JP7043071B2 - 電流測定装置およびインバータ - Google Patents

Description

本発明は、インバータからの出力電流を測定する技術に関するものである。

電気自動車やハイブリッド車では、大容量の電池が搭載される。電池からの直流は、インバータにより交流に変換され、交流電動機に供給され、車輪を駆動する。
このインバータからの出力電流を監視する電流測定装置は、インバータからの出力線を一次側とし、二次側に抵抗を接続して、抵抗の電圧を測定することで、インバータからの出力線に流れる電流を測定するものである。
また、他の電流測定装置として、磁性体コアとホール素子を用いるものや、シャント抵抗での電圧降下を測定するものなどがある。
このような電流を測定する電流測定装置として、特許文献１に記載されたものが知られている。
特許文献１に記載の半導体スイッチ内の電流を測定する電流センサは、測定される電流が流れる導体を介して周りに位置する非磁性のトロイダルコアに巻回されたコイルと、トロイドを通過する導体を流れる電流の時間微分に比例するコイル巻線の開放端子間電圧に応じた電流を積分する積分器と、サイクルごとに一度積分器をリセットする制御回路とを備えたものである。

米国特許第５０１５９４５号明細書

しかし、電流トランスやホール素子を用いた場合では、いずれも磁性体コアの磁気飽和が発生して、正確に測定できないおそれがある。従って、１００Ａ以上の大電流を測定するときには、大電流でも磁気飽和しない大型の磁性体コアが必要となる。大型の磁性体コアは、インバータよりも大きくなってしまうため、小型化が阻害される。

また、電流測定装置にシャント抵抗を用いた場合には、シャント抵抗を流れる電流が損失となるため、やはり大電流では使用できない。また、ノイズによる影響が大きいため、精度が低い。

特許文献１に記載の電流センサでは、非磁性のトロイダルコアを用いているため磁気飽和の制限について回避できる。この電流センサを用いて、インバータの出力電流を測定しようとすると、図１３に示す回路構成となる。

図１３に示すように、インバータ１５０は、電池１５１からの一方の電源線１５２と他方の電源線１５３との間に直列接続された上アーム１５４と下アーム１５５とを備えている。電流センサ１６０は、非磁性体のトロイダルコアに巻かれたコイル１６１の出力が、オペアンプによる積分器１６２に接続されている。

インバータ１５０の上アーム１５４と下アーム１５５からの合成された電流はコイル１６１によって微分される。そして、積分器１６２によって積分されることで、積分器１６２の積分値が電流値となって出力される。

しかし、自動車におけるインバータでは、直流から数百Ｈｚの周波数帯域の電流が出力されるため、積分器１６２のドループ特性のため、電流の測定が困難である。
これは、コイル１６１と交錯する磁束の変化量が電圧に反映されるため、低い周波数では電圧の変化が少なく、出力電圧が小さい。このため電圧とノイズとの分離が原理的に困難であるためである。また、オペアンプで構成された積分器１６２では、キャパシタ放電抵抗とキャパシタの時定数以下の時定数の変化は計測できない。

そこで本発明は、インバータからの出力電流が大電流で、低い周波数であっても、出力電流を測定することが可能な電流測定装置およびインバータを提供することを目的とする。

本発明の電流測定装置は、電源からの一方の電源線と他方の電源線との間に直列接続された上アームおよび下アームを備えたインバータからの出力電流を検知する電流測定装置であって、前記一方の電源線と前記上アームとの間の第１配線、または前記他方の電源線と前記下アームとの間の第２配線のいずれか一方を取り囲む空芯コイル、または両方の配線をそれぞれに取り囲む一対の空芯コイルと、前記空芯コイルからの出力を積分する積分回路と、前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのターンオン時の出力およびターンオフ時の出力の絶対値を取り、ピーク同士を時系列的に結ぶ、またはピークから所定時間経過後の絶対値を結ぶことにより直線近似を行う近似値算出回路とを備えたことを特徴とする。

本発明の電流測定装置によれば、インバータからの出力電流が低周波であっても、上アームと下アームとのそれぞれに流れる電流の変化は、出力電流の１周期の間に頻繁に発生するため、高周波として扱うことができる。従って、空芯コイルが上アームと下アームとのそれぞれに流れる電流の変化を微分として出力し、積分回路が積分することで、アームのターンオン時およびターンオフ時の電流値を検出することができる。

また、前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのターンオン時の出力およびターンオフ時の出力の絶対値同士を平均する近似値算出回路を備えることができる。
空芯コイルからのターンオン時およびターンオフ時のピーク波形となる電流は、離散的で変動幅が大きいため、その代わりとして、近似値算出回路が近似値を算出して連続した電流値とすることで、インバータの出力電流の変化に応じた電流値とすることができる。

前記積分回路からの電流値に基づいて算出されたターンオン時に想定される電流値と、前記積分回路からのターンオン時の実際の電流値との差、または前記積分回路からの電流値に基づいて算出されたターンオフ時に想定される電流値と、前記積分回路からのターンオフ時の実際の電流値との差のいずれか一方、または両方を算出するリプル成分算出回路を備えることができる。リプル成分算出回路が、ターンオン時に想定される電流値と実際の電流値との差、またはターンオフ時に想定される電流値と、ターンオフ時の実際の電流値との差を算出することによって、リプル成分を算出することができる。

前記一対の空芯コイルに接続されたそれぞれの前記積分回路からの出力の和および／または差を算出し、しきい値と比較する故障検出回路を備えることができる。
上アームと下アームとの電流の和の値がある値以上に変化した場合は、本発明の電流測定装置の各部品やインバータに故障が起こった場合と判断できるため、故障検出回路がそれぞれの積分回路からの出力の和を算出し、しきい値と比較することで、故障を検出することができる。また、上アームまたは下アームにおける、ターンオン時およびターンオフ時の積分回路の出力の差が、ある範囲を超えて急に大きくなった場合に、短絡電流等の大電流が、上アームまたは下アームに流れている可能性がある。そのため、故障検出回路にて、それぞれの積分回路からの出力値の差を算出し、しきい値と比較することで、故障を検出することができる。

