JP7199331B2 - 測距装置及び測距方法 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、測距装置及び測距方法に関する。

近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリシステムが多くの自動車に採用されている。この技術によれば、自動車のユーザは、自動車のキーと自動車間の通信を利用してドアを施錠・開錠することができる。更に近年、ユーザがキーに触れることなくドアを施錠・開錠したり、エンジンを始動させたりすることができるスマートキーシステムも広く普及している。

しかしながら、所謂リレーアタックを行う攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車または車内物品を盗難する事件が多発している。この攻撃、すなわち所謂リレーアタックの防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。

測距方式には時間検出方式、周波数差検出方式、位相検出方式などがあるが、実装の簡易性から、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型位相検出方式を採用した測距システムが注目されている。しかし、各装置間の基準信号は独立に動作することから、互いに初期位相が異なるため一般に通信型位相検出方式では測距精度が大きく劣化する。そこで、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする技術が提案されている。その提案によれば、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる。

一方で、測距装置はキー側にも搭載されるため、キーの電池の寿命を長くする要求があり、測距装置の低消費電力化が求められる。測距装置の消費電力の大半は無線部で消費されるので、無線部の低消費電力化が要望される。無線部の消費電力は無線部のアーキテクチャに強く依存する。送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式（以下、ＶＣＯ直接変調方式ともいう）を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式（以下、ＳＨ方式ともいう）もしくはＬｏｗ－ＩＦ受信方式を用いる構成が低消費電力の構成として広く知られている。ゆえに、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成により測距装置を実現することが望まれるが、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いて測距する場合、上記の提案された技術を用いても、正確な測距ができない。

実施形態によれば、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置は、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、前記第１装置は、第１基準信号源と、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、前記第１送受信器の送信部は、前記第１基準信号源の前記出力を直接変調する構成を有し、前記第１送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有し、前記第２装置は、前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、前記第２基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、前記第２送受信器の送信部は、前記第２基準信号源の前記出力を直接変調する構成を有し、前記第２送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有し、前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群の設定値と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群の設定値はそれぞれ同じ又は略同じであり、前記２つ以上の第１キャリア信号と前記２つ以上の第２キャリア信号の全ての信号の送受信は、時分割で複数回に分けて行われ、前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。

そこで、実施形態は、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することを目的とする。

実施形態によれば、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置は、少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、前記第１装置は、第１基準信号源と、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、前記第２装置は、前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、前記第２の基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ同じ又は略同じであり、前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。

通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 ２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 ２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 周波数を変更して、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 周波数を変更して、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる測距システムが適用されるスマートキーシステムを説明するための構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の一方から他方へ第１キャリア群の１波を送信し、２つの装置の他方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第１の実施形態に関わる、２つの装置の他方から一方へ第２キャリア群の１波を送信し、２つの装置の一方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第２の実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。 第２の実施形態に関わる、２つの装置の一方の無線部の具体的な構成例を示す構成図である。 第２の実施形態に関わる、２つの装置の一方から他方へ第１キャリア群の１波を送信し、２つの装置の他方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第２の実施形態に関わる、２つの装置の他方から一方へ第２キャリア群の１波を送信し、２つの装置の一方で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。 第３の実施形態に関わる、複数回送受信される測距信号のタイミングチャートである。 第１の実施形態に関わる２つの装置の一方にキャリブレーション機能を追加した構成図である。 第２の実施形態に関わる２つの装置の一方にキャリブレーション機能を追加した構成図である。

以下、図面を参照して実施形態を説明する。
（第１の実施形態）
（構成）
はじめに、送信部に電圧制御発振器（ＶＣＯ）直接変調方式を用い、受信部にスーパーヘテロダイン（ＳＨ）方式を用いた構成の測距装置では、対となる２つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いても、正確な測距ができない理由を説明する。

図１は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。測距システム１００Ａは、装置１Ａと装置２Ａを含む。装置１Ａと装置２Ａの少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００Ａでは、キャリア位相検出に基づいて、装置１Ａと装置２Ａ間の距離が算出される。装置１Ａと装置２Ａの一方が、装置１Ａ及び装置２Ａにより取得した位相情報に基づいて距離を算出する場合を考える。

装置１Ａが第１の測距信号を送信し、装置２Ａが第２の測距信号を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１Ａと装置２Ａ間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２Ａ及び装置１Ａへ到達する。装置１Ａ及び装置２Ａは、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。

図１は、装置１Ａ及び装置２Ａの簡略化した無線部の構成を示す。装置１Ａは、装置固有の発振器１（以下、ＯＳＣ１という）、周波数マルチプライヤ１（以下、ｍｐｌ１という）、ＲＦ周波数変換器１（以下、ＲＦＭＩＸ１という）、周波数分周器１（以下、ｄｉｖ１という）、中間（ＩＦ）周波数変換器１（以下、ＩＦＭＩＸ１という）を有する。装置２Ａも、装置１Ａと同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器２（以下、ＯＳＣ２という）、周波数マルチプライヤ２（以下、ｍｐｌ２という）、ＲＦ周波数変換器２（以下、ＲＦＭＩＸ２という）、周波数分周器２（以下、ｄｉｖ２という）、中間（ＩＦ）周波数変換器２（以下、ＩＦＭＩＸ２という）を有する。

