄ２の条件で、時比率Ｄを変化させながら各コンバータが出力する電力を調整する。

これに対し、制御回路１３は、時比率Ｄ１を０．９５以上で一定となるようにスイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態を制御する。これにより、コンバータ１ａにおいて、時比率Ｄ１が常に０．９５以上となるため、フルブリッジ回路２に還流電流が流れる時間が短くなる。これにより、導通損失が低減し、電力変換装置の全体の効率は向上する。一方で、制御回路１３は、時比率Ｄ２を時比率Ｄ１よりも低くなるように制御するため、図２に示すように、コンバータ１ｂの電流Ｉｒｅｃ２がゼロになる時間の頻度が増える。換言すれば、コンバータ１ｂが電流不連続モードとなる頻度が増える。その結果、コンバータ１ｂに係るフルブリッジ回路２の一部のスイッチング素子がソフトスイッチングで動作できなくなるため、スイッチング損失が増加する。また、電流Ｉｒｅｃ２が不連続になるため、コンバータ１ｂが電力を出力できる時間が短くなり、コンバータ１ｂが出力する電力は減少する。このように相対的な損失割合が増加するため、コンバータ１ｂ単体の効率は低下する。なお、電流不連続モードとは、電流が不連続で流れるモードである。

ここで、本実施形態に係る負荷７は、（１）式で表される電圧で動作する。

［数１］
Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎ＜Ｖｌｏａｄ＜Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘ・・・（１）
ここで、Ｖｌｏａｄは、負荷電圧である。Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎは、最小負荷電圧である。最小負荷電圧とは、負荷７が動作する際に必要な電圧である。Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘは、最大負荷電圧である。最大負荷電圧とは、負荷７が動作する際に許容される電圧である。

また、本実施形態では、（２）式で表される関係が成立している。

［数２］
（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎ＜Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎ・・・（２）

上記（１）式、（２）式より、コンバータ１ａまたはコンバータ１ｂのどちらか一方だけでは直流電源６から負荷７へ電力を出力できないことがわかる。本実施形態では、コンバータ１ａの出力部と、コンバータ１ｂの出力部とが、直列に接続されているため、出力電流Ｉｏｕｔは、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂで共通である。コンバータ１ａが、最大電力を出力しようとしても、（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎが最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎに満たないため、負荷７に電力を出力するにはコンバータ１ｂを動作させる必要がある。図３に示すように、コンバータ１ｂが動作し始めると、時比率Ｄ２は増えていくものの、負荷電圧Ｖｌｏａｄに対するコンバータ１ａの出力電圧Ｖｏｕｔ１は一定であるため、出力分担比は変わらない。時比率Ｄ２がさらに増加すると出力電圧Ｖｏｕｔ２は増加し、（３）式で表される条件が満たされると、コンバータ１ｂは、電流不連続モードから電流連続モードへ移行する。

［数３］
（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎ×（Ｄ１＋Ｄ２）＞Ｖｌｏａｄ・・・（３）

コンバータ１ｂが、電流不連続モードから電流連続モードへ移行した場合、出力分担比は、時比率Ｄ１と時比率Ｄ２との比と同等になる。

次に、図４を参照して、時比率Ｄ１を０．９９に固定し、時比率Ｄ２を変化させた場合の出力電力に対する変換効率と、Ｄ＝Ｄ１＝Ｄ２として時比率Ｄを変化させた場合の出力電力に対する変換効率を比較した結果を説明する。なお、出力電力とは、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂが出力する電力である。

時比率Ｄ１を０．９９に固定した場合、出力分担比に差が生じる。この出力分担比の差を出力電力に応じて変化させた場合に、図４に示すように、広い出力電力動作範囲において変換効率が向上していることがわかる。なお、図４に示すＶａｒは、変数である。