前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方のターンオン時および／またはターンオフ時を含む直前の出力と、ピーク値を含む直後の出力の差を算出する補正回路を備えたものとすることができる。補正回路がターンオン時およびターンオフ時を含む直前の出力と、ピーク値を含む直後の出力の差を算出する。そうすることで、直前の出力にバイアスが掛かっていても、直後のピーク値から除去することができるため、正確なピーク値を算出することができる。

前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方のターンオン時を含む直前の出力と、逆回復期間が終了したときの出力の差を算出する補正回路を備えたものとすることができる。補正回路が、ターンオン時の直後における測定を、逆回復期間後とすることで、オーバーシュートによる影響を排除することができる。

前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方のターンオフ時を含む直前の出力と、フォール期間後のテール期間を待ったときの出力との差を算出する補正回路を備えたものとすることができる。補正回路が、ターンオフ時の直後における測定を、フォール期間後のテール期間を待って行うことで、後段の回路が過小な値を参照してしまうことを回避することができる。

前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方のターンオン時および／またはターンオフ時を含む直前を第１タイミング、スイッチング時間経過時からスイッチング周期の終わりまでの間のタイミングを第２タイミングとしたときの前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの出力を積算し、平均化する補正回路を備えたものとすることができる。補正回路が、ターンオン時の直後における測定を、スイッチング時間（逆回復期間）後とすることで、オーバーシュートによる影響を排除することができる。

本発明のインバータは、本発明の電流測定装置の積分回路からの出力信号と、前記上アーム、または前記下アームのスイッチング信号とにより、前記出力電流が流れ出る方向、または前記出力電流が流れ込む方向のいずれかを判定する制御部を備えたことを特徴とする。

本発明のインバータによれば、本発明の電流測定装置の積分回路からの出力信号だけでは、出力電流が流れ出る方向なのか、出力電流が流れ込む方向なのかが判別できない。そこで、制御部が上アームまたは下アームのスイッチングを制御するスイッチング信号によりターンオン時かターンオフ時かを判断することにより、出力電流がいずれか方向に流れているかを判定することができる。

本発明は、アームのターンオン時およびターンオフ時の電流値を検出することができるため、インバータからの出力電流が大電流で、低い周波数であっても、出力電流を測定することが可能である。

本実施の形態１に係る電流測定装置と、電流測定装置が出力電流を測定するインバータと、インバータが電源を供給する三相交流モータとを示す図である。 図１に示す電流測定装置の動作を説明するための波形の図であり、第３アームが出力する電流波形とインバータの出力電流の平均値の波形とを示す図である。 図１に示す電流測定装置の動作を説明するための波形の図であり、下アームに流れる電流波形を示す図である。 図１に示す電流測定装置の動作を説明するための波形の図であり、空芯コイルからの出力電圧波形を示す図である。 図１に示す電流測定装置の動作を説明するための波形の図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力波形を示す図である。 近似値算出回路による近似電流値の算出方法を説明するための図であり、積分回路（不完全積分回路）からの波形の絶対値を示す図である。 近似値算出回路による近似電流値の算出方法を説明するための図であり、図２Ｅに示す波形からピーク同士を時系列的に結んだ直線近似の波形を示す図である。 近似値算出回路による近似電流値の算出方法を説明するための図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力の絶対値を取った波形を示す図である。 リプル成分算出回路によるリプル成分の算出方法を説明するための電流波形を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電流測定装置の補正回路を説明するための図である。 図５に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、下アームに流れる電流を示す電流波形を示す図である。 図５に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力波形を示す図である。 図５に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、補正回路が補正する際の下アームのターンオフ時の直前および直後を説明するための図６ＢのＡ部拡大図である。 本発明の実施の形態３に係る電流測定装置の補正回路を説明するための図である。 図７に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、下アームに流れる電流を示す電流波形を示す図である。 図７に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力波形を示す図である。 図７に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、補正回路が補正する際の下アームのターンオン時の直前および直後を説明するための図８ＢのＢ部拡大図である。 本発明の実施の形態４に係る電流測定装置の補正回路を説明するための図である。 図９に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、下アームに流れる電流を示す電流波形を示す図である。 図９に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力波形を示す図である。 図９に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、補正回路が補正する際の下アームのターンオフ時の直前および直後を説明するための図１０ＢのＣ部拡大図である。 本発明の実施の形態５に係る電流測定装置の補正回路を説明するための図である。 図１１に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、下アームに流れる電流を示す電流波形を示す図である。 図１１に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、図１２Ａに示す電流の波形からスイッチング周期を切り出し拡大した図である。 図１１に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、ターンオン時およびターンオフ時を拡大した波形の図である。 図１１に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、積分回路（不完全積分回路）からの出力波形を示す図である。 図１１に示す補正回路の動作を説明するための波形の図であり、補正回路が補正する際の下アームのターンオン時を説明するための図１２Ｂの一部を拡大した出力波形を示す図である。 従来の電流測定装置を説明するための図である。

