JP7270391B2 - 電力変換装置の制御装置および電動機駆動システム - Google Patents

Description

本出願は、可変電圧可変周波数の電力変換装置の制御装置および電動機駆動システムに関するものである。

特許文献１は、電力変換装置の制御装置を開示する。当該制御装置によれば、応答性のよいブレーキを電動機にかけることができる。また、非特許文献１は電動機を安定運転できる磁束オブザーバについて述べている。

米国特許第９２８１７７２号明細書

Y. Xu, Y. Wang, R. Iida and R.D. Lorenz, "Extending low speed self-sensing via flux tracking with volt-second sensing," 2017 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Cincinnati, OH, 2017, pp. 1888-1895.

しかしながら、特許文献１や非特許文献１のシステムでは、弱め界磁が実装されていない。このため、電動機運転範囲の高速域が制限される。

弱め界磁の一般的な技術としては、回転速度に反比例させて磁束指令を下げることで、電力変換装置の出力周波数が高くなった際の電圧飽和の影響を抑える方法がある。電力変換装置の出力周波数を、電源角周波数とも称する。

単純に周波数に反比例する磁束指令法では、変換器の出力限界が考慮されていない。したがって特許文献１に記載の制御装置においては、弱め界磁領域において急加速や負荷トルク急増などで出力トルクを増大させようとすると、制御安定性を損なう可能性があった。

本出願は、上述のような課題を解決するためになされたもので、弱め界磁領域においても制御安定性と出力トルク増大とを両立することができる電力変換装置の制御装置および電動機駆動システムを提供することを目的とする。

また、非特許文献１に記載の制御装置においては、磁束オブザーバによって推定した固定子磁束を用いて回転速度を得て、センサレス制御を実現している。しかしこの固定子磁束にはＰＷＭ制御に起因する高調波や電流測定ノイズを受け、特に弱め界磁領域では磁束振幅が低下するため、Ｓ／Ｎ比が厳しくなる。これらの理由から速度推定の精度が低下し安定に運転できない可能性がある。

本出願の他の目的は、速度推定値を高精度に演算することができる電力変換装置の制御装置および電動機駆動システムを提供することを目的とする。

本願にかかる第一の電力変換装置の制御装置は、
電力変換装置により駆動される電動機の速度指令値に基づいて前記電力変換装置への第一トルク指令値を演算するトルク指令値演算部と、
前記第一トルク指令値を受け取り、予め定めた上限トルク指令値算出用の演算式で算出した上限リミッタトルク値と前記上限リミッタトルク値にゼロ又は負の係数を掛けた下限リミッタトルク値とで決まるトルクリミッタ範囲を用いて、前記第一トルク指令値が前記トルクリミッタ範囲内に制限されるように前記第一トルク指令値を修正した値である第二トルク指令値を生成するトルク指令リミット部と、
前記電力変換装置の基本波出力周波数に応じた固定子磁束指令値を生成する磁束指令生成部と、
前記第二トルク指令値と前記固定子磁束指令値とに基づいて前記電力変換装置の出力電圧指令値を演算する出力電圧演算部と、
を備え、
前記トルク指令リミット部は、少なくとも弱め界磁開始点以上の速度領域において、前記基本波出力周波数が大きくなるほど前記上限リミッタトルク値を小さく算出するように構築されたものである。

本願にかかる第二の電力変換装置の制御装置は、
電力変換装置に駆動される電動機の速度指令値に基づいて、前記電力変換装置へのトルク指令値を演算するトルク指令値演算部と、
前記トルク指令値演算部により演算されたトルク指令値に基づいて、前記電力変換装置への電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
前記電力変換装置への前記電圧指令値と前記電動機の固定子電流の実測値とに基づいて次の制御周期における前記電動機の固定子磁束と回転子磁束との推定値を演算する磁束推定部と、
前記磁束推定部により演算された前記回転子磁束の推定値に基づいて次の制御周期における前記電動機の速度推定値を演算する電動機速度推定部と、
を備えている。

本願にかかる電動機駆動システムは、
電動機を駆動する電力変換装置と、
前記電力変換装置を制御する上記第一または上記第二の電力変換装置の制御装置と、
を備えている。

上記第一の電力変換装置の制御装置では、弱め界磁領域において、電力変換装置の基本波出力周波数が増大するほど上限リミッタトルク値が小さく算出される。つまり、基本波出力周波数が増大するほどトルクリミッタ範囲が狭く設定される。基本波出力周波数が大きい高速運転領域ほど、制御安定性を保つことのできるトルク指令値の範囲が狭くなる傾向がある。この傾向に合わせてトルクリミッタ範囲が動的に調節される。トルク指令値は調節されたトルクリミッタ範囲内でのみ変化するので、制御安定性を損なわずにトルク増加を行うことができる。その結果、制御安定性と出力トルク増大とを両立することができる。

上記第二の電力変換装置の制御装置によれば、回転子磁束の推定値が演算に使用される。回転子磁束の推定値は固定子磁束の推定値よりもノイズが少ないので、少ないリプルで速度推定値を高精度に演算することができる。トルク指令値のリプルも少なくなる。

上記第一の電力変換装置の制御装置を備える上記電動機駆動システムは、弱め界磁領域で電動機を高速運転するときに、制御安定性と出力トルク増大とを両立することができる。上記第二の電力変換装置の制御装置を備える上記電動機駆動システムは、速度推定値を高精度に演算することができる。

実施の形態１における電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。 電圧制限を考慮した電源（動作）周波数ごとの固定子磁束軌跡を示すグラフである。 電流制限を考慮した固定子磁束軌跡を示すグラフである。 電圧制限および電流制限を考慮した固定子磁束軌道を示すグラフである。 電源周波数１．２ｐｕにおける電圧制限・電流制限と各負荷におけるトルク曲線とを示すグラフである。 領域Ｉでの異なる電源角周波数における電圧・電流制限を考慮した最大トルク曲線を考慮したグラフである。 領域Ｉと領域ＩＩの境界速度条件を表すグラフである。 領域ＩＩでの異なる電源角周波数における電圧・電流制限を考慮した最大トルク曲線を示すグラフである。 実施の形態２における電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。 実施の形態２にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。 実施の形態２における弱め界磁の試験の結果の一例を示す図である。 実施の形態２における弱め界磁の試験の結果の一例を示す図である。 実施の形態２における弱め界磁の試験の結果の一例を示す図である。 実施の形態２の変形例にかかる電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。 実施の形態２の変形例にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。 実施の形態３にかかる電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。 実施の形態３の変形例にかかる電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。 実施の形態１における電力変換装置の制御装置に適用可能なハードウェア構成図である。 磁束を減じていった際の相対ＲＭＳノイズを表すグラフである。

この発明を実施するための形態について添付の図面に従って説明する。なお、各図中、同一又は相当する部分には同一の符号が付される。当該部分の重複説明は適宜に簡略化ないし省略する。

以下、記号を説明する。複素ベクトル (Complex vector)は下記のとおりである。
Ｖ_ｑｄｓ 固定子電圧複素ベクトル (stator voltage complex vector) [V]
Ｖ_ｑｄｒ 回転子電圧複素ベクトル (rotor voltage complex vector) [V]
ｉ_ｑｄｓ 固定子電流複素ベクトル (stator current complex vector) [A]
ｉ_ｑｄｒ 回転子電流複素ベクトル (rotor current complex vector) [A]
λ_ｑｄｓ 固定子磁束複素ベクトル (stator flux linkage complex vector) [V-sec]
λ_ｑｄｒ 回転子磁束複素ベクトル (rotor flux linkage complex vector) [V-sec]