まず、装置１Ａが、装置２Ａへ単一トーン波の第１の測距信号を送信し、装置２Ａは装置１Ａから送られた単一トーン波の第１の測距信号を受信する場合を考える。

基準信号源であるＯＳＣ１の発信周波数は、ｆ_ｘ１であり、ＯＳＣ１とは独立に動作する基準信号源であるＯＳＣ２の発信周波数は、ｆ_ｘ２である。ＯＳＣ１とＯＳＣ２は、装置１及び装置２の各送受信器によって第１及び第２キャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する。ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１は、ｍｐｌ１に入力され、ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４は、ｍｐｌ２に入力される。

ＲＦＭＩＸ１には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２が入力され、ＲＦＭＩＸ１は、装置２Ａから受信した第２の測距信号を変調し、出力信号Ｓ１１をＩＦＭＩＸ１に出力する。ＩＦＭＩＸ１には、ｄｉｖ１からの出力信号Ｓ３とＲＦＭＩＸ１からの出力信号Ｓ１１が入力され、ＩＦＭＩＸ１は、ＩＱ信号である出力信号Ｓ１２を出力する。ＲＦＭＩＸ２には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５を入力して、装置１Ａから受信した第１の測距信号を変調し、出力信号Ｓ８をＩＦＭＩＸ２に出力する。ＩＦＭＩＸ２は、ｄｉｖ２からの信号Ｓ６とＲＦＭＩＸ２からの信号Ｓ８を入力して、ＩＱ信号である出力信号Ｓ９を出力する。

ｍｐｌ１は、ＯＳＣ１からの出力信号Ｓ１の発振周波数ｆ_ｘ１をｋ_Ｌ倍したのち、出力信号Ｓ２をアンテナに供給して、第１の測距信号が装置１Ａから送信される。ここで、ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１は、次の式（１）で表される。

ｌｏ_ｘ１＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_ｘ１） ・・・（１）
ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１を受信したｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相は、次の式（２）で表される。

φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｘ１ ・・・（２）
ここで、θ_ｘ１は、ＯＳＣ１の基準発振信号の初期位相、θ_Ｌｘ１は、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の初期位相である。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２は、一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

一方、装置２Ａでは、装置１Ａから出力されたＲＦ周波数信号の第１の測距信号を受信するため、第１の測距信号は、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２に入力される。ＲＦＭＩＸ２には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５が入力される。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の周波数はｆ_ｘ２のｋ_Ｌ倍ではなく、（ｋ_Ｌ＋ｍ）倍とした。この理由は装置１Ａから送信された信号の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ１であり、装置２ＡのＲＦＭＩＸ２で周波数変換された後は、中間周波数（以下、ＩＦ周波数という）を約（－ｍｆ_ｘ２）倍に設定するためである。このとき、出力信号Ｓ５の位相は、次の式（３）で表される。

φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｍｘ２ ・・・（３）
ここで、θ_Ｌｍｘ２はｍｐｌ２が周波数設定を（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ２としたときの出力信号Ｓ５の初期位相を表す。ＲＦＭＩＸ２に注入される局部発振（ＬＯ）信号にはｍｐｌ２の出力信号Ｓ５が用いられる。ＲＦＭＩＸ２により周波数変換された受信信号である第１の測距信号はＩＦＭＩＸ２を介して図示しない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ２に入力されるＩＦＭＩＸ２用の局部発振（ＬＯ）信号の周波数は、ＯＳＣ２の発振周波数の（－ｍ）倍とし、ｄｉｖ２の出力信号Ｓ６の位相は、次の式（４）で表される。

φ_ｂ２＝－ｍ２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｂｘ２ ・・・（４）
ここで、θ_Ｂｘ２は、ＩＦＭＩＸ２用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数（－ｍｆ_ｘ２）は、ＩＦ周波数である。

次に図２を用いて、装置２Ａから装置１Ａへ単一トーン波である第２の測距信号を送る場合について説明する。図２は、通信型位相検出方式により、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。装置２Ａの基準発振信号であるＯＳＣ２の出力信号Ｓ４は、次の式（５）で表される。

ｌｏ_ｘ２＝ｓｉｎ（２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_ｘ２） ・・・（５）
ＯＳＣ２の出力信号Ｓ４を受信したｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相は、次の式（６）で表される。

φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２ ・・・（６）
ここで、θ_ｘ２は、ＯＳＣ２の基準発振信号の初期位相、θ_Ｌｘ２は、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の初期位相である。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ５は、一般に位相ロックループ（ＰＬＬ）技術と電圧制御発振器（ＶＣＯ）技術により生成される。

一方、装置１Ａでは、装置２Ａから出力されたＲＦ周波数信号の第２の測距信号を受信するため、第２の測距信号は、ＲＦＭＩＸ１に入力される。ＲＦＭＩＸ１には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２も入力される。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の周波数はｆ_ｘ１のｋ_Ｌ倍ではなく、（ｋ_Ｌ＋ｍ）倍とした。この理由は装置２Ａから送信された信号の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２であり、装置１ＡのＲＦＭＩＸ１で周波数変換された後は、ＩＦ周波数を約ｍｆ_ｘ１に設定するためである。このとき、出力信号Ｓ２は、次の式（７）で表される。