以上説明したように、第１実施形態に係る電力変換装置によれば、以下の作用効果が得られる。

第１実施形態に係る電力変換装置は、複数のコンバータ（コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂ）を備える。コンバータ１ａの出力部と、コンバータ１ｂの出力部は、直列に接続され、出力端子を構成する。センサ１０は、出力端子から負荷７に供給される電力量を取得する。設定回路１２は、センサ１０によって取得された電力量に基づいて、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの出力分担比を設定する。そして、制御回路１３は、設定回路１２によって設定された出力分担比に基づいて、電力変換回路の動作を制御する。つまり、制御回路１３は、設定回路１２によって設定された出力分担比に基づいて、各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄのオンオフ状態を制御する。このように、電力変換装置は、出力分担比に基づいてコンバータ１ａ及びコンバータ１ｂが出力する電力を制御することにより、全体として効率よく動作することができる。

また、本実施形態において、コンバータ１ａが電流連続モードで動作する領域と、コンバータ１ｂが電流不連続モードで動作する領域とが混在する。電流連続モードで動作するコンバータ１ａの変換効率は高く、出力分担比も高いため、電力変換装置は、全体として効率よく動作することができる。

また、制御回路１３は、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂのうち、出力分担比が低いコンバータ１ｂから出力される電力を調整する。これにより、電力変換装置は、電力制御負荷を低減することができるため、全体として効率よく動作することができる。なお、コンバータが３つ以上ある場合、制御回路１３は、出力分担比がもっとも低いコンバータから出力される電力を調整すればよい。

また、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂのうち、出力分担比が高いコンバータ１ａのスイッチング素子のオンオフ状態は、出力分担比が低いコンバータ１ｂが出力する電力に依らず一定である。これにより、出力分担比が高いコンバータ１ａは、常に効率よく動作するため、電力変換装置全体の効率は、向上する。なお、コンバータが３つ以上ある場合、出力分担比がもっとも高いコンバータのスイッチング素子のオンオフ状態が、他のコンバータが出力する電力に依らず一定であればよい。

コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂは、絶縁トランス３を有する。出力分担比の低いコンバータ１ｂに係る絶縁トランス３の励磁インダクタンスは、出力分担比の高いコンバータ１ａに係る絶縁トランス３の励磁インダクタンスよりも小さいことが好ましい。これにより、励磁電流が増加し、電流不連続モードでソフトスイッチングが成立する領域が拡大する。これにより、低電力領域における電力変換装置全体の効率が向上する。ソフトスイッチングが成立するために必要な励磁電流を得るため、コンバータ１ｂに係るスイッチング素子９ａ〜９ｄの出力容量は、低いほど好適である。

コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂは、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータである。また、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの入力部は並列に接続され、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの出力部は直列に接続される。これにより、絶縁トランス３が分散され、コンバータ単体の小型化が可能となる。また、絶縁トランス３の発熱密度が低減されるため、総体積としても小型化が可能であり、高い昇圧比が得られる。さらに、電力変換装置は、コンバータ１ａ及びコンバータ１ｂの出力分担比をコンバータ１ａ及びコンバータ１ｂが出力する電力に応じて変化させる。これにより、電力変換装置は、変換効率が低い動作点で動作するコンバータの数を最小化することができる。変換効率が低い動作点で動作するコンバータの出力分担比が低くなることにより、電力変換装置は、全体として、出力分担比を均一化した場合よりも効率よく動作することができる。

特に、出力分担比を均一化した場合に電流不連続モードで動作する低電力領域において、電力変換装置が出力分担比に差を持たせることにより、電流不連続モードで動作するコンバータの数が減るため、電力変換装置の効率が向上する。また、出力分担比を均一化した場合に電流連続モードで動作する領域において、電力変換装置が出力分担比に差を持たせることにより、全てのコンバータが電流連続モードで動作しながら、より高い出力分担比のコンバータはもっとも効率が高い領域で動作できるため、電力変換装置の効率が向上する。

また、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔ１の変換比率の上限は、スイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態に依らず決定されてもよい。この場合、複数のコンバータのうち、少なくとも一つのコンバータ１ａに係るスイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態は、常に最大の電力を出力する状態であることが好ましい。さらに、負荷７が動作する際に許容される最大負荷電圧は、常に最大の電力を出力するコンバータ１ａの入力電圧Ｖｉｎに対する出力可能な最大電圧以上であることが好ましい。これにより、もっとも出力分担比が高いコンバータ１ａが常に変換効率の高い条件で動作するため、電力変換装置全体の効率が向上する。なお、入力電圧Ｖｉｎは、第１直流電力に基づいて算出されてもよく、出力電圧Ｖｏｕｔ１は、第２直流電力に基づいて算出されてもよい。