スカラー(scalar)は下記のとおりである。
Ｖ_ｑｓ 固定子ｑ軸電圧 (stator q-axis voltage) [V]
Ｖ_ｄｓ 固定子ｄ軸電圧 (stator d-axis voltage) [V]
Ｖ_ｑｒ 回転子ｑ軸電圧 (rotor q-axis voltage) [V]
Ｖ_ｄｒ 回転子ｄ軸電圧 (rotor d-axis voltage) [V]
ｉ_ｑｓ 固定子ｑ軸電流 (stator q-axis current) [A]
ｉ_ｄｓ 固定子ｄ軸電流 (stator d-axis current) [A]
ｉ_ｑｒ 回転子ｑ軸電流 (rotor q-axis current) [A]
ｉ_ｄｒ 回転子ｄ軸電流 (rotor d-axis current) [A]
λ_ｑｓ 固定子ｑ軸磁束 (stator q-axis Flux) [V-sec]
λ_ｄｓ 固定子ｄ軸磁束 (stator d-axis Flux) [V-sec]
λ_ｑｒ 回転子ｑ軸磁束 (rotor q-axis Flux) [V-sec]
λ_ｄｒ 回転子ｄ軸磁束 (rotor d-axis Flux) [V-sec]

Ｔ_ｅ エアギャップトルク (electromagnetic torque) [N-m]
Ｔ_Ｌ 負荷トルク (load torque) [N-m]
ｖ_ｕｓ ｕ相固定子電圧 (u-phase stator voltage) [V]
ｖ_ｖｓ ｖ相固定子電圧 (v-phase stator voltage) [V]
ｖ_ｗｓ ｗ相固定子電圧 (w-phase stator voltage) [V]
ｉ_ｕｓ ｕ相固定子電流 (u-phase stator current) [A]
ｉ_ｖｓ ｖ相固定子電流 (v-phase stator current) [A]
ｉ_ｗｓ ｗ相固定子電流 (w-phase stator current) [A]

Ｐ 極数 (Pole number) Ｐ／２ 極対数
ｔ_ｓ サンプリング時間 (sampling time) [s]
Ｐ_ｃｕ 誘導機銅損 (IM cupper loss) [W]
Ｐ_ｆｅ 誘導機鉄損 (IM iron loss) [W]
Ｐ_ｌｏｓｓ 誘導機損失 (IM loss) [W] Ｐ_ｌｏｓｓ＝Ｐ_ｃｕ＋Ｐ_ｆｅ
Ｐ_ｅ 電源からの入力電力 (input power) [W] Ｐ_ｅ＝Ｐ_ｌｏｓｓ＋Ｐ_{ｓｔｏｒｅｄ}＋Ｐ_ｅｍ
Ｐ_{ｓｔｏｒｅｄ} 誘導機のインダクタンスに蓄積される磁気エネルギーの時間微分 [W]
Ｐ_ｅｍ 機械損 (mechanical loss) [W] （トルクに寄与する電力）
Ｋ_ｅ 渦電流損係数 (eddy current coefficient)
Ｋ_ｈ ヒステリシス損係数 (hysteresis coefficient)
Ｒ_ｅｑ 等価抵抗 (equivalent resistance) [Ω]
τ_ｅｑ 等価時定数 (equivalent time constant) [s]
τ_ｒ 回転子時定数 (rotor time constant) [s] 所謂、MI_T2 （2次時定数）
ω 角速度 [rad/s] ω＝ｐθ 座標系を特定しない一般的な記述（任意座標系）
θ 角度 [rad] 座標系を特定しない一般的な記述
ω_ｒ 回転子角速度（電気角）(rotor electrical angular speed) [rad/s]
ω_ｒ＝Ｐω_ｒｍ／２

θ_ｒ 回転子角度（電気角） (rotor electrical angular position) [rad]
（u相固定子巻線を基準に反時計回りに取ったu相回転子巻線の角度）
ω_ｒｍ 回転子機械角速度 (rotor mechanical angular speed) [rad/s]
ω_ｒｍ＝２ω_ｒ／Ｐ （出力軸の回転角速度）
θ_ｒｍ 回転子機械角 (rotor mechanical angle) [rad]
θ_ｒｍ＝２θ_ｒ／Ｐ （出力軸の回転角）
ω_ｅ 同期角周波数(電源角周波数) (synchronous angular frequency) [rad/s]
ω＝ｐθであるが、同期角周波数一定であれば、ωｔ＝θとも表される。
θ_ｅ 同期角度 (synchronous angular position)
ω_ｓｌ すべり角周波数 (slip angular frequency) [rad/s]
ω_ｓｌ＝ω_ｅ－ω_ｒ

下付き添え字 (Subscripts)の各記号は下記の意味である。
ｆ_ｓ 固定子 (stator)
ｆ_ｒ 回転子 (rotor)
( )_opt 適正値（optimal value）

実施の形態１．
［実施の形態１の装置の構成］
図１は実施の形態１における電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。

図１において、電動機システム１は、電動機２と電動機駆動システム３とを備える。例えば、電動機２は誘導電動機である。

電動機２の出力部は、負荷機械４の入力部に接続される。例えば、負荷機械４は、慣性負荷である。電動機２には回転子の回転速度を検出する速度センサ１１９が接続されている。

電動機駆動システム３の入力部は、交流電源５の出力部に接続される。例えば、交流電源５は、商用電力系統である。

電動機駆動システム３は、ダイオード整流器６とコンデンサ７とインバータ８と第一電流検出器９ａと第二電流検出器９ｂと制御装置１１とを備える。

ダイオード整流器６は、交流電源５から供給された三相交流電力を直流電力に変換する。なお、必要によりダイオード整流器６はＰＷＭコンバータとしてもよい。

コンデンサ７は、ダイオード整流器６の出力側の直流リンクに設けられる。コンデンサ７は、直流リンクに印加される直流電圧を平滑化する。

インバータ８は、ダイオード整流器６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ８は、三相交流電力を電動機２に出力する。インバータ８は、電圧形インバータである。インバータ８は、ＰＷＭ制御によりＶＶＶＦ（Variable Voltage Variable Frequency）制御される。

インバータ８の電力変換回路は、３相回路で構成される。１つの相は、上アームと下アームで構成される。上アーム及び下アームは、少なくとも１つのスイッチング素子を備える。

第一電流検出器９ａは、インバータ８の出力側のｖ相に設けられる。第一電流検出器９ａは、ｖ相固定子電流Ｉｖｓを検出する。第二電流検出器９ｂは、インバータ８の出力側のｗ相に設けられる。第二電流検出器９ｂは、ｗ相固定子電流Ｉｗｓを検出する。

制御装置１１は、速度制御部１２とＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４と第一座標変換部１５とＰＷＭ制御部１６と第二座標変換部１７と電流・磁束推定部２０と速度・位相推定部２１とトルク指令リミット部１３と適正磁束指令生成部１８と電源角周波数算出部１９と第一すべり角周波数推定部３２を備える。