φ_ｔｘ１＝２π（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｍｘ１ ・・・（７）
ここで、θ_Ｌｍｘ１は、ｍｐｌ１が周波数設定を（ｋ_Ｌ＋ｍ）ｆ_ｘ１としたときの初期位相を表す。ＲＦＭＩＸ１に注入される局部発振（ＬＯ）信号にはｍｐｌ１の出力信号Ｓ２が用いられる。ＲＦＭＩＸ１により周波数変換された受信信号である第２の測距信号はＩＦＭＩＸ１を介して図示しない復調器により復調されて、位相が検出される。ＩＦＭＩＸ１に入力されるＩＦＭＩＸ１用ＬＯ信号の周波数は、ＯＳＣ２の発振周波数の（－ｍ）倍され、ｄｉｖ１の出力信号Ｓ３の位相は、次の式（８）で表される。

φ_ｂ１＝－ｍ２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｂｘ１ ・・・（８）
ここで、θ_Ｂｘ１は、ＩＦＭＩＸ１用の局部発振（ＬＯ）信号の初期位相であり、周波数（－ｍｆ_ｘ１）は、ＩＦ周波数である。

次に、装置１Ａから周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の第１の測距信号が送信され、装置２Ａで受信され、装置２Ａで検出する位相情報について、図３を参照して説明する。図３は、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。なお、図３ではｄｉｖ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第１の測距信号Ｓ７の位相は、次の式（９）で表される。

φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１ｔ（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ１ ・・・（９）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第１の測距信号Ｓ７はｍｐｌ２の出力信号Ｓ５により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ８の位相は、次の式（１０）で表される。

φ_ｉｆｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πｍｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｍｘ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１０）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ８がｄｉｖ２の出力信号Ｓ６により周波数変換され、装置２Ａで検出されるＩＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ９の位相は、次の式（１１）で表される。

φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｍｘ２）
－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１１）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

次に、装置２Ａから周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ２の第２の測距信号が送信され、装置１Ａで受信され、装置１Ａで検出する位相情報を、図４を参照して説明する。図４は、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。なお、図４ではｄｉｖ２、ＲＦＭＩＸ２、ＩＦＭＩＸ２は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の第２の測距信号である信号Ｓ１０の位相は、次の式（１２）で表される。

φ_ｒｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ２ ・・・（１２）
ここで、τ_Ｒは、伝搬経路の遅延時間である。第２の測距信号である信号Ｓ１０はｍｐｌ１の出力信号Ｓ２により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１１の位相は、次の式（１３）で表される。

φ_ｉｆｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２πｍｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｍｘ１）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（１３）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この出力信号Ｓ１１がｄｉｖ１の出力信号Ｓ３により周波数変換され、装置１Ａで検出されるＩＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ１２の位相は、次の式（１４）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｍｘ１）
－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（１４）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

装置１Ａと装置２Ａの送信信号、つまり、第１の測距信号と第２の測距信号は一般に（ほぼ）同一周波数を想定しているので、次の式（１５）の関係が成り立つ。

ｆ_ｘ１≒ｆ_ｘ２ ・・・（１５）
ここでは理想的に、もしくは簡単のために、第１の測距信号と第２の測距信号は同一周波数を想定しているので、次の式（１６）の関係が成り立つ。

ｆ_ｘ１＝ｆ_ｘ２ ・・・（１６）
この場合、装置１Ａで検出される第２の測距信号である信号Ｓ１０の位相φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）および装置２Ａで検出される第１の測距信号Ｓ７の位相φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）はそれぞれ、次の式（１７）、（１８）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｍｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１７）
φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｍｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（１８）
装置１Ａと装置２Ａ間の距離をＲ、光速をｃとすると、τ_Ｒ＝Ｒ／ｃの関係と、式（１７）、（１８）から、次の式（１９）が得られる。

式（１９）の第１項は装置１Ａと装置２Ａで観測した位相及び既知の情報の演算であるが、第２項はｍｐｌ１、ｍｐｌ２、ｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の情報を含んでおり、観測できない情報である。したがって、装置１Ａ、装置２Ａが同一周波数の測距信号を送信すると、すなわち、ここでは、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の測距信号を往復した場合に検出する位相結果を用いては正確な測距ができない。これは送信時と受信時で初期位相が変化することに起因する。

次に、図３のｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数ｋ_Ｌをｋ_Ｈに変更することにより、測距信号の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ１からｋ_Ｈｆ_ｘ１に変更することができる。この場合、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相も周波数変更により変更される。図５は、周波数を変更して、２つの装置の一方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図５は装置１Ａから装置２Ａへ第１の測距信号を送信する場合の図であり、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相とｍｐｌ２の出力信号Ｓ５の位相は、それぞれ次の式（２０）、（２１）で表わされる。

φ_ｔｘ１＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｈｘ１ ・・・（２０）
φ_ｔｘ２＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｈｍｘ２ ・・・（２１）
同様に、図４のｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数ｋ_Ｈをｋ_Ｌに変更することにより、第１の測距信号の周波数をｋ_Ｌｆ_ｘ１からｋ_Ｈｆ_ｘ１に変更することができる。この場合、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相も周波数変更により変更される。図６は、周波数を変更して、２つの装置の他方から送信される測距信号から検出される位相について説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図６は装置２Ａから装置１Ａへ測距信号を送信する場合の図であり、出力信号Ｓ２の位相と出力信号Ｓ５の位相は、それぞれ次の式（２２）、（２３）で表される。