１０ インバータ
１１ 第１アーム
１２ 第２アーム
１３ 第３アーム
１１１，１２１，１３１ 上アーム
１１２，１２２，１３２ 下アーム
１４ 制御部
２０ 電流測定装置
２１，２２ 空芯コイル
２３ 測定回路
２３１ 積分回路
２３２ 近似値算出回路
２３３ リプル成分算出回路
２３４ 故障検出回路
２３５，２３６，２３７，２３８ 補正回路
ＢＴ 電池
ＭＴ 三相交流モータ
ＬＨ 電源線
ＬＬ グランド線
Ｌ１ 第１配線
Ｌ２ 第２配線
Ｌ３ 第３配線
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 出力電流
ｖｕ１，ｖｕ２，ｖｖ１，ｖｖ２，ｖｗ１，ｖｗ２ 誘導起電力
ｉ＿ｌｏｗ，ｉ＿ｈｉｇｈ 電流
Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２ ゲート信号
Ｓｕ_out,Ｓｖ_out,Ｓｗ_out 信号
Ｘｗ１_avg，Ｘｗ２_avg 信号
ｔ_n，ｔ_n-2 ターンオフ時
ｔ_n-1，ｔ_n+1 ターンオン時
Ｘｎ，Ｘ_n-1，Ｘ_n-2，Ｘ_n+1，Ｘ_on，Ｘ_off 電流値
Ｌ_off，Ｌ_on 直線
Ｘ_rip リプル成分
Ｘｗ１_rip，Ｘｗ２_rip 信号
ｔ₀ 第１タイミング
ｔ₁ 第２タイミング

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係る電流測定装置およびインバータを図面に基づいて説明する。
図１に示すインバータ１０は、電池ＢＴからの直流を交流に変換して三相交流モータＭＴを駆動するものである。
インバータ１０は、各相の電流を出力する３つのアームである第１アーム１１から第３アーム１３が、電池ＢＴからの一方の電源線（電池ＢＴの正極側の電源線ＬＨ）と他方の電源線（電池ＢＴの負極側のグランド線ＬＬ）との間に、並列に接続されている。
第１アーム１１から第３アーム１３は、上アーム１１１，１２１，１３１と下アーム１１２，１２２，１３２とが、直列に接続されている。

上アーム１１１～１３１は、電源線ＬＨに第１配線Ｌ１により接続されている。下アーム１１２～１３２は、グランド線ＬＬに第２配線Ｌ２により接続されている。上アーム１１１～１３１と下アーム１１２～１３２との間は、第３配線Ｌ３により接続されている。

上アーム１１１～１３１と、下アーム１１２～１３２とは、スイッチング素子と還流ダイオードとにより構成されている。スイッチング素子は、半導体デバイスにより形成されている。例えば、スイッチング素子は、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などが使用できる。特に、大電流が流せ、スイッチング速度が早い、ＩＧＢＴが望ましい。

インバータ１０は、この上アーム１１１～１３１および下アーム１１２～１３２のスイッチングを制御する制御部１４を備えている。
制御部１４は、電流測定装置２０からの信号Ｓｕ_out,Ｓｖ_out,Ｓｗ_outに基づいて、第１アーム１１から第３アーム１３のスイッチング信号となるゲート信号Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を制御して、各アーム１１～１３の第３配線Ｌ３からの出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流値および周波数を調整する。

電流測定装置２０は、インバータ１０が出力する電流を測定して、測定結果を各相に、信号Ｓｕ_out,Ｓｖ_out,Ｓｗ_outをインバータ１０へ出力する。
電流測定装置２０は、電源線ＬＨと上アーム１１１～１３１との間の第１配線Ｌ１と、グランド線ＬＬと下アーム１１２～１３２との間の第２配線Ｌ２との両方の配線をそれぞれに取り囲む一対の空芯コイル２１，２２を各相に備えている。本実施の形態１では、空芯コイル２１，２２として、ロゴスキーコイルを使用している。

また、電流測定装置２０は、各相の空芯コイル２１，２２に発生した誘導電圧ｖｕ１，ｖｕ２，ｖｖ１，ｖｖ２，ｖｗ１，ｖｗ２に基づいて、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを測定する測定回路２３を各相に備えている。

測定回路２３は、空芯コイル２１，２２にて発生した誘導起電力ｖｕ１，ｖｕ２，ｖｖ１，ｖｖ２，ｖｗ１，ｖｗ２を積分する積分回路２３１と、積分回路２３１の出力に接続された、近似値算出回路２３２、リプル成分算出回路２３３および故障検出回路２３４とを備えている。
積分回路２３１は、演算増幅器を積分器として機能させてアナログ処理としたり、ＡＤ変換してデジタル処理としたりすることができる。デジタル処理する場合には、空芯コイル２１，２２からの波形の面積を求める演算回路とすることで、演算回路を積分演算させることができる。

近似値算出回路２３２は、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの平均電流を算出する機能を備えている。リプル成分算出回路２３３は、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに含まれるリプル成分を算出する機能を備えている。故障検出回路２３４は、上アーム１１１～１３１に流れる電流と、下アーム１１２～１３２に流れる電流を比較する機能を備えている。
故障検出回路２３４は、差動入力の演算増幅器を使用することができる。

以上のように構成された本発明の実施の形態１に係る電流測定装置２０の動作を図面に基づいて説明する。
インバータ１０の制御部１４が、第１アーム１１から第３アーム１３のスイッチング素子のオン状態とオフ状態を切り替えるゲート信号Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を出力する。上アーム１１１～１３１のスイッチング素子がオン状態、下アーム１１２～１３２のスイッチング素子がオフ状態のときに、上アーム１１１～１３１に電流ｉ＿ｈｉｇｈが流れ、上アーム１１１～１３１のスイッチング素子がオフ状態、下アーム１１２～１３２のスイッチング素子がオン状態のときに、電流ｉ＿ｌｏｗが流れる。
電流ｉ＿ｈｉｇｈと電流ｉ＿ｌｏｗとの合成電流により、出力電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗが三相交流となって、インバータ１０から三相交流モータＭＴへ出力される。図２Ａに示すように、出力電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗ（ｉ＿ｏｕｔ）は、電流ｉ＿ｈｉｇｈと電流ｉ＿ｌｏｗとを合成した電流であるため、鋸刃状の波形となり、擬似的な正弦波となる。