ここで、ｄｑｓ軸とは、静止軸系に於いて固定子のＵ相とｑ軸が一致するようにして、三相成分を互いに直交するｄ軸とｑ軸の二相に分配するものである。
後述する第２座標変換部１７は入力された信号を上記の二軸の信号に置き換えるｄｑ軸変換を行う回路である。また、後述する第１座標変換回路１５はｄ軸とｑ軸に変換された静止軸系の二相信号を静止座標系の三相信号に戻す逆変換回路である。
例えば、固定子ｄｑｓ軸磁束λ^Ｓ _ｑｄｓの右上付き文字ｓは静止座標系を表し、右下付き文字のｑｄｓは固定子の２相成分を意味する。即ち固定子ｄｑｓ軸磁束λ^Ｓ _ｑｄｓは固定子磁束のｄ軸成分λ^Ｓ _ｄｓと固定子磁束のｑ軸成分λ^Ｓ _ｑｓの２つを表す。以降において、右下付き文字のサフィックスｑｄｓが付された符号は、固定子磁束のｄ軸成分とｑ軸成分の両者を表す符号である。
また、回転子ｄｑｓ軸磁束λ^Ｓ _ｑｄｒの右上付き文字ｓは静止座標系を表し、右下付き文字のｑｄｒは回転子磁束のｄ軸成分λ^Ｓ _ｄｒと回転子磁束のｑ軸成分λ^Ｓ _ｑｒの２つを表す。以降において、右下付き文字のサフィックスｑｄｒが付された符号は、回転子磁束のｄ軸成分とｑ軸成分の両者を表す符号である。

トルク指令リミット部１３は、速度制御部１２で演算した第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１と適正磁束指令生成部１８で生成した固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}と電源角周波数算出部１９で算出した電源角周波数ω_ｅとに基づいて、第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍを生成する。トルク指令リミット部１３の詳細は、図２を用いて後ほど説明する。

第一座標変換部１５は、固定子ｄｑｓ軸電圧指令値Ｖ^Ｓ＊ _ｑｄｓを三相固定子電圧指令値Ｖ^＊ _ｕｓ、Ｖ^＊ _ｖｓ、Ｖ^＊ _ｗｓに変換する。第一座標変換部１５が行う変換は、ｄｑｓ軸変換の逆変換である。

ＰＷＭ制御部１６は、三相固定子電圧指令値Ｖ^＊ _ｕｓ、Ｖ^＊ _ｖｓ、Ｖ^＊ _ｗｓをｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎによりインバータ８用のゲートパルスに変換する。ＰＷＭ制御部１６は、当該ゲートパルスをインバータ８に出力する。

適正磁束指令生成部１８は、電源角周波数算出部１９で算出した電源角周波数ω_ｅに基づいて適正な磁束指令値に関する演算を行うことで、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}を生成する。この適正な値を持つ固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}は、磁束指令値λ^＊ _ＳとしてＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４へと入力される。適正磁束指令生成部１８の詳細は、図２を用いて後ほど説明する。

ここで、固定子ｄｑｓ軸電流実測値ｉ^ｓ _ｑｄｓと固定子ｄｑｓ軸電圧実測値Ｖ^ｓ _ｑｄｓとは、三相実測値をｄｑｓ変換した値である。尚、インバータ８の出力である３相電流の瞬時値の加算合計値は零である。この性質を使用し実施の形態１では二相の電流を検出し、他の一相分は二相の電流の加算値としその符号を反転させた値を使用している。

速度・位相推定部２１は、基本的にはトルク指令値を電動機２の慣性モーメントで除算し、加速度を出力し、加速度を積分して速度を演算し、さらに速度を積分し位相を演算する。速度・位相推定部２１では遅延演算子ｚ^－１が用いられる。

積分部２１ｃは、ゲインＫｉｏの積分回路である。積分部２１ｃは、演算結果を加算部２１ｆに出力する。比例部２１ｄは、ゲインＫ_ＳＯの増幅を行う。比例部２１ｄは、演算結果を加算部２１ｆに出力する。比例部２１ｅは、ゲインｂｏの増幅を行う。比例部２１ｅは、演算結果を加算部２１ｆに出力する。

加算部２１ｆは、積分部２１ｃの出力と比例部２１ｄの出力と比例部２１ｅの出力との加算を行い、演算結果を加算部２１ｇに出力する。加算部２１ｇは、トルク指令リミット部１３の出力である第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍと加算部２１ｆの出力とを加算し、演算結果を加速度演算部２１ｈに出力する。

図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。図２に示すように、制御装置１１は、速度制御部１２と、トルク指令リミット部１３と、適正磁束指令生成部１８と、電源角周波数算出部１９と、を含んでいる。

トルク指令リミット部１３は、第一ブロック１３ａと第二ブロック１３ｂと第三ブロック１３ｃと第四ブロック１３ｄと第五ブロック１３ｅと第六ブロック１３ｆとを備えている。

第一ブロック１３ａは、後述する（３０）式に従って、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}に基づいて、上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を算出する。（３０）式は、予め定めた上限トルク指令値算出用の第一演算式である。（３０）式における平方根の中の数式を展開することで、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}の二次項（λ_{ｓ＿ｏｐｔ}）^２および一次項（λ_{ｓ＿ｏｐｔ}）を含む二次多項式が導出される。

第三ブロック１３ｃは、後述する（３４）式に従って、境界速度ω_ｅ＿ｃを算出する。境界速度ω_ｅ＿ｃは、弱め界磁開始点よりも高速側に予め定められる速度であり、（３４）式で決定される。弱め界磁開始点は、例えば電動機定格速度としていてもよい。

第四ブロック１３ｄは、電源角周波数ω_ｅと境界速度ω_ｅ＿ｃとに基づいて、速度領域の判定を実施する。速度領域は、通常運転領域と、領域Ｉと、領域ＩＩとに区別される。領域Ｉは、境界速度ω_ｅ＿ｃと弱め界磁開始点との間の領域である。領域ＩＩは、境界速度ω_ｅ＿ｃよりも高速側の領域である。

具体的には、第四ブロック１３ｄは、電源角周波数ω_ｅに応じて次のように速度領域を判定する。弱め界磁開始速度をω_ｂａｓｅと定義する。ω_ｅ＜ω_ｂａｓｅであれば、通常運転領域と判定される。ω_ｂａｓｅ≦ω_ｅ＜ω_ｅ＿ｃであれば、領域Ｉ（第一の弱め界磁領域）と判定される。ω_ｅ＿ｃ≦ω_ｅであれば、領域ＩＩ（第二の弱め界磁領域）と判定される。第四ブロック１３ｄは、現在の速度が通常運転領域および領域Ｉである場合には、０を出力する。第四ブロック１３ｄは、現在の速度が領域ＩＩである場合には、１を出力する。

第五ブロック１３ｅは、第四ブロック１３ｄの出力が０である場合には、第一ブロック１３ａの出力した上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を選択する。第五ブロック１３ｅは、第四ブロック１３ｄの出力が１である場合には、第二ブロック１３ｂの出力した上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を選択する。第五ブロック１３ｅは、選択した上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を第六ブロック１３ｆへと伝達する。