φ_ｔｘ１＝２π（ｋ_Ｈ＋ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｈｍｘ１ ・・・（２２）
φ_ｔｘ２＝２πｋ_Ｈｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｈｘ２ ・・・（２３）
簡単のため、式（１６）に示すようにｆ_ｘ１＝ｆ_ｘ２として解析を進める。測距信号の周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の場合において、装置１Ａで検出される第２の測距信号である信号Ｓ１０の位相φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）および装置２Ａで検出される第１の測距信号Ｓ７の位相φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）を求めると、それぞれ、次の式（２４）、（２５）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝（θ_Ｈｘ２－θ_Ｈｍｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（２４）
φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝（θ_Ｈｘ１－θ_Ｈｍｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（２５）
式（１７）、式（１８）、式（２４）、式（２５）から、次の式（２６）が得られる。

したがって、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１と周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１の２つの測距信号が往復した場合でも、検出される位相情報を用いては正確な測距ができない。前述したように、これは、装置１Ａ、装置２Ａそれぞれで送信時の初期位相と受信時の初期位相が変化することに起因するものである。周波数を変え、２種類の位相情報を取得し、その差分をとっても相殺されるものではない。

次に、本実施形態に関わる、正確な測距を実現する測距システムについて説明する。測距システムは、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成を有する。

図７は、本実施形態に関わる測距システムが適用されるスマートキーシステムを説明するための構成図である。測距システム１００は、装置１と装置２を含む。装置１と装置２の少なくとも一方が移動自在である。測距システム１００では、キャリア位相検出に基づいて、装置１と装置２間の距離が算出される。装置１と装置２の一方が、装置１及び装置２により取得した位相情報に基づいて装置１と装置２間の距離を算出する算出部を有する。

自動車Ｃの施錠及び解錠をするためのスマートキーシステムは、自動車Ｃと、自動車Ｃのドアの施錠・開錠及びエンジンの始動のためのキーＫとを有して構成される。より詳しくは、スマートキーシステムは、自動車Ｃに搭載された装置１と、キーＫに内蔵された装置２との間で、所定のプロトコルに従って無線通信を行い、自動車においてキーＫが正しく認証されると、ドアの施錠等を可能とする。

図８は、装置１と装置２の構成を示すブロック図である。装置１と装置２とは、距離Ｒだけ離間している。距離Ｒは、例えば、キーＫを保持する自動車Ｃのユーザと、自動車Ｃ間の距離に対応する。

装置１は、無線回路１１、アンテナ回路１２、プロセッサ１３及びメモリ１４を含む。同様に、装置２は、無線回路２１、アンテナ回路２２、プロセッサ２３及びメモリ２４を含む。

無線回路１１及び２１は、後述するビーコン信号などの各種無線信号の送受信のための回路を含む。さらに、無線回路１１及び２１は、測距信号の送受信のための回路を含むが、測距のための回路の構成については後述する。

アンテナ回路１２及び２２は、１つ以上のアンテナを有しており、それぞれ、無線回路１１及び２１からの送信信号に応じた送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路１２及び２２は、それぞれ、アンテナ回路２２及び１２からの送信波を受信して受信信号を無線回路１１及び２１に供給するようになっている。

プロセッサ１３及び２３、それぞれ無線回路１１及び２１を制御する。プロセッサ１３及び２３は、それぞれ、中央処理装置（ＣＰＵ）を用いてメモリ１４及び２４に記憶されたソフトウエアを読み出して実行することにより、所定の機能を実現するように構成されている。なお、プロセッサ１３及び２３は、それぞれ、半導体装置を含む電子回路により構成されてもよい。

装置１のプロセッサ１３は、ビーコン信号を所定の周期で送信するように無線回路１１を制御する。装置２のプロセッサ２３は、無線回路２１を介してビーコン信号を受信すると、所定の信号を送信し、装置１と２との間で通信を行うように無線回路２１を制御する。その通信において認証が行われ、認証が行われると、装置１のプロセッサ１３は、自動車Ｃの図示しない制御装置へ認証がされたことを通知する。その結果、ドアの解錠が可能となり、エンジンの始動も可能となる。

本実施形態では、リレーアタック対策のために、装置１と２間の距離Ｒが測定される。そのため、上記の認証がされても、距離Ｒが所定の距離値未満でないときは、ドアの解錠等が可能とならないように、自動車Ｃのドアなどが制御可能となる。すなわち、上述した認証後に、自動車ＣとキーＫ間の距離Ｒが測定され、距離Ｒが所定の距離値以上と判断したときは、自動車Ｃにおいてドアの解錠などができないように、自動車Ｃの制御装置は、ドアの解錠などを禁止する処理を取ることができる。

装置１と装置２の一方で検出した位相情報は、装置１と装置２の他方へ送信され、その他方の装置において、距離Ｒが算出される。ここでは、自動車Ｃの装置１が、装置１で検出した位相情報と、装置２から受信した位相情報とを用いて、距離Ｒを算出する。そのため、装置１のプロセッサ１３が、距離Ｒを算出する算出部を有する。距離Ｒが所定値以上であるときは、自動車Ｃにおいてドアの解錠などができないように、自動車Ｃの制御装置は、ドアの解錠などを禁止する処理を取る。

装置１及び装置２の各送受信器の送信部は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力信号を直接変調する構成を有し、装置１及び装置２の各送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有する。