インバータ１０からの出力電流ｉｕ，ｉｖ、ｉｗによって三相交流モータＭＴが回転する。

ここで、電流測定装置２０による電流測定の動作を説明する。なお、電流測定は、第３アーム１３の下アーム１３２に装着された空芯コイル２２と、第３アーム１３を対象に測定する測定回路２３を例に説明する。第１アーム１１および第２アーム１２に装着された他の空芯コイル２１，２２と、第１アーム１１および第２アーム１２に流れる電流を測定する他の測定回路２３は動作が同じであるため省略する。

第３アーム１３の下アーム１３２とグランド線ＬＬとの間の第２配線Ｌ２には、図２Ｂに示すような電流ｉ＿ｌｏｗが流れる。
この電流ｉ＿ｌｏｗは、スイッチング素子がオン状態からオフ状態（ターンオフ時）となると電流が遮断され、流れなくなる。オフ状態からオン状態（ターンオン時）になると、急激に電流ｉ＿ｌｏｗが流れ始めた後に、図２Ｂでは、徐々に増加して、オフ状態となるときより多くの電流が流れ、再びオフ状態となり電流が遮断される。

図１に示すように、第２配線Ｌ２を空芯コイル２２により取り囲んでいるため、第２配線Ｌ２に流れる電流によって空芯コイル２２に誘導起電力が発生する。この誘導起電力のピーク値は、図２Ｃに示すような、下アーム１３２に流れる電流ｉ＿ｌｏｗの微分に比例する電圧となる。
しかし、この誘導起電力の波形は、下アーム１３２のスイッチングの遅れや、空芯コイル２２が不完全微分回路であるため、振幅が無限で幅が０の波形とならず、ターンオフ時およびターンオン時に急激に変化する、振幅が有限で、幅を有するピーク波形となる。

測定回路２３では、空芯コイル２２からの出力が積分回路２３１に入力される。積分回路２３１により、空芯コイル２２からの出力が積分されることで、積分回路２３１から図２Ｄに示すような出力信号が出力される。この出力信号のターンオン時およびターンオフ時のピーク値が第３アーム１３の出力電流ｉｗの電流値を示す。なお、図２Ｄでは、積分回路２３１が反転型であるため、出力の方向を逆に示している。

図２Ｄに示す例では、積分回路２３１により空芯コイル２２からの出力が積分されて電圧値が上昇してピークとなるが、積分回路２３１は、演算増幅器を積分器として機能させた不完全積分回路であるため、電圧が急激に低下するとコンデンサの放電により、出力波形は徐々に減衰する。しかし、積分回路２３１が不完全積分回路であっても、ピークが検出できれば、このピーク値が電流ｉ＿ｌｏｗ，ｉ＿ｈｉｇｈのターンオン時およびターンオフ時の電流に比例するため問題は無い。

このように、出力電流ｉｗが低周波であっても、上アーム１１１～１３１と下アーム１１２～１３２とのそれぞれに流れる電流ｉ＿ｌｏｗ，ｉ＿ｈｉｇｈの変化は、出力電流ｉｗの１周期の間に頻繁に発生するため、高周波として扱うことができる。従って、空芯コイル２１，２２が電流ｉ＿ｌｏｗ，ｉ＿ｈｉｇｈの変化を微分として出力し、積分回路２３１が積分することで、第１アーム１１～第３アーム１３のターンオン時およびターンオフ時の電流値を、積分回路２３１からの電圧値として検出することができる。従って、電流測定装置２０は、インバータ１０からの出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが大電流で、低い周波数であっても、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを測定することが可能である。

積分回路２３１は、上アーム１３１側を信号Ｓｖｗ１、下アーム側をＳｖｗ２として、インバータ１０へ出力する。

次に、積分回路２３１からの出力は、近似値算出回路２３２に入力される。近似値算出回路２３２では、まず、積分回路２３１による不完全積分後の波形（図２Ｄ参照）を、下アーム１３２のターンオン時の出力およびターンオフ時の出力の絶対値を取る（図２Ｅ参照）。具体的にはターンオン時の波形信号のマイナス値をプラス値に変換する。

次に、近似値算出回路２３２では、絶対値の波形（図２Ｅ参照)に変換した後、図２Ｆに示すようにターンオン時とターンオフ時のピーク同士を時系列的に直線で結ぶことで電流値に変換する。
インバータ回路などの電力変換器は、負荷がモータの巻き線などの場合が多い。そのため、電流値が急激に変化しない。従って、積分回路２３１からの波形に対して絶対値を取り、直線近似を行うことにより、電流値への変換が可能である。
この場合はピーク同士を直線で結んでいるが、ノイズ除去のためにピークから所定時間経過時の絶対値を直線で近似するようにしてもよい。
この所定時間は、ターンオン時であれば、上アームおよび下アームの逆回復期間（リバースリカバリ期間）とすることができる。また、ターンオフ時であれば、上アームおよび下アームにおけるフォール期間後のテール期間とすることができる。また、所定時間は、ピーク波形への影響を考慮して、任意に設定することができる。
このように近似値算出回路２３２が、離散的で変動幅が大きいピーク値の代わりとして、直線近似により連続した電流値とすることで、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（図１参照）の変化に応じた電流値とすることができる。