第六ブロック１３ｆは、第五ブロック１３ｅから伝達された上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を用いて、トルクリミッタ範囲を決定する。トルクリミッタ範囲は、上限リミッタトルク値（＋Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）と、下限リミッタトルク値（－Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）とで決まる範囲である。上限リミッタトルク値には、上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}が適用される。下限リミッタトルク値は、上限リミッタトルク値に負の係数マイナス１を掛けた値である。なお、この負の係数は、予め定められた値であり、マイナス１以外の値であってもよい。また、この負の係数の代わりに、ゼロを上限リミッタトルク値に掛けることで、下限リミッタトルク値をゼロに設定してもよい。

第六ブロック１３ｆは、第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１がトルクリミッタ範囲内であるときには、第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１の値をそのまま第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍに代入する。第六ブロック１３ｆは、第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１が上限リミッタトルク値（＋Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）よりも大きい場合には、上限リミッタトルク値（＋Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）を第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍに代入する。第六ブロック１３ｆは、第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１が下限リミッタトルク値（－Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）よりも小さい場合には、下限リミッタトルク値（－Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）を第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍに代入する。

つまり、第六ブロック１３ｆは、トルクリミッタ範囲内のトルク指令値のみを通過させるフィルタとしての機能を果たす。これにより、第六ブロック１３ｆは、第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍを生成することができる。第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍは、第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１がトルクリミッタ範囲内に制限されるような修正を第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１に施した値である。

適正磁束指令生成部１８は、第一ブロック１８ａと第二ブロック１８ｂとを備えている。適正磁束指令生成部１８は、電源角周波数ω_ｅに応じた固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}を生成する。

第一ブロック１８ａは、後述する（２９）式に従って、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}を算出する。第一ブロック１８ａは、固定子電圧の最大値Ｖ_ｓｍａｘを電源角周波数ω_ｅで除算した値を算出する。

第二ブロック１８ｂは、第一ブロック１８ａが算出した固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}を一定範囲に制限する。第二ブロック１８ｂは、予め定められた上リミッタ磁束値を用いて、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}を上リミッタ磁束値以下に制限する。上リミッタ磁束値は、実施の形態では、電動機のパラメータの一つである定格磁束であってもよい。

［実施の形態１の装置の動作］
ＤＢ－ＤＴＦＣ制御での弱め界磁領域において、出力トルクを増加するための理論を説明する。まず任意の座標系における誘導機の方程式を（１）～（４）式に示す。

誘導機の同期座標系（電源周波数と同期）における固定子側電圧方程式は（５）式で表すことができる。

定常状態では微分項を省略して考えることができるため、（５）式は（６）式となる。

高速域では電源角周波数ω_ｅの項が支配的となるため、最終的には（７）式となる。

（７）式から明らかであるように、速度をあげていくと電圧上限に達する。この場合、磁束を減少させることで、ω_ｅを増加させることができる。これが弱め界磁である。

実施の形態における特徴の一つは、高周波領域での出力トルクの増大を達成する固定子磁束指令を決定する方法である。

１． 出力トルク増大手法
本願発明者が鋭意検討を行ったところ新規なトルク出力増大技術が見出されたので、下記にその内容を説明する。

（７）式はｄｑｓ軸の複素ベクトルである。この（７）式より得られる電圧制限式は（８）式で表される。

図４は、電圧制限を考慮した電源（動作）周波数ごとの固定子磁束軌跡を示すグラフである。電圧制限は図４に示す円で表される。図４の円の半径は、許容可能な固定子磁束振幅を意味する。電源（動作）角周波数ω_ｅが高くなるにつれ、半径（固定子磁束振幅の許容上限）も小さくなる。
図４～図１０それぞれにおいて、縦軸は、一般同期基準フレームλ^ｅ _ｄｓにおける固定子ｄ軸磁束を意味している。横軸は、一般同期基準フレームλ^ｅ _ｑｓにおける固定子ｑ軸磁束を意味している。

１．１．２ インバータの許容出力電流による固定子電流の制限（電流制限）について
固定子磁束振幅には、電圧制限に加え、もう一つの制約がある。その制約は、インバータ８の許容出力電流制限および電動機２に流せる許容可能最大電流である。許容可能な最大電流Ｉ_ｓｍａｘは、（９）式で表される。

固定子磁束を制御に用いるため、固定子電流と固定子磁束の関係式を導出する。定常状態では、回転子側の電圧方程式である（２）式は、（１０）式となる。

（１０）式をｑ軸成分、およびｄ軸成分に分けて記載すると以下の（１１）式および（１２）式となる。

（１１）式および（１２）式を簡略化するため、回転子磁束を（１３）式および（１４）式となるように座標変換する。

（１２）式および（１４）式より同期座標系の回転子側ｄ軸電流は（１５）式となる。

ここで（４）式をｑ軸、ｄ軸にそれぞれ分けて再掲する。

（１５）式および（１７）式より、ｄ軸側の固定子電流と固定子磁束の関係式（１８）を得ることができる。

次にｑ軸側の固定子電流と固定子磁束の関係式を求める。（３）式をｄ軸、ｑ軸にそれぞれ分けて再掲する。

（１４）式および（１９）式より（２１）式が得られる。

最後に、（１６）式と（２１）式によってｑ軸側の固定子電流と固定子磁束の関係式（２２）が得られる。σは記号一覧に示した漏洩係数である。

以上より、電流制限式（９）式にｄ軸側およびｑ軸側の電流－電圧関係式（１８）式および（２２）式を代入することで、最終的に得られる電流制限式は（２３）式となる。

これを固定子磁束平面に描くと、図５に示すような楕円となる。図５は、電流制限を考慮した固定子磁束軌跡を示すグラフである。

１．１．３ 電圧および電流制限
図６は、電圧制限および電流制限を考慮した固定子磁束軌道を示すグラフである。上述したように１．１節および１．２節から、固定子磁束平面では、インバータの電圧制限が円となり、インバータの電流制限が楕円となることが示されている。これらの結果より、理論上の固定子磁束は、図６に示す電圧制限円と電流制限楕円との共通領域斜線部内に存在する。よって、弱め界磁領域において出力トルクを増大するためには、ｄ軸、ｑ軸磁束指令ベクトルの組み合わせを、この斜線部内の領域から選択する必要がある。

１．２ トルク増大を達成する固定子磁束
前節で述べたように固定子磁束指令ベクトル（ｄ軸およびｑ軸）の組み合わせは、インバータの電流制限および電圧制限によって限られる。達成可能なトルクは固定子磁束指令ベクトルによって異なる。そこで、本節ではトルク増大を達成する固定子磁束を導出する。

１．２．１ トルク式（固定子磁束のみの表現）
トルク式は（２４）式のように表される。トルクを固定子磁束のｄｑｓ軸平面に描写するため、これを固定子磁束のみで表現する。

（１５）式、（１８）式、および（２０）式より（２５）式が得られる。

（１４）式、（２４）式、および（２５）式によって、固定子磁束のみで表現したトルク式（２６）式が得られる。

（２６）式より、トルク一定の条件において、ｄｑｓ軸磁束平面上で取りうる固定子磁束軌道は双曲線となる。

図７は、電源周波数１．２ｐｕにおける電圧制限・電流制限とトルク曲線とを示すグラフである。図７には、一例として、電源周波数１．２ｐｕでの電圧制限・電流制限とともに、大きさの異なる３つのトルク曲線が描かれている。

電源周波数が１．２ｐｕの場合、ＴＬ＝１．０ｐｕでは電圧・電流制限を満たす固定子磁束の組み合わせは無数にある。しかしＴＬ＝１．７ｐｕでは１つのみである。これが理論上達成できる最大トルクとなる。ＴＬ＝２．３ｐｕでは両方を満足できないため、このトルクは達成不可能である。