装置１と２は、互いに独立な基準信号を有する。ここでは、装置１と装置２間の距離を測定するために、各装置１、２が送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた無線部アーキテクチャ構成は、低消費電力の点で有利である。この構成において、装置１から装置２へ第１の測距信号を送り、装置２から装置１へ第２の測距信号を送り、装置１と装置２で検出した位相情報をもとに距離Ｒが測定される。装置１から装置２へ送信する複数の測距信号を第１キャリア群とし、装置２から装置１へ送信する測距信号を第２キャリア群とする。ここで、キャリア群と記したのは２波以上を用いるためであるが、その効果については後ほど記載するとともに、以下の例では簡単のため２波について説明する。また、後ほど説明するが、第１キャリア群及び第２キャリア群に含まれる所定周波数の測距信号は必ずしも同時に存在しなくてもよく、装置１と装置２間で時系列的に１波ずつ送受信するようにしてもよい。しかし、ここでは時系列的な信号のやり取りは考慮しないで、実施形態を述べる。

次に、装置１と２における無線回路の構成について説明する。なお、以下に説明する図９等では、測距に関わる無線回路のみを示し、測距に関わる処理についてのみ説明する。装置１が自動車Ｃに搭載され、装置２が、キーＫに内蔵される。

図９は、本実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。図９以降に示す回路は、図１から図６の回路構成と略同じであるので、同じ構成要素については同じ符号を付し説明は省略し、異なる構成について説明する。

測距システム１００は、装置１と装置２を含む。装置１が第１の測距信号を送信し、装置２が第２の測距信号を送信する。第１及び第２の測距信号は、それぞれ装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹを経由して、装置２及び装置１へ到達する。装置１と装置２は、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に低消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。装置１と装置２は、互いに独立な基準信号源を有する。装置１と装置２で検出した位相情報に基づいて装置１と装置２間の距離が測定される。

図９は、装置１及び装置２の簡略化した無線回路の構成を示す。装置１は、装置固有の発振器１であるＯＳＣ１、周波数マルチプライヤであるｍｐｌ１、ＲＦ周波数変換器であるＲＦＭＩＸ１、周波数分周器であるｄｉｖ１、ＩＦ周波数変換器であるＩＦＭＩＸ１、受信用分周器ｄｉｖＣＳ１、及び受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ１を有する。装置２も、装置１と同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器２であるＯＳＣ２、周波数マルチプライヤであるｍｐｌ２、ＲＦ周波数変換器であるＲＦＭＩＸ２、周波数分周器であるｄｉｖ２、ＩＦ周波数変換器であるＩＦＭＩＸ２、受信用分周器ｄｉｖＣＳ２、及び受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ２を有する。
装置１の送受信器は、第２キャリア信号の位相を検出する位相検出器ＰＤ１（点線で示す）を含み、装置２の送受信器は、第１キャリア信号の位相を検出する位相検出器ＰＤ２（点線で示す）を含む。

図９と、図１及び図２との違いは、装置１においては受信用分周器ｄｉｖＣＳ１および受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ１が追加されたことであり、装置２では受信用分周器ｄｉｖＣＳ２および受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ２が追加されたことである。さらに、図９と、図１及び図２との違いは、ｍｐｌ１およびｍｐｌ２の周波数乗算係数が送信時と受信時で変更がないことである。
ｍｐｌ１、ＲＦＭＩＸ１、ｄｉｖ１、ＩＦＭＩＸ１、ｄｉｖＣＳ１及びＳＷＭＩＸ１は、装置１の送受信器を構成する。装置１の送受信器は、ＯＳＣ１の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する。ｍｐｌ２、ＲＦＭＩＸ２、ｄｉｖ２、ＩＦＭＩＸ２、ｄｉｖＣＳ２及びＳＷＭＩＸ２は、装置２の送受信器を構成する。装置２の送受信器は、ＯＳＣ２の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第１キャリア信号を受信する。２つ以上の第１キャリア信号の周波数群と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群はそれぞれ同じ、又は、第１キャリア信号の基準信号源と第２キャリア信号の基準信号源が互いに異なるため略同じである。

ＳＷＭＩＸ１は、制御端子ＣＴＬ１を有する。制御端子ＣＴＬ１への制御信号は、ＣＴＬ１によりＳＷＭＩＸ１を動作させるか、ＳＷＭＩＸ１を動作させず、実質上、出力信号Ｓ２をＲＦＭＩＸ１に直接入力するかを制御する。制御端子ＣＴＬ１には、プロセッサ１３からの制御信号が入力される。
すなわち、装置１は、ＯＳＣ１の基準周波数の所定分周周波数とＰＬＬを用いて設定した送信周波数を加算若しくは減算した周波数を生成するＬＯ信号生成部としてのＳＷＭＩＸ１と、受信信号を中間周波数（ＩＦ）に変換するために、ＳＷＭＩＸ１の出力をＬＯ入力としたＲＦミキサ（ＲＦＭＩＸ１）を有する。

ＳＷＭＩＸ２は、制御端子ＣＴＬ２を有する。制御端子ＣＴＬ２への制御信号は、ＣＴＬ２によりＳＷＭＩＸ２を動作させるか、ＳＷＭＩＸ２を動作させず、実質上、出力信号Ｓ１２をＳＷＭＩＸ１に直接入力するかを制御する。制御端子ＣＴＬ１には、プロセッサ２３からの制御信号が入力される。
すなわち、装置２は、ＯＳＣ２の基準周波数の所定分周周波数とＰＬＬを用いて設定した送信周波数を加算若しくは減算した周波数を生成するＬＯ信号生成部としてのＳＷＭＩＸ２と、受信信号を中間周波数（ＩＦ）に変換するために、ＳＷＭＩＸ２の出力をＬＯ入力としたＲＦミキサ（ＲＦＭＩＸ２）を有する。