また、近似値算出回路２３２では、下アーム１３２のターンオン時の出力およびターンオフ時の出力の絶対値同士を平均して近似した電流値を算出することもできる。以下、積分回路２３１からの出力されたピーク時の電圧値を、電流値と読み替えて説明する。
図３に示すように、近似値算出回路２３２は、まず、最初に現れるターンオフ時ｔ_n-2の電流値Ｘ_n-2を保持する。次に現れるターンオン時ｔ_n-1の電流値Ｘ_n-1は、図２Ｄに示すようにマイナス値であるため、近似値算出回路２３２が絶対値を取ると、プラス値となる。そして、近似値算出回路２３２は、ターンオン時ｔ_n-1まで保持された電流値Ｘ_n-2とターンオン時ｔ_n-1の電流値Ｘ_n-1との平均を算出する。この平均値が、次のターンオフ時ｔ_nまでの出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの近似電流値となる。

このように近似値算出回路２３２が、離散的で変動幅が大きいピーク値の代わりとして、近似値を算出して連続した電流値とすることで、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの変化に応じた電流値とすることができる。近似値算出回路２３２は、第３アーム１３の上アーム１３１および下アーム１３２に流れる電流の近似電流値を信号Ｘｗ１_avg，Ｘｗ２_avgとしてインバータ１０へ出力する。

積分回路２３１からの出力は、リプル成分算出回路２３３に入力される。リプル成分算出回路２３３では、ターンオン時に想定される電流値と実際の電流値との差、ターンオフ時に想定される電流値と実際の電流値との差を算出する。
ターンオン時に想定される電流値とは、図４に示すように連続するターンオフ時ｔ_n-2とｔ_nと、その時のそれぞれの電流値Ｘ_n-2，Ｘ_nとから、直線Ｌ_offの方程式を求め、この方程式から求められたターンオン時ｔ_n-1の電流値Ｘ_onである。
同様に、ターンオフ時に想定される電流値とは、連続するターンオン時ｔ_n-1とｔ_n+1と、その時のそれぞれの電流値Ｘ_n-1，Ｘ_n+1とから、直線Ｌ_onの方程式を求め、この方程式から求められたターンオフ時ｔ_nの電流値Ｘ_offである。

ここで、直線Ｌ_offは、２点の座標（ｘ１，ｙ１）、（ｘ２，ｙ２）から、この２点を結ぶ直線の方程式（式（１）参照）に基づいて、式（２）のように表すことができる。

・・・（１）

・・・（２）

従って、ターンオン時ｔ_n-1における推定される電流値Ｘ_onは、式（３）により推定することができる。

・・・（３）

しかし、ターンオン時ｔ_n-1における実際の電流値はＸ_n-1であったため、その差をＸ_on－Ｘ_n-1により算出することで、ターンオン時ｔ_n-1から次のターンオフ時ｔ_n-1までの期間のリプル成分をＸ_ripとすることができる。

また、ターンオフ時ｔ_nの電流値Ｘ_offも同様にして、式（４）により推定することができる。

・・・（４）

そして、ターンオフ時ｔ_nにおける実際の電流値がＸ_nであったため、その差をＸ_off－Ｘ_nにより算出することで、リプル成分Ｘ_ripを求めることができる。
このようにして、リプル成分算出回路２３３は、リプル成分Ｘ_ripを求め、第３アーム１３の上アーム１３１側のリプル成分を信号Ｘｗ１_ripとし、下アーム１３２側のリプル成分を信号Ｘｗ２_ripとしてインバータ１０へ出力する。

本実施の形態１では、リプル成分算出回路２３３は、ターンオン時とターンオフ時の両方のリプル成分を算出しているが、いずれか一方のリプル成分を算出するようにしても、出力電流に含まれるリプル成分の目安となる。しかし、より正確に、リプル成分を測定するためには、ターンオン時とターンオフ時の両方を算出する方が望ましい。

積分回路２３１からの出力は、故障検出回路２３４に入力される。故障検出回路２３４では、上アーム１３１側の積分回路２３１からの出力と、下アーム１３２側の積分回路２３１からの出力との差および和を算出する。

インバータ１０が正常に動作している場合は、例えば、上アーム１３１または下アーム１３２における、ターンオン時およびターンオフ時の積分回路２３１の出力の和は、原理的にほぼ０となる。これは出力に接続された負荷は一般に誘導負荷であり急峻な電流の変化がなく、また上アーム１３１と下アーム１３２の電流（ｉ＿ｈｉｇｈ，ｉ＿ｌｏｗ）の和が出力電流ｉｗとなることから、上アーム１３１と下アーム１３２との電流の和は急峻な電流の変化がない。従って、積分回路２３１の出力の和もノイズ分を除いて小さい値となる。

しかし、上アーム１３１と下アーム１３２との電流の和の値がある値以上に変化した場合は、空芯コイル２１，２２や積分回路２３１の演算増幅器などの電流測定装置２０の各部品や、インバータ１０に故障が起こった場合と判断できる。
従って、故障検出回路２３４にて、一対の空芯コイル２１，２２に接続されたそれぞれの積分回路２３１からの出力値の和から、ノイズ成分をフィルタ等で除去し、その値をモニタし、予め設定されたしきい値と比較し、しきい値以上か否かを判断することによって故障を検出することができる。

また、例えば、上アーム１３１または下アーム１３２における、ターンオン時およびターンオフ時の積分回路２３１の出力の差が、ある範囲を超えて急に大きくなった場合に、短絡電流等の大電流が、上アーム１３１または下アーム１３２に流れている可能性がある。
従って、故障検出回路２３４にて、一対の空芯コイル２１，２２に接続されたそれぞれの積分回路２３１からの出力値の差をモニタし、予め設定されたしきい値と比較し、しきい値以上か否かを判断することによって故障を検出することができる。
以上のように構成することで、上アームと下アームに個別に判断回路を設ける必要が無く、簡単な構成で故障を検出できる。