また電源周波数が高くなればなるほど電圧制限円の半径が縮小する。これにより、電流制限楕円と電圧制限円との共通領域にトルクカーブが存在しなくなる。トルクカーブと電圧制限円との接点がトルク最大達成点となる。後述するがこれが領域Ｉから領域ＩＩへの移行点となる。

つまり固定子磁束の制約は、特定の領域では、電流制限および電圧制限という２つの制約である。これに対し、他の領域では、固定子磁束の制約が、電圧制限という一つの制約のみになる。このような制約の違いがあるので、それぞれの領域において磁束指令を考える必要がある。

上述した２つの弱め界磁領域を、領域Ｉおよび領域ＩＩとも称す。領域Ｉ、領域ＩＩ、およびこれらの境界点について、説明する。用語の説明を兼ねて、各領域と速度の関係を下記に示す。

ω_ｅ＜ω_ｂａｓｅ ： 通常運転領域
ω_ｂａｓｅ≦ω_ｅ＜ω_ｅ＿ｃ： 領域Ｉ（第一の弱め界磁領域）
ω_ｅ＿ｃ≦ω_ｅ ： 領域ＩＩ（第二の弱め界磁領域）
ω_ｅ＿ｃ ： 領域Ｉと領域ＩＩの境界速度
ω_ｂａｓｅ ： 弱め界磁開始速度

弱め界磁開始点ω_ｂａｓｅは固定子電圧と定格磁束とにより求まる。なお、実施の形態１では、弱め界磁は電圧飽和時に自動開始するものとする。

１．２．２ 領域Ｉにおける固定子磁束（ω_{ｂａｓｅ＜}ω_ｅ＜ω_ｅ＿ｃ）
図８は、領域Ｉでの異なる電源角周波数における電圧・電流制限を考慮した最大トルク曲線を示すグラフである。領域Ｉは、電源（動作）角周波数ω_ｅが定格速度を越えた場合を表している。

図８に示すように、電源角周波数（動作周波数）が高過ぎない場合は、λ^ｅ _ｄｓ＝λ^ｅ _ｑｓの直線より上側に電流制限楕円と電圧制限円との交点が存在する。この動作周波数帯を領域Ｉと定義する。

領域Ｉにおいて、最大トルクを達成する固定子磁束は、電流制限楕円と電圧制限円との交点となる。図８の動作点Ａの場合は、ω_ｅ＝１．２ｐｕの場合の、動作点Ｂの場合はω_ｅ＝１．８ｐｕでの達成可能な最大トルクである。

この交点を満たす固定子磁束指令ベクトルは電圧制限，電流制限により（２７）式および（２８）式となる。

一方、固定子磁束の振幅は電圧制限の半径である（２９）式によって制限される。

（２６）式～（２９）式より弱め界磁領域Ｉにおける最大トルクは、（３０）式で求まる。

１．２．３ 領域ＩＩにおける固定子磁束（ω_ｅ＿ｃ＜ω_ｅ）
速度が増加するにつれ、楕円と円の交点が、λ^ｅ _ｄｓ＝λ^ｅ _ｑｓの直線より下側に存在するようになり、さらに速度が増加すると交点が存在しなくなる。これらの現象が起きる動作周波数帯を領域ＩＩと定義する。

この領域Ｉと領域ＩＩの境界速度条件を図９に示す。図９は、領域Ｉと領域ＩＩの境界速度条件を表すグラフである。境界速度ω_ｅ＿ｃは以下の（３１）～（３３）式より求められる。
ここで、固定子磁束、λ^ｅ _{ｑｄｓ＿ｃ}のうち、境界速度条件での固定子磁束におけるｑ軸成分をλ^ｅ _ｑｓ＿ｃと表し、ｄ軸成分をλ^ｅ _ｄｓ＿ｃと表している。

最終的に得られる境界速度ω_ｅ＿ｃは（３４）式となる。

図１０は、領域ＩＩでの異なる電源角周波数における電圧制限および電流制限を考慮した最大トルク曲線を示すグラフである。異なる動作速度においてそれぞれ達成可能な最大トルクは図１０の点Ｃ、点Ｄそれぞれとなる。領域ＩＩで最大トルクを達成する固定子磁束指令ベクトルは（３５）式より得られる。

固定子磁束指令値振幅は、領域Ｉと同様に、（２９）式によって制限される。弱め界磁領域ＩＩにおいて達成可能な最大トルクは、（３６）式で表される。（３６）式は、（２６）式、（２９）式、および（３５）式から導出される。

領域Ｉと領域ＩＩで異なる点の一つは、領域ＩＩで達成可能な最大トルク条件により、常に電流が電流制限（上限）より低いことである。結論としては、最大トルクを達成する固定子磁束振幅は、領域Ｉおよび領域ＩＩの両方で電圧制限円の半径により決定される。

１．２．４ トルク増加の制御ブロック
前述した制御の全体像が、図１～図３に示されている。固定子磁束指令は、適正磁束指令生成部１８の内部の第一ブロック１８ａにおいて電源周波数と固定子電圧に基づいて（２９）式に従って生成される。

ただし、第二ブロック１８ｂにより固定子磁束指令値の上限には一定の制限が設けられる。達成可能なトルク指令は、この固定子磁束指令を用いて、トルク指令リミット部１３の内部で（３０）式および（３６）式に従って計算される。前述のように弱め界磁領域Ｉと弱め界磁領域ＩＩでそれぞれ達成可能なトルクは異なる。

以上で説明した実施の形態１によれば、次のような動作が実現される。

適正磁束指令生成部１８の第一ブロック１８ａによれば、電源角周波数ω_ｅが大きくなるほど固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が小さく算出される。

なお、第二ブロック１８ｂによれば、電源角周波数ω_ｅが小さい低速域においては固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が定格磁束（λ_ｒａｔｅ）で一定値にリミットされる。しかし、電源角周波数ω_ｅが大きい高速域においては第二ブロック１８ｂの制限はかからない。少なくとも弱め界磁開始点以上の速度領域では、第二ブロック１８ｂの制限はかからない。第二ブロック１８ｂの制限がかからないので、電源角周波数ω_ｅが大きくなるほど固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が小さく算出される。

（３０）式および（３６）式からわかるように、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が小さいほど、上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}が小さく算出される。上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}が小さいほど、上限リミッタトルク値（＋Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）と下限リミッタトルク値（－Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）との間の幅は小さくなる。

トルク指令リミット部１３は、ある程度高速の領域においては、電源角周波数ω_ｅが大きくなるほど上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を小さく算出することができる。上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}が小さく算出されると、上限リミッタトルク値（＋Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）と下限リミッタトルク値（－Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}）との間の幅が狭く設定される。

このような動作によって、少なくとも弱め界磁領域Ｉ、ＩＩにおいて、電源角周波数ω_ｅが増大するほどトルクリミッタ範囲を狭く設定することができる。電源角周波数ω_ｅが増大するほど、制御安定性を保つことのできる許容トルク範囲が狭くなる傾向がある。実施の形態１によれば、このような傾向に合わせてトルクリミッタ範囲が動的に調節される。