本実施形態に関わる無線部の構成により測距が可能になることを説明するため、装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信することを考える。つまり、測距信号の装置１と装置２間の折り返しを実施しても、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相が変化することなく、正確な測距ができる仕組みを説明する。まず、低周波の測距信号のやり取りについて述べる。この場合、装置１から装置２へ送信される第１キャリア群の１波の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ１であり、装置２から装置１へ折り返される第２キャリア群の１波の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２である。装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２で検出する出力位相までの信号処理の流れを図１０に示す。

図１０は、装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図１０ではｄｉｖ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１、ｄｉｖＣＳ１、ＳＷＭＩＸ１は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。

ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１とｍｐｌ１の出力信号の位相とはそれぞれ、式（１）と式（２）で表されるので、伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ１６の位相は、次の式（２７）で表される。

φ_ｒｘ２＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ１（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ１ ・・・（２７）
ここで、τ_Ｒは伝搬経路の遅延時間である。ＲＦＭＩＸ２に注入される局部発振（ＬＯ）信号Ｓ１５には、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ１２と受信用分周器ｄｉｖＣＳ２の出力信号Ｓ１４を乗算した信号が用いられる。ｍｐｌ２の出力信号Ｓ１２の位相は、上述した式（６）で表される。ｄｉｖＣＳ２はＯＳＣ２の出力周波数をＭ倍し、その出力信号Ｓ１４の位相は、次の式（２８）で表される。

φ_ｏｆ２＝Ｍ２πｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｆｘ２ ・・・（２８）
ここで、θ_Ｆｘ２は出力信号Ｓ１４の初期位相である。また、受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ２はイメージのない局部発振信号を生成するため、例えば、直交変調器を用いると、その出力信号Ｓ１５の位相は、次の式（２９）で表される。

φ_ｍＬ２＝２π（ｋ_Ｌ＋Ｍ）ｆ_ｘ２ｔ＋θ_Ｌｘ２＋θ_Ｆｘ２ ・・・（２９）
出力信号Ｓ１６は、信号Ｓ１５により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ１７の位相は、次の式（３０）で表される。

φ_ｉｆｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πＭｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（３０）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この信号Ｓ１７が、上述した式（４）で表わされる信号Ｓ１３により周波数変換され、装置２で検出される出力信号Ｓ１８の位相は、次の式（３１）で表される。

φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（３１）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

次に、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信し、装置１で検出する出力位相までの信号処理の流れを図１１に示す。図１１は、装置２の装置１へ第２キャリア群の１波を送信し、装置１で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図１１ではｄｉｖ２、ＲＦＭＩＸ２、ＩＦＭＩＸ２、ｄｉｖＣＳ２、ＳＷＭＩＸ２は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。ＯＳＣ２の出力信号Ｓ１１とｍｐｌ２の出力信号Ｓ１２の位相とはそれぞれ、上述した式（５）と（６）で表されるので、伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ６の位相は、次の式（３２）で表される。

φ_ｒｘ１＝２πｋ_Ｌｆ_ｘ２（ｔ－τ_Ｒ）＋θ_Ｌｘ２ ・・・（３２）
ここで、τ_Ｒは伝搬経路の遅延時間である。ＲＦＭＩＸ１に注入される局部発振（ＬＯ）信号Ｓ５には、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２と受信用分周器ｄｉｖＣＳ１の出力信号Ｓ４を乗算した信号が用いられる。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相は、上述した式（２）で表される。ｄｉｖＣＳ１は、ＯＳＣ１の出力周波数をＭ倍し、その出力信号Ｓ４の位相は、次の式（３３）で表される。

φ_ｏｆ１＝Ｍ２πｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｆｘ１ ・・・（３３）
ここで、θ_Ｆｘ１は出力信号Ｓ４の初期位相である。また、受信局部発振用周波数変換器ＳＷＭＩＸ１はイメージのない局部発振信号を生成するため、例えば、直交変調器を用いると、その出力信号Ｓ５の位相は、次の式（３４）で表される。

φ_ｍＬ１＝２π（ｋ_Ｌ＋Ｍ）ｆ_ｘ１ｔ＋θ_Ｌｘ１＋θ_Ｆｘ１ ・・・（３４）
信号Ｓ６は、信号Ｓ５により周波数変換され、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ７の位相は、次の式（３５）で表される。

φ_ｉｆｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２πＭｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３５）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この信号Ｓ７が、上述した式（８）で表わされる信号Ｓ３により周波数変換され、装置１で検出される信号Ｓ８の位相は、次の式（３６）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３６）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。式（３１）と式（３６）を加算すると、次の式（３７）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）
＝２π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（３７）
式（３７）の右辺第３項は、装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の加算であり、右辺第２項は装置１、装置２のｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相の加算であり、それらは独立であるとともに検出できない。このため、式（３７）には位相の不確定性があり、このままでは正確な距離算出ができない。
次に、装置１と装置２の送信周波数をそれぞれｋ_Ｈｆ_ｘ１、ｋ_Ｈｆ_ｘ２と設定した場合、上記と同様に装置１から装置２へ測距信号を送信したときに、装置２で検出する位相信号を求める。この状態は図１０において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに置き換え、それに付随して、θ_Ｌｘ１をθ_Ｈｘ１に置き換え、θ_Ｌｘ２をθ_Ｈｘ２に置き換えた状態である。このとき、装置２で検出する測距信号の位相は、次の式（３８）で表される。

φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｈｘ１－θ_Ｈｘ２－θ_Ｆｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（３８）
同様に、装置２から装置１へ測距信号を送信したとき、装置１で検出する位相を求める。この状態は図１１において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに置き換え、それに付随して、θ_Ｌｘ１をθ_Ｈｘ１に置き換え、θ_Ｌｘ２をθ_Ｈｘ２に置き換えた状態である。このとき、装置２で検出する測距信号の位相は、次の式（３９）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｈｘ２－θ_Ｈｘ１－θ_Ｆｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（３９）
式（３８）と式（３９）を加算すると、次の式（４０）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）
＝２π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（４０）
式（４０）の右辺第２項は、装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の加算であり、右辺第３項は、装置１、装置２のｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相の加算であり、それらは独立であるとともに検出できない。このため、式（４０）には位相の不確定性があり、このままでは正確な距離算出ができない。

しかしながら、装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２は測距中、常に動作しており、その初期位相は測距中固定されている。後述するように、位相測距で生ずる折り返し距離を大きくとるには、例えば、２つの周波数で検出した位相結果の減算することが有効である。この操作を行うことにより、測距中に固定された初期位相を相殺することが可能である。すなわち、式（３７）と式（４０）の差分をとると、次の式（４１）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）－（φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ））
＝２π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（４１）
左辺は装置１、装置２で検出した位相結果、右辺は設定周波数の情報と遅延時間の乗算である。式（４１）を変形すると、次の式（４２）が得られる。

Ｒ＝ｃ×τ_Ｒから、次の式（４３）が得られる。

上述した式（４３）等の演算は、ここでは、装置１において行われる。具体的には、装置２で検出された位相の情報が、装置１へ送信され、装置１のプロセッサ１３が、第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて距離Ｒの算出を行う算出部を構成する。
なお、装置２で検出された２つの第１キャリア信号の位相情報は、別途、その位相情報を含むＩＱ信号を生成して装置２から装置１へ送信される。
上述した無線部の構成により、装置１、装置２の初期位相が相殺された理由を以下に示す。式（２）、式（７）等からｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数を変えることにより初期位相も変わるが、それは周波数設定値により独立に変わるものである。しかしながら、上述した構成によれば、装置１、装置２間で同一周波数の測距信号をやり取りするとき、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２は送受信で乗算係数を変えることがないので一定である。

受信時に周波数設定を変えるのは、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の出力信号とｍｐｌ１、ｍｐｌ２の出力信号を乗算することによる。ここでｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２は測距中停止なく動作しつづけるので固定の初期位相がある。この初期位相については、２周波による距離拡張の測距により相殺されることになる。
式（４３）の分母において、（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）は検出距離を大きくする意味合いをもつ。すなわち、送受信１往復で測距を実施した場合、周波数設定はｋ_Ｈもしくはｋ_Ｌのいずれかであり、その場合、分母は２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）もしくは２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）となる。ｋ_Ｈとｋ_Ｌの関係は、同一ではないものの、ｋ_Ｈ≒ｋ_Ｌの関係にある。これから、距離Ｒの検出範囲は大幅に拡張できることになる。この距離検出範囲が存在するのは、位相が２πの周期性をもつことに起因する。さらに周波数を増やし、例えば、ｋ_Ｍの周波数設定を追加した場合、周波数設定ｋ_Ｌとｋ_Ｈによる距離検出、および、周波数設定 ｋ_Ｌとｋ_Ｍによる距離検出、周波数設定ｋ_Ｈとｋ_Ｍによる距離検出、が得られる。それぞれで同じ距離になるものが求めたい距離となるが、それぞれ周波数差が異なるので距離に関わる位相差結果はそれぞれ異なる。つまり、それぞれの位相検出結果から推定される折り返しを含めた複数の距離を計算し、３周波数条件で一致する距離が求めたい距離になる。これにより、折り返しにより距離誤判断の確率を大幅に下げることができる。故に、多数の周波数を用いることにより、正しい距離を算出する確率が高くなる。また、多数の周波数を用いることにより、マルチパスによる位相偏差が平均化され、正しい距離推定が可能になる。

式（３１）、式（３６）、式（３８）、式（３９）は互いの信号との時間差を考慮されていない式なので、式（４３）の結果は４波を同時送受信することに相当する。図９、図１０、図１１では装置１、装置２でそれぞれ送受信部が１つであるが、式（４３）は装置１、装置２の送受信部がそれぞれ２系統有することが必要である。装置１、装置２の送受信部１系統のまま動作させるには、時分割的な送受信シーケンスが必要になるが、そのシーケンスについては後述する。
以上のように、測距精度の悪化を防ぐため、装置１と装置２で検出する測距信号の受信位相に含まれる送信部の初期位相と受信部の初期位相が独立設定にならないように、関連性を持たせることにより、送信部の初期位相と受信部の初期位相の打ち消しが図られる。
本実施形態では、受信部が生成する局部発振信号を、送信部の出力信号と測距中に常に動作している基準発振器の分周信号との乗算により生成し、装置１と装置２の各々で検出した測距信号の位相を加算することにより、装置１と装置２の送信部の初期位相と受信部の初期位相の一部を打消す。さらに、本実施形態は、少なくとも２周波を用いた測距信号を装置１と装置２が検出し、２つの装置が検出した２周波の２つの加算値の差分から、距離を求めるものである。