故障検出回路２３４では、電流ｉ＿ｈｉｇｈと電流ｉ＿ｌｏｗとの和がしきい値より大きい、および差がしきい値より大きいときに、異常を検出した信号Ｘｗ_failとしてインバータ１０へ出力したりすることができる。なお、本実施の形態では、電流ｉ＿ｈｉｇｈと電流ｉ＿ｌｏｗとの和および差の両方をモニタしているが、いずれか一方でもよい。また、信号Ｘｗ_failを和のときの異常と差のときの異常との両方を兼ねているが、信号線を分けて、和のときの異常と差のときの異常とを別々に通知するようにしてもよい。

インバータ１０では、制御部１４が電流測定装置２０からの信号Ｓｕ_out,Ｓｖ_out,Ｓｗ_outに基づいて、第１アーム１１から第３アーム１３へのゲート信号Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を制御する。

積分回路２３１からの出力信号では、上アーム１１１～１３１に流れる電流ｉ＿ｈｉｇｈまたは下アーム１１２～１３２に流れる電流ｉ＿ｌｏｗは、三相交流モータＭＴへ流れ出る方向のときのターンオフ時と、三相交流モータＭＴから流れ込む方向のターンオフ時とのそれぞれで、図２Ｃに示すようなピーク波形が発生する。また、ターンオン時も同様である。

従って、積分回路２３１からの出力信号だけでは、三相交流モータＭＴへ流れ出るときのスイッチングなのか、三相交流モータＭＴから流れ込むときのスイッチングなのかが、インバータ１０では判別できない。

そこで、インバータ１０の制御部１４では、上アーム１１１～１３１を制御するゲート信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１がオン状態のときに、電流ｉ＿ｈｉｇｈは上アーム１１１～１３１から三相交流モータＭＴへ流れ出る状態であると判別できる。また、ゲート信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１がオフ状態のときに、電流ｉ＿ｈｉｇｈは上アーム１１１～１３１から三相交流モータＭＴから流れ込む状態であると判別できる。

同様にして、下アーム１１２～１３２を制御するゲート信号Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がオン状態のときに、電流ｉ＿ｌｏｗは下アーム１１２～１３２から三相交流モータＭＴへ流れ出る状態であると判別できる。また、ゲート信号Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２がオフ状態のときに、電流ｉ＿ｌｏｗは下アーム１１２～１３２から三相交流モータＭＴから流れ込む状態であると判別できる。

このように、制御部１４は、ゲート信号によって、積分回路２３１からの出力信号が、上アーム１１１～１３１および下アーム１１２～１３２に対するいずれの電流の向きのものかを判別することができる。

本実施の形態１では、アーム１１～１３へのゲート信号によって、電流の向きの判別を行っていたが、空芯コイル２１，２２を、アーム１１～１３のスイッチング素子側と、還流ダイオード側との２個に分けて配置することで、還流ダイオード側の空芯コイルによって、電流の向きの判別を行うようにしてもよい。

なお、本実施の形態１では、三相交流を三相交流モータに供給するインバータを例に、電流測定装置の説明をしたが、インバータはアームを一つ備えた単相交流を出力するものとしたり、三相交流以外の多相交流を出力するものとしたりすることができる。
また、本実施の形態１では、上アーム１１１～１３１用と、下アーム１１２～１３２用にそれぞれ空芯コイル２１,２２を装着しているが、電流測定装置に故障検出回路２３４を備えなければ、空芯コイル２１,２２はいずれか一方でもよい。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る電流測定装置を図面に基づいて説明する。
本実施の形態２に係る電流測定装置では、積分回路の後段に、補正回路が接続されている。図５では、第３アームの下アーム１３２用の空芯コイル２１に接続された積分回路２３１の出力に接続された補正回路２３５を示しているが、本実施の形態２に係る電流測定装置では、各上アーム用、各下アーム用として、この補正回路２３５が積分回路２３１の出力に接続されている。以下、第１アーム１１～第３アーム１３を代表して、下アーム１３２を例に説明する。

この補正回路２３５には、図１に示すインバータ１０における制御部１４から、第３アーム１３の下アーム１３２のターンオンおよびターンオフを指示するスイッチング信号となるゲート信号Ｓｗ２が接続されている。

下アーム１３２は、ターンオフ時に電流が遮断され、ターンオン時に通電するため、電流ｉ＿ｌｏｗが図６Ａに示すように流れる。この電流ｉ＿ｌｏｗを空芯コイル２２により微分し、不完全積分回路である積分回路２３１によって積分することで、図６Ｂに示すようなターンオン時およびターンオフ時にピークとなり、その後に減衰する尖鋭な波形となる。
しかし、この図６Ｂのピーク波形を微視的にみると、バイアスが掛かっている場合がある。そうなると、ピーク波形のピーク値にバイアスが加算されるため、本来のピーク値が正確に測定できず、近似値算出回路２３２での平均電流の算出や、リプル成分算出回路２３３でのリプル成分の算出に支障が生じるおそれがある。

そこで、図６Ｃに示すように、補正回路２３５では、積分回路２３１からの、下アーム１３２のターンオン時とターンオフ時との直前の値を保持して、直後のピーク値を検出したときに、直前の値と直後のピーク値との出力差を算出する。
補正回路２３５は、ターンオン時とターンオフ時とをゲート信号Ｓｗ２により判断する。

このように補正回路２３５がターンオン時およびターンオフ時を含む直前の出力と、ピーク値を含む直後の出力の差を算出する。そうすることで、積分回路２３１からの正確なピーク値を算出することができる。

ここで、不完全積分回路により構成された積分回路２３１の時定数は、上アーム１１１，１２１，１３１と、下アーム１１２，１２２，１３２による半導体素子のスイッチング時間の逆数より短いものとしている。そうすることで、上アームおよび下アームのターンオン時およびターンオフ時のスイッチングに、積分回路２３１を追従させやすくすることができる。