トルク指令値は適正範囲に調節されたトルクリミッタ範囲内でのみ変化するので、制御安定性を損なわずにトルク増加を行うことができる。その結果、弱め界磁領域で電動機を高速運転するときに、制御安定性と出力トルク増大とを両立することができる。

また、実施の形態１では、境界速度ω_ｅ＿ｃよりも低い速度では、第一ブロック１３ａの（３０）式が適用される。固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}の二次多項式に従って適切な傾向で上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を変化させることができる。

また、実施の形態１では、境界速度ω_ｅ＿ｃ以上の速度では、第二ブロック１３ｂ（３６）式が適用される。固定子磁束指令値の二次項（λ_{ｓ＿ｏｐｔ}）^２の単項式に従って、（３０）式とは異なる傾向で、適切に上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を変化させることができる。

これにより、弱め界磁領域Ｉ、ＩＩそれぞれにおいて、上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}を適切な傾向で変化させることができる。

また、実施の形態では、トルク指令リミット部１３が第五ブロック１３ｅを含んでいる。このため、電源角周波数ω_ｅに応じて、第一ブロック１３ａで算出した上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}と第二ブロック１３ｂで算出した上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}とを選択的に切り替えることができる。

また、実施の形態１では、第四ブロック１３ｄが設けられている。このため、領域Ｉと通常運転領域の両方において第一ブロック１３ａつまり（３０）式を適用するように構築されている。これにより、通常運転領域から弱め界磁領域にわたって、上限トルク指令値Ｔ_{ｅ＿ｍａｘ}の算出をシームレスに行うことができる。

また、実施の形態１では、適正磁束指令生成部１８が第二ブロック１８ｂを含む。電源角周波数ω_ｅが小さい低速域において（２９）式が適用されると、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が過度に大きく算出されてしまう。第二ブロック１８ｂは、上限リミッタをかけることで、固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}が大きくなりすぎることを防止できる。

次に、図２０を用いて、制御装置１１の例を説明する。図２０はこの発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置に適用可能なハードウェア構成図である。図２０に示すハードウェア構成は、後述する実施の形態２、３に対しても同様に適用することができる。

図２０に示されるように、制御装置１１の各機能は、処理回路により実現し得る。処理回路は、プロセッサ３０ａとメモリ３０ｂとを備える。

例えば、プロセッサ３０ａは、中央処理装置、処理装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ又はＤＳＰなどのＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）である。

例えば、メモリ３０ｂは、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤである。

処理回路において、メモリ３０ｂに格納されたプログラムがプロセッサ３０ａによって実行される。

実施の形態２．
［実施の形態２の装置の構成］
図１１は、実施の形態２における電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。実施の形態１と実施の形態２との違いを述べると、実施の形態１は速度センサ１１９を用いるセンサ付システムだったのに対し、実施の形態２は速度センサを用いないセンサレスシステムである。

実施の形態２では、速度センサ１１９が省略されており、速度・位相推定部２１が速度・位相推定部１２１に置換されている。また、第一すべり角周波数推定部３２が第二すべり角周波数推定部３３に置換されている。その他の構成要素は、実施の形態１と同様である。

図１２は、実施の形態２にかかる電力変換装置の制御装置の一部を拡大した構成図である。図１２を用いて、電流・磁束推定部２０と速度・位相推定部１２１とを説明する。

図１２に示されるように、電流・磁束推定部２０は、電流観察部２２と第一磁束推定部２３と第二磁束推定部２４とを備える。

具体的には、電流観察部２２は、第一ブロック２２ａと第二ブロック２２ｂと第三ブロック２２ｃと第四ブロック２２ｄと第五ブロック２２ｅと第六ブロック２２ｆと第七ブロック２２ｇとを備える。

第五ブロック２２ｅは、電圧指令値Ｖ^Ｓ＊ _ｑｄｓと第二ブロック２２ｂにより演算された値と第三ブロック２２ｃにより演算された値と第四ブロック２２ｄにより演算された値とを足し合わせた値を演算する。

具体的には、第一磁束推定部２３は、第一ブロック２３ａと第二ブロック２３ｂと第三ブロック２３ｃとを備える。

第一ブロック２３ａの出力は、第二ブロック２３ｂの入力である。

第二ブロック２３ｂは、第一ブロック２３ａにより演算された値と次の（３９）式で表される伝達関数Ｇ３とを乗じることにより一次ホールドの固定子ｄｑｓ軸磁束推定値を演算する。

第二ブロック２３ｂの出力は、第三ブロック２３ｃの入力である。

具体的には、第二磁束推定部２４は、第一ブロック２４ａと第二ブロック２４ｂと第三ブロック２４ｃと第四ブロック２４ｄと第五ブロック２４ｅと第六ブロック２４ｆと第七ブロック２４ｇと第八ブロック２４ｈと第九ブロック２４ｉと第十ブロック２４ｊを備える。

第三ブロック２４ｃは、第一ブロック２４ａにより演算された値を電圧指令値Ｖ^Ｓ＊ _ｑｄｓから差し引いた値を演算する。

第四ブロック２４ｄと第五ブロック２４ｅと第六ブロック２４ｆとは、遷移周波数決定部２４ｋとして機能する。遷移周波数決定部２４ｋは、第一磁束推定部２３と第二磁束推定部２４との間の遷移周波数を決定する。

具体的には、第四ブロック２４ｄは、第二ブロック２４ｂにより演算された値と比例ゲインＫ_１とを乗じた値を演算する。

第五ブロック２４ｅは、ゲインＫ_２の積分回路である。第五ブロック２４ｅは、第二ブロック２４ｂの出力の積分値を演算する。

第六ブロック２４ｆは、第三ブロック２４ｃにより演算された値と第四ブロック２４ｄにより演算された値と第五ブロック２４ｅにより演算された値とを足し合わせることにより電動機２の入力電圧の値を演算する。

例えば、電動機２の回転子磁束の周波数が遷移周波数よりも低い場合、第一磁束推定部２３が支配的となる。例えば、電動機２の回転子磁束の制御周波数が遷移周波数よりも高い場合、第二磁束推定部２４が支配的となる。その結果、固定子ｄｑｓ軸磁束推定値が正確に演算される。

速度・位相推定部１２１は、位相推定部２５とすべり角度推定部２６と磁束ベクトル回転部２７と位相誤差推定部２８と速度・位置観察部２９とを備える。

具体的には、位相推定部２５は、次の（４２）式を用いて、電源位相の推定値ｅ^ｊθｅを演算する。

具体的には、速度／位置観察部２９は、第一ブロック２９ａと第二ブロック２９ｂと第三ブロック２９ｃと第四ブロック２９ｄと第五ブロック２９ｅと第六ブロック２９ｆと第七ブロック２９ｇと第八ブロック２９ｈと第九ブロック２９ｉと第十ブロック２９ｊと第十一ブロック２９ｋとを備える。

第四ブロック２９ｄは、第一ブロック２９ａにより演算された値と第二ブロック２９ｂにより演算された値とを足し合わせた値を演算する。

［実施の形態２の装置の動作］
１．セルフセンシングにおける弱め界磁領域拡大
実施の形態２のシステムは、速度センサを用いないセンサレスシステムであるとともに、システム内の各種パラメータを用いて速度などを推定する自己推定機能を有する。この自己推定機能を、「セルフセンシング」とも称する。