また、各スイッチング素子８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄは、半導体スイッチでもよい。この場合、出力分担比の低いコンバータ１ｂに係る半導体スイッチの出力容量は、出力分担比の高いコンバータ１ａに係る半導体スイッチの出力容量よりも小さいことが好ましい。これにより、電流不連続モードでターンオン動作がハードスイッチングになる場合に、スイッチング損失が低減するため、低電力領域における電力変換装置全体の効率が向上する。

なお、制御回路１３がコンバータ１ａに係る各スイッチング素子８ａ〜８ｄのオンオフ状態を一定に制御し、コンバータ１ａをフェーズシフト型フルブリッジコンバータとして動作させた場合、各々のブリッジの上下のオン時間は５０％の均一である。電力変換装置は、ブリッジ回路の駆動回路にパルストランスを用い、上下のスイッチング素子のゲートチャージ電荷をやり取りしながらリサイクルすることによって、コンバータ１ａの駆動電力は低減するため、電力変換装置の効率が向上する。

［第２実施形態］
次に、図５を参照して、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る電力変換装置は、３つのコンバータ１ｃ，１ｄ，１ｅを備えている。

コンバータ１ｃ，１ｄの各々の出力電圧Ｖｏｕｔｃ，Ｖｏｕｔｄは、Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎ／２以下の一定値に制御されている。第２実施形態に係る電力変換装置は、コンバータ１ｅに係るスイッチング素子のオンオフ状態を制御しながら、出力電流Ｉｏｕｔを変化させる。コンバータの数が増えた場合において、第１実施形態と同様の効果を得るためには、次のようにすればよい。全てのコンバータの数をＮ個（Ｎは３以上の整数）とした場合に、各コンバータが出力する最大電圧を（Ｎ−２）倍した値が、最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎより小さければよい。また、各コンバータが出力する最大電圧をＮ倍した値が、最大負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘより大きければよい。これにより、第２実施形態に係る電力変換装置は、効率よく動作することができる。

なお、各コンバータが出力する最大電圧を（Ｎ−１）倍した値が、最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎより小さくてもよい。これにより、第２実施形態に係る電力変換装置は、効率よく動作することができる。

なお、負荷７が２次電池（例えばリチウムイオンバッテリー）である場合、最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎに対して、最大負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘは１．５〜２倍程度である。したがって、各コンバータが出力する最大電圧が低い場合、最大電圧を（Ｎ−２）倍した値は、最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎより小さくなる。各コンバータが出力する最大電圧をＮ倍した値が、最大負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘより大きくなるためには、Ｎ個のコンバータは、最大負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘより大きい電圧を出力する必要がある。コンバータの数が増えるほど、出力分担比が低いコンバータの数が増えることになるため、電力変換装置の効率は低下する。したがって、電力変換装置の効率を向上させるためにはコンバータの数は、２〜５程度が好ましい。ただし、最小負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍｉｎと最大負荷電圧Ｖｌｏａｄ＿ｍａｘの差が小さい場合にはこの限りではない。

上記のように、本発明の実施形態を記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

図６に示すように、３つのコンバータを備える電力変換装置において、様々な回路方式のコンバータを採用することができる。コンバータの回路方式は、例えば、図７に示すフォワード形でもよく、図８に示すフライバック形でもよく、図９に示すＬＬＣ形でもよく、図１０に示すフェーズシフトフルブリッジ形などでもよい。

また、スイッチング素子のオンオフ状態が一定である定運転コンバータと、スイッチング素子のオンオフ状態を変化させながら出力する電力を調整する可変運転コンバータとの回路方式が異なっていてもよい。一定運転条件の場合に効率が最大となる定運転コンバータと、スイッチング素子のオンオフ状態が変化しても高効率を維持できる可変運転コンバータを組み合わせることによって、電力変換装置の効率が向上する。