以上のように、上述した実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することができる。
（第２の実施形態）
本実施形態も、第１の実施形態と同様に、低消費電力に適した無線部を用いて、無線部固有の初期位相が相殺する仕組みをもつ測距装置に関する。以下に、第１の実施形態と同様に、時系列的な信号のやり取りを無視した測距装置とその動作について述べる。

図１２は、第２の実施形態に関わる、装置１、装置２、装置１と装置２間の伝搬経路ＰＤＬＹからなる測距システムを示す。図１２は、第２の実施形態に関わる、２つの装置間で測距を行う測距システムの無線回路の構成図である。装置１と装置２は、送信部に低消費電力のＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部に定消費電力のＳＨ方式を用いた無線回路を有している。

図１２は、装置１と装置２の簡略した無線部の構成を示す。装置１は、装置固有の発振器であるＯＳＣ１、周波数マルチプライヤ（ｍｐｌ１）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ１）、周波数分周器（ｄｉｖ１）、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ１）、さらに、受信用分周器（ｄｉｖＣＳ１）および上方周波数変換器（以下、ＵＰＭＩＸ１という）を有する。装置２も、装置１と同様の無線アーキテクチャを有し、装置固有の発振器であるＯＳＣ２、周波数マルチプライヤ（ｍｐｌ２）、ＲＦ周波数変換器（ＲＦＭＩＸ２）、周波数分周器（ｄｉｖ２）、ＩＦ周波数変換器（ＩＦＭＩＸ２）、さらに、受信用分周器（ｄｉｖＣＳ２）および上方周波数変換器（以下、ＵＰＭＩＸ２という）を有する。

図９との違いは、装置１においては受信局部発振用周波数変換器（ＳＷＭＩＸ１）がＵＰＭＩＸ１に変更されており、ＵＰＭＩＸ１はＲＦＭＩＸ１の出力信号とｄｉｖＣＳ１の出力信号Ｓ４を入力とし、出力信号をＩＦＭＩＸ１に出力する構成をとることである。図９との違いは、装置２においては受信局部発振用周波数変換器（ＳＷＭＩＸ２）がＵＰＭＩＸ２に変更されており、ＵＰＭＩＸ２はＲＦＭＩＸ２の出力信号とｄｉｖＣＳ２の出力信号Ｓ１４を入力とし、出力信号をＩＦＭＩＸ２に出力する構成をとることである。なお、ｍｐｌ１およびｍｐｌ２の周波数乗算係数が送信時と受信時で変更ないことは図９と同じである。
すなわち、装置１は、ＰＬＬを用いて設定した送信周波数と同一の周波数の信号をＬＯ入力としたＲＦミキサであるＲＦＭＩＸ１と、ＲＦＭＩＸ１の出力を、所定分周周波数に基づいて中間周波数（ＩＦ）に周波数変換するアップコンバータとしてのＵＰＭＩＸ１を有する。
同様に、装置２は、ＰＬＬを用いて設定した送信周波数と同一の周波数の信号をＬＯ入力としたＲＦミキサであるＲＦＭＩＸ２と、ＲＦＭＩＸ２の出力を、所定分周周波数に基づいて中間周波数（ＩＦ）に周波数変換するアップコンバータとしてのＵＰＭＩＸ２を有する。

図１３は、装置１の無線部の具体的な構成例を示す構成図である。図１３は、装置１の構成のみを示すが、装置２も装置１と同様の構成を有する。ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２は、電力増幅器（ＰＡ）を介してアンテナ（図示せず）から無線信号として出力される。すなわち、装置１の無線部１１の送信部は、ＯＳＣ１に基づき周波数を所定倍にしたＲＦ周波数を生成する周波数乗算器であるｍｐｌ１と、ｍｐｌ１の出力を増幅する電力増幅器（ＰＡ）とを含む。

また、アンテナで受信した装置２からの受信信号は、所定のフィルタ（図示せず）を介して、低雑音増幅器（以下、ＬＮＡという）に入力される。ＬＮＡの出力信号は、直交復調器であるＲＦＭＩＸ１に入力される。
ここで、周波数変換用ＬＯ信号として、ＲＦＭＩＸ１には、ｍｐｌ１の出力信号が９０度移相器（π／２）により９０度位相のずれたＬＯ信号が入力される。なお、９０度移相器と分周器（×（Ｍ））の各出力は、図示しない乗算器を介して、それぞれＲＦＭＩＸ１とＵＰＭＩＸ１に供給される。

ＲＦＭＩＸ１の直交した出力信号は、ほぼＤＣ信号となり、アップミキサ（以下、ＵＰＭＩＸ１という）によりＩＦ信号に周波数変換され、次段のポリフェーズフィルタ（以下、ＰＰＦという）に入力される。ＰＰＦにより、負の周波数成分は抑圧され、所望の信号をＩＦ信号として取り出される。

以上のように、装置１の無線部１１の受信部は、受信信号が入力される低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、ＯＳＣ１の出力を所定周波数に分周するｄｉｖ１と、ｍｐｌ１の