実施の形態１で前述したように、弱め界磁領域において固定子磁束指令ベクトルの組み合わせを選択することによって、出力トルクを増加することができる。これにより負荷トルクが大きい場合でも高速運転が可能となり、結果として弱め界磁領域の拡大に繋がる。セルフセンシングでの弱め界磁領域拡大に関連した検討について本節で説明する。

図１１および図１２に示す実施の形態２のシステムでは、第１磁束推定部と第２磁束推定部により磁束オブザーバが構成されている。電流・磁束推定部２０の磁束オブザーバ機能を用いて、速度・位相推定部１２１が速度推定を行う。この磁束オブザーバ機能を用いた速度推定は、固定子磁束推定値と回転子磁束推定値とのうち一方の値を用いて行うことができる。

更に速度・位相推定部１２１の入力としてすべり角周波数もある。このすべり角周波数の推定も、固定子磁束推定値と回転子磁束推定値との一方の値を用いて行うことができる。つまり、速度推定とすべり角周波数推定に用いる入力値として、固定子磁束推定値と回転子磁束推定値とのいずれかを選ぶ選択肢がある。

図１２の速度・位相推定部１２１における速度／位置観察部２９は、モーションオブザーバと等価である。

２．ローパスフィルタ効果
固定子磁束に比べ、回転子磁束のほうがノイズの少ない磁束が得られる。回転子磁束は、ＰＷＭによる電圧に含まれる高周波成分の影響が少ないからである。この点について、固定子磁束式である（４５）式と、回転子磁束式である（４６）式とを用いて説明する。

固定子磁束は、（４５）式から分かるように電圧が入力となっている。従って、ＰＷＭに基づく電圧の高周波成分が直接影響する。一方、回転子磁束はフィルタによりこの影響が軽減される。このフィルタ作用について説明する。

（４６）式をラプラス変換し、右辺の固定子磁束および回転子磁束の係数をそれぞれＡ、Ｂと置いて数式を変形していく。

最終的に、下記の（４７）式が導出される。

（４７）式から明らかなように、回転子磁束は固定子磁束にローパスフィルタを通したことと等価である。回転子磁束は固定子磁束に基づいて求まる値であり、固定子磁束は電圧高周波成分の影響を受ける。しかしながら、回転子磁束では、上記のローパスフィルタ効果により電圧ノイズの影響が軽減される。

弱め界磁で磁束振幅が小さくなる場合、Ｓ／Ｎ比が悪化する。これに加えて固定子磁束を位相推定に用いたセルフセンシングの場合、回転子磁束の場合と比較して制御不安定になりやすい。固定子磁束は、電圧高周波成分の影響を直接受けるからである。

図１２に示す第二磁束推定部２４のうち、特に第八ブロック２４ｈと第九ブロック２４ｉと第十ブロック２４ｊとによって、上記のローパスフィルタ効果が得られる。

３．試験結果
図１３～図１５は、実施の形態２における弱め界磁の試験結果の一例を示す図である。速度指令を０．１ｐｕから２．０ｐｕまで上昇させた時の応答が示されている。何れの図も横軸は時間軸である。

推定トルクは、固定子磁束推定値と回転子磁束推定値との積から求められている。図１３に示すように、電動機２が安定に２．０ｐｕの速度まで加速している。また、図１４により、加速中は電動機２の推定トルクはトルクリミット値と等しいが、加速が終了すると電動機２の推定トルクはトルクリミット値より小さくなっている。

この性能は、それぞれのオブザーバの内部比例積分ゲインで求まるバンド幅に依存する。このバンド幅を比較的低めに抑えることで、高周波帯ノイズ成分が推定速度に含まれないようにすることができる。

弱め界磁運転では、推定速度に含まれるノイズを抑制するために、速度・位相推定部１２１のバンド幅を比較的低めに設定することが好ましい。セルフセンシングのための速度（位相）は、電流、電圧、磁束など様々な波形から求めることができる。

以上で説明した実施の形態２には、少なくとも二つの特徴的構成が含まれている。

第一特徴的構成は、速度・位相推定部１２１を設けたことである。これにより、実施の形態１にかかるシステムと同様のシステムをセンサレスで実現できる。センサレスとすることで、実施の形態１で得られた弱め界磁領域におけるトルクリミット調節などの技術的メリットを得つつ、速度センサを省略することができる。

［実施の形態２の変形例］
図１６は、実施の形態２の変形例にかかる電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。図１６に示す変形例では、速度・位相推定部１２１と電流・磁束推定部２０との間に、切替ブロック１２２が設けられている。さらに、図１６に示す変形例では、第一すべり角周波数推定部３２と第二すべり角周波数推定部３３とこれらに接続された切替ブロック１２３とが設けられている。

この図１７の変形例では、前述した「回転子磁束による速度推定値の演算精度向上およびセンサレス弱め界磁領域拡大」という効果は得られない。しかしながら、その効果が得られなくとも、図１７に示す変形例は、「実施の形態１と同様のトルク増加」および「センサレスシステムなので速度センサが不要」という利点を持っている。

なお、実施の形態２にかかる制御装置１１も、図２０のハードウェア構成図に示された構造を用いて実現することができる。

図２１は、磁束を減じていった際の相対ＲＭＳノイズを表すグラフである。図２１に示すように、磁束を減じていけばいくほど、推定速度に含まれる相対的なＲＭＳ誤差が増えている。これは回転子速度が増加するにつれ、磁束振幅は小さくなっていくもののＰＷＭ高調波および電流測定ノイズなどの振幅が一定であるからである。

低い振幅磁束（つまり高速域）でのノイズの影響を抑えることが好ましい。そのためには、図３、図１２、および図１７に示した速度・位相推定部２１、１２１において回転子磁束ベース速度推定を行うときに、制御器ゲインｂｏ、Ｋｓｏ、Ｋｉｏを低く設定することが好ましい。

図１２および図１７においてｂｏは、第三ブロック２９ｃのゲインである。Ｋｓｏは、第二ブロック２９ｂのゲインである。Ｋｉｏは、第一ブロック２９ａのゲインである。制御器ゲインｂｏ、Ｋｓｏ、Ｋｉｏが、フィルタのような役割を果たす。

制御器ゲインｂｏ、Ｋｓｏ、Ｋｉｏを低くすることは、フィルタのカットオフ周波数を下げることと等価である。これにより、オブザーバの回転子磁束入力に含まれる高周波成分のノイズを抑制することができる。

実施の形態３．
図１８は、実施の形態３における電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。
図１８に記載の実施の形態３にかかる電動機システムでは、実施の形態１、２で設けられていたトルク指令リミット部１３と適正磁束指令生成部１８と電源角周波数算出部１９とが省略されている。これ以外の点は、実施の形態２と同様である。

これらの構成の省略に伴い、図１８では、ＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４に入力される値が変更される。まず、第二トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍではなく、速度制御部１２で演算した第一トルク指令値Ｔ^＊ _ｅｍ１がＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４に入力される。また、適正磁束指令生成部１８で生成した固定子磁束指令値λ_{ｓ＿ｏｐｔ}ではなく、定格固定子磁束λ_ｒａｔｅがＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４に入力される。