１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ コンバータ
２ フルブリッジ回路
３ 絶縁トランス
４ 整流回路
５ 出力フィルタ回路
６ 直流電源
７ 負荷
８ａ〜８ｄ，９ａ〜９ｄ スイッチング素子
１０ センサ
１１ 判断回路
１２ 設定回路
１３ 制御回路

Claims (10)

1. 第１直流電力を入力する入力部と、前記入力部から入力された前記第１直流電力を第２直流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路によって変換された前記第２直流電力を出力する出力部とを有する複数のコンバータと、前記コンバータの動作を制御する制御回路とからなる電力変換装置であって、
   前記複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、
   前記出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路とを備え、
   前記制御回路は、前記設定回路によって設定された出力分担比に基づいて前記電力変換回路の動作を制御し、
   前記複数のコンバータは、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）であり、
   各コンバータが出力する最大電圧を（Ｎ−２）倍した値は、前記出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、
   前記各コンバータが出力する最大電圧をＮ倍した値は、前記負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 第１直流電力を入力する入力部と、前記入力部から入力された前記第１直流電力を第２直流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路によって変換された前記第２直流電力を出力する出力部とを有する複数のコンバータと、前記コンバータの動作を制御する制御回路とからなる電力変換装置であって、
   前記複数のコンバータの出力部を直列に接続して構成される出力端子と、
   前記出力端子より出力する電力量に基づいて複数のコンバータの出力分担比を設定する設定回路とを備え、
   前記制御回路は、前記設定回路によって設定された出力分担比に基づいて前記電力変換回路の動作を制御し、
   前記複数のコンバータは、Ｎ個（Ｎは３以上の整数）であり、
   各コンバータが出力する最大電圧を（Ｎ−１）倍した値は、前記出力端子に接続される負荷が動作する際に必要な最小負荷電圧よりも小さく、
   前記各コンバータが出力する最大電圧をＮ倍した値は、前記負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧よりも大きい
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記複数のコンバータは、電流が連続して流れる電流連続モードで動作する第１コンバータと、電流が不連続で流れる電流不連続モードで動作する第２コンバータからなり、
   前記第１コンバータが前記電流連続モードで動作する領域と、前記第２コンバータが前記電流不連続モードで動作する領域とが混在することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比が最も低いコンバータから出力される電力を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路は、スイッチング素子を含み、
   前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比が最も高いコンバータに係る前記スイッチング素子のオンオフ状態は、他のコンバータが出力する電力に依らず一定であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換回路は、スイッチング素子を含み、
   前記入力部に入力される前記第１直流電力に基づいて算出される入力電圧に対する、前記第２直流電力に基づいて算出される出力電圧の変換比率の上限は、前記スイッチング素子のオンオフ状態に依らず決定され、
   前記複数のコンバータのうち、少なくとも一つのコンバータに係る前記スイッチング素子のオンオフ状態は、常に最大の電力を出力する状態であり、
   前記出力端子に接続される負荷が動作する際に許容される最大負荷電圧は、常に最大の電力を出力する前記コンバータの入力電圧に対する出力可能な最大電圧以上であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 前記複数のコンバータは、絶縁トランスを有し、
   前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比の低いコンバータに係る絶縁トランスの励磁インダクタンスは、前記出力分担比の高いコンバータに係る絶縁トランスの励磁インダクタンスよりも小さいことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換回路は、半導体スイッチを含み、
   前記複数のコンバータのうち、前記出力分担比の低いコンバータに係る半導体スイッチの出力容量は、前記出力分担比の高いコンバータに係る半導体スイッチの出力容量よりも小さいことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換回路は、スイッチング素子を含み、
   前記複数のコンバータは、前記スイッチング素子のオンオフ状態が一定である定運転コンバータと、前記スイッチング素子のオンオフ状態を変化させながら出力する電力を調整する可変運転コンバータからなり、
   前記定運転コンバータと、前記可変運転コンバータとの回路方式が異なることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記複数のコンバータは、絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータであり、
    前記入力部を並列に接続して構成する入力端子を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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