なお、本実施の形態２では、補正回路２３５が、ターンオン時およびターンオフ時の両方について、出力の差を算出しているが、いずれか一方でもよい。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係る電流測定装置を図面に基づいて説明する。
図７に示すように、本実施の形態３に係る電流測定装置では、実施の形態２と同様に、積分回路２３１の後段に、補正回路２３６が接続されている。
この補正回路２３６は、図８Ａ～図８Ｃに示すように、上アームおよび下アームのターンオン時の直後の出力差を算出するときに、上アームおよび下アームの逆回復期間（リバースリカバリ期間）ｔ_rrを待ってから積分回路２３１からの出力値の測定を行う。例えば、スイッチングが始まってから逆回復期間ｔ_rrが終了するまでの期間を、上アームおよび下アームをＩＧＢＴとすれば、耐圧１０００Ｖあたり５００ｎｓとすることができる。例えば、耐圧２０００ＶのＩＧＢＴであれば補正回路２３６は、直後としての積分回路２３１からの出力値の測定を１μｓ後とすることができる。
なお、図８Ｃにおいては、便宜上、波形の上下を反転させて示している。

これは、直後の測定が逆回復期間ｔ_rr内であると、例えば、下アーム１３２であれば、下アーム１３２のターンオン時に、上アーム１３１のダイオードに流れる順方向電流が逆方向に切り替わるが、そのときキャリア移動により逆方向の電流が一瞬流れるため、この一瞬の電流が下アーム１３２に流れ、オーバーシュートとなって、積分回路２３１が過大な値を出力する可能性があるためである。
従って、補正回路２３６が、ターンオン時の直後における測定を、逆回復期間ｔ_rr後とすることで、オーバーシュートによる影響を排除することができる。

このとき、ターンオン時の直前の値は、ターンオン時とする。直前の値を、ターンオン時としても、上アームまたは下アームが、ゲート信号によるスイッチングに遅延が生じるため問題は無い。
また、ターンオン時の出力値とすることによって、測定する２つの時点の間隔を最短とすることができるので、正確な測定が可能である。

（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係る電流測定装置を図面に基づいて説明する。
図９に示すように、本実施の形態４に係る電流測定装置では、実施の形態２と同様に、積分回路２３１の後段に、補正回路２３７が接続されている。
この補正回路２３７は、図１０Ａ～図１０Ｃに示すように、上アームおよび下アームのターンオフ時の直後の出力差を算出するときに、上アームおよび下アームにおけるフォール期間ｔ_fall後のテール期間ｔ_tailを待ってから積分回路２３１からの出力値の測定を行う。例えば、スイッチング開始からテール期間ｔ_tailを終了までの期間を、上アームおよび下アームをＩＧＢＴとすれば、耐圧１０００Ｖあたり５００ｎｓとすることができる。

これは、例えば、上アームおよび下アームがＩＧＢＴである場合では、ターンオフ時に、コレクタ－エミッタ間の電圧が上昇してもコレクタ側に残る過剰なキャリアが再結合で消滅するまでに時間を要する。そのため、電流が完全に遮断できずに一定期間電流が流れるため、出力値の測定がフォール期間ｔ_fallを過ぎてもテール期間ｔ_tail内であると、後段の回路が過小な値を検出してしまうおそれがあるからである。

従って、補正回路２３７が、ターンオフ時の直後における測定を、フォール期間ｔ_fall後のテール期間ｔ_tailを待って行うことで、後段の回路が過小な値を参照してしまうことを回避することができる。
このとき、ターンオン時およびターンオフ時の直前の値は、実施の形態３と同様に、ターンオフ時とすることができる。

（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に係る電流測定装置を図面に基づいて説明する。
図１１に示すように、本実施の形態５に係る電流測定装置では、実施の形態２と同様に、積分回路２３１の後段に、補正回路２３８が接続されている。
この補正回路２３８は、積分回路２３１からの出力波形の一定期間を積算し、その積算した値を積算期間で割ることで平均化するというものである。

例えば、図１に示す下アーム１３２は、ターンオフ時に電流が遮断され、ターンオン時に通電するため、電流ｉ＿ｌｏｗが図１２Ａに示すように流れる。
この図１２Ａに示す電流の波形からスイッチング周期（ターンオンから次のターンオン、またはターンオフから次のターンオフまでの期間）を切り出し拡大したものが図１２Ｂである。図１２Ｂでは、下アーム１３２に流れる電流ｉ＿ｌｏｗを実線、下アーム１３２の両端の電圧を点線で示している。
図１２Ｃでは、図１２Ｂに示すターンオン時およびターンオフ時を拡大した波形である。
図１２Ｄでは、この電流ｉ＿ｌｏｗを空芯コイル２２により微分し、不完全積分回路である積分回路２３１によって積分したときの波形である。ターンオン時およびターンオフ時にピークとなり、その後に減衰する尖鋭な波形となる。図１２Ｅは、図１２ＤのＤ部を拡大した図である。

図１２Ｃから判るように、ターンオン時では、スイッチング時間（逆回復期間）オーバーシュートとなって過大な電流が流れる。これは、図１２Ｅに示すように、空芯コイル２２からの信号を積分回路２３１によって積分した出力でも、オーバーシュートが同様に現れる。積分回路２３１からオーバーシュートとなる過大な値が出力されると、近似値算出回路２３２や、リプル成分算出回路２３３の演算に影響を与えてしまう。

そこで、補正回路２３８では、式（５）に示すように、ターンオン時を含む直前（第１タイミングｔ₀）からスイッチング時間以降（第２タイミングｔ₁）までを積算して平均化する。