実施の形態３では、トルク指令リミット部１３などが省略されたので、実施の形態１よりも「より広い周波数領域において高出力で運転する」という利点は制限される。

［実施の形態３の変形例］
図１９は、実施の形態３の変形例にかかる電力変換装置の制御装置が適用される電動機システムの構成図である。

図１８では電圧指令値を生成するためにＰＩ電流制御器を用いないデッドビート直接トルク＆磁束制御（ＤＢ－ＤＴＦＣ）方式を用いている。
しかし実施の形態３で開示された構成は、ＤＢ－ＤＴＦＣ方式のみならず、磁界方向制御（Field Oriented Control）方式にも適用することができる。磁界方向制御方式を、以降はＦＯＣ方式とも称す。

ＦＯＣ方式とは、トルク(回転力)を発生する電流成分と磁束を発生する電流成分とを互いに分解し、それぞれの電流成分を直流量として独立に制御する方式である。

ＦＯＣ方式の一つは、ＤＦＯＣ（Direct Field Oriented Control）方式である。ＤＦＯＣ方式は、磁束ベクトルを磁束センサあるいは磁束オブザーバにて直接推定して制御する方式である。図１９は、実施の形態３における電力変換装置の制御装置が適用されるＤＦＯＣ制御を適用した際の電動機システムの構成図である。

ＦＯＣ方式の他の一つは、ＩＦＯＣ（Indirect Field Oriented Control）方式である。ＩＦＯＣ方式は、磁束推定あるいは検出によらず誘導機のすべりを制御する間接型ベクトル制御（滑り周波数型ベクトル制御とも呼ぶ）を用いる方式である。

図１９の変形例では、ＤＢ－ＤＴＦＣ演算部１４に変えてＤＦＯＣ演算部３１４が設けられている。第１座標変換部１５に変えて第五座標変換部１５ａが設けられている。

制御装置１１は、第三座標変換部１７ａと第四座標変換部１７ｂとを備えている。第三座標変換部１７ａには、ｖ相固定子電流Ｉｖｓとｗ相固定子電流Ｉｗｓとが入力される。第四座標変換部１７ｂには、第五座標変換部１５ａの出力である三相固定子電圧指令値Ｖ^＊ _ｕｓ、Ｖ^＊ _ｖｓ、Ｖ^＊ _ｗｓが入力される。

基準信号の位相を適切に選択することにより、γ成分を基準と同相成分、δ成分を基準と直交する成分とすることができる。第三座標変換部１７ａは、座標変換したγ軸固定子電流ｉ_γとδ軸固定子電流ｉ_δをＤＦＯＣ演算部３１４に入力する。

第五座標変換部１５ａは、上記とは逆に、ＤＦＯＣ演算部３１４からの出力であるγ成分の電圧指令値Ｖ^＊ _γとδ成分の電圧指令値Ｖ^＊ _δとを固定座標系の三相固定子電圧指令値Ｖ^＊ _ｕｓ、Ｖ^＊ _ｖｓ、Ｖ^＊ _ｗｓに変換する。第五座標変換部１５ａの出力は、ＰＷＭ制御部１６と第四座標変換部１７ｂとに入力される。

第四座標変換部１７ｂは、入力された固定座標系の三相固定子電圧指令値Ｖ^＊ _ｕｓ、Ｖ^＊ _ｖｓ、Ｖ^＊ _ｗｓをｄｑｓ軸の２軸成分の電圧指令値Ｖ^Ｓ＊ _ｑｄｓとして変換する。第四座標変換部１７ｂで変換された値は、電流・磁束推定部２０に入力される。

実施の形態３変形例ではトルク指令リミット部１３などが省略されたので、実施の形態１よりも「より広い周波数領域において高出力で運転する」という利点は制限される。

尚、図１９ではＤＢ―ＤＴＦＣ演算部１４がＤＦＯＣ演算部３１４で置き換えられているが、同様にＤＢ―ＤＴＦＣ演算部１４がＦＯＣ演算部あるいはＩＦＯＣ演算部に置き換えられてもよい。

なお、実施の形態３およびその変形例にかかる制御装置１１も、図２０のハードウェア構成図に示された構造を用いて実現することができる。

１ 電動機システム、２ 電動機、３ 電動機駆動システム、４ 負荷機械、５ 交流電源、６ ダイオード整流器、７ コンデンサ、８ インバータ、９ａ 第一電流検出器、９ｂ 第二電流検出器、１１ 制御装置、１２ 速度制御部、１３ トルク指令リミット部、１４ ＤＢ－ＤＴＦＣ演算部、１５ 第一座標変換部、１５ａ 第五座標変換部、１６ ＰＷＭ制御部、１７ 第二座標変換部、１７ａ 第三座標変換部、１７ｂ 第四座標変換部、１８ 適正磁束指令生成部、１９ 電源角周波数算出部、２０ 電流・磁束推定部、２１、１２１ 速度・位相推定部、２２ 電流観察部、２３ 第一磁束推定部、２４ 第二磁束推定部、２５ 位相推定部、２６ すべり角度推定部、２７ 磁束ベクトル回転部、２８ 位相誤差推定部、２９ 速度・位置観察部、３０ａ プロセッサ、３０ｂ メモリ、３２ 第一すべり角周波数推定部、３３ 第二すべり角周波数推定部、１１９ 速度センサ、１２２、１２３ 切替ブロック、３１４ ＤＦＯＣ演算部、ω_ｂａｓｅ 弱め界磁開始点、ω_ｅ 電源角周波数、ω_ｅ＿ｃ 境界速度

Claims (3)

1. 電力変換装置により駆動される電動機の速度指令値に基づいて前記電力変換装置への第一トルク指令値を演算するトルク指令値演算部と、
   前記第一トルク指令値を受け取り、予め定めた上限トルク指令値算出用の演算式で算出した上限リミッタトルク値と前記上限リミッタトルク値にゼロ又は負の係数を掛けた下限リミッタトルク値とで決まるトルクリミッタ範囲を用いて、前記第一トルク指令値が前記トルクリミッタ範囲内に制限されるように前記第一トルク指令値を修正した値である第二トルク指令値を生成するトルク指令リミット部と、
   前記電力変換装置の基本波出力周波数に応じた固定子磁束指令値を生成する磁束指令生成部と、
   前記第二トルク指令値と前記固定子磁束指令値とに基づいて前記電力変換装置の出力電圧指令値を演算する出力電圧演算部と、
   を備え、
   前記トルク指令リミット部は、少なくとも弱め界磁開始点以上の速度領域において、前記基本波出力周波数が大きくなるほど前記上限リミッタトルク値を小さく算出するように構築され、
   前記トルク指令リミット部は、前記弱め界磁開始点よりも高速側に予め定められた境界速度と前記弱め界磁開始点との間の領域である第一速度領域に前記基本波出力周波数が属する場合には予め定めた上限トルク指令値算出用の第一演算式に従って前記上限リミッタトルク値を算出する第一ブロックを含み、
   前記第一演算式は、前記固定子磁束指令値の二次項および一次項を含む二次多項式である電力変換装置の制御装置。
2. 前記弱め界磁開始点よりも低速側の速度領域においても前記第一ブロックが前記トルクリミッタ範囲を決定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記トルク指令リミット部は、前記弱め界磁開始点よりも高速側に予め定められた境界速度以上に高速側の第二速度領域に前記基本波出力周波数が属する場合には予め定めた上限トルク指令値算出用の第二演算式に従って前記上限リミッタトルク値を算出する第二ブロックを含み、
   前記第二演算式は、前記固定子磁束指令値の二次項に予め定めた係数を乗じて得られる単項式である請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。

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