・・・（５）
ここで、第１タイミングｔ₀は、補正回路２３８が、電圧値をＡＤ変換してメモリにデジタル値を格納して演算するものであれば、出力波形が立ち上がったタイミングとすることができる。また、補正回路２３８がアナログ回路により構成されたものであれば、出力波形の立ち上がりを検出したタイミングとすることができる。

第２タイミングｔ₁は、スイッチング時間経過時から、スイッチング周期の終わりまでとすることができる。従って、第１タイミングｔ₀から第２タイミングｔ₁までの積分時間は、式（６）に示す関係となるように設定することができる。
スイッチング時間≦積分時間（ｔ₁－ｔ₀）≦スイッチング周期・・・（６）

本実施の形態では、積分時間（ｎｓ）として、半導体耐圧（Ｖ）／２としている。また、スイッチング周期の１／４０とすることができる。更に、逆回復期間ｔ_rrの１０倍以上（測定誤差５％以内）とすることができる。

このように、補正回路２３８が、ターンオン時の直後における測定を、スイッチング時間（逆回復期間ｔ_rr）後とすることで、オーバーシュートによる影響を排除することができる。そうすることで、波形の振動や逆回復期間の影響を少なくすることができる。
なお、図１２Ｅにおいては、波形がオーバーシュートした状態を図示しているが、図８Ｃと同様に、便宜上、波形の上下を反転させて示している。

上記例では、下アーム１３２のターンオン時について説明したが、ターンオフ時も、ターンオン時を含む直前（第１タイミングｔ₀）からスイッチング時間以降（第２タイミングｔ₁）までを積分して平均化することで、ターンオン時と同様に、後段の回路にターンオフ時の影響を低下させることができる。

なお、本実施の形態２～５では、スイッチング（ターンオン、ターンオフ）のタイミングをゲート信号（例えば、下アーム１３２へのゲート信号Ｓｗ２。）から行っているが、簡便な方法として、積分回路２３１の出力の立ち上がり、立下りや、空芯コイル２１，２２センサの出力の立ち上がり、立下りを、トリガ回路で検出して、ゲート信号によるスイッチングのタイミング信号と代替えすることできる。この場合、精度が下がるものの、回路の構成と接続配線が簡便になるため、コストの低減を図ることができる。

本発明は、インバータを使用する全ての装置に好適であり、特に、電気自動車のインバータに最適である。

Claims (8)

1. 電源からの一方の電源線と他方の電源線との間に直列接続された上アームおよび下アームを備えたインバータからの出力電流を検知する電流測定装置であって、
   前記一方の電源線と前記上アームとの間の第１配線、または前記他方の電源線と前記下アームとの間の第２配線のいずれか一方を取り囲む空芯コイル、または両方の配線をそれぞれに取り囲む一対の空芯コイルと、
   前記空芯コイルからの出力を積分する積分回路と、
   前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのターンオン時の出力およびターンオフ時の出力の絶対値を取り、ピークから、ターンオン時であれば逆回復期間経過時点、ターンオフ時であればフォール期間あとのテール期間経過時点の絶対値を結ぶことにより直線近似を行う近似値算出回路とを備えた電流測定装置。
2. 前記積分回路からの電流値に基づいて算出されたターンオン時に想定される電流値であり、連続するターンオフ時と、その時のそれぞれの電流値とによる座標から直線の方程式を求め、この方程式から求められたターンオン時の電流値と、前記積分回路からのターンオン時の実際の電流値との差、または前記積分回路からの電流値に基づいて算出されたターンオフ時に想定される電流値であり、連続するターンオン時と、その時のそれぞれの電流値とから直線の方程式を求め、この方程式から求められたターンオフ時の電流値と、前記積分回路からのターオフ時の実際の電流値との差のいずれか一方、または両方を算出するリプル成分算出回路を備えた請求項１記載の電流測定装置。
3. 前記一対の空芯コイルに接続されたそれぞれの前記積分回路からの出力の和および／または差を算出し、しきい値と比較して、前記空芯コイル、前記積分回路または前記インバータの故障を検出する故障検出回路を備えた請求項１記載の電流測定装置。
4. 前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方における、ターンオン時またはターンオフ時からピーク時直前までの出力と、ピーク値を含む直後の出力の差を算出して、前記近似値算出回路への出力とする補正回路を備えた請求項１から３のいずれかの項に記載の電流測定装置。
5. 前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方における、ターンオン時からピーク時直前までの出力と、逆回復期間が終了したときの出力の差を算出して、前記近似値算出回路への出力とする補正回路を備えた請求項１から３のいずれかの項に記載の電流測定装置。
6. 前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方における、ターンオフ時からピーク時直前までの出力と、フォール期間あとのテール期間後の出力との差を算出して、前記近似値算出回路への出力とする補正回路を備えた請求項１から３のいずれかの項に記載の電流測定装置。
7. 前記積分回路からの出力であって、前記上アームまたは前記下アームのいずれか一方、または両方における、ターンオン時またはターンオフ時からピーク時直前までを第１タイミング、逆回復期間経過時からのスイッチング周期であり、ターンオンから次のターンオン、またはターンオフから次のターンオフまでのスイッチング周期の終わりまでの間のタイミングを第２タイミングとしたときの、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの出力を積算し、平均化して、前記近似値算出回路への出力とする補正回路を備えた請求項１から３のいずれかの項に記載の電流測定装置。
8. 前記請求項１から７のいずれかの項に記載の電流測定装置の積分回路からの出力信号と、前記上アーム、または前記下アームのスイッチング信号とにより、前記出力電流が流れ出る方向、または前記出力電流が流れ込む方向のいずれかを判定する制御部を備えたインバータ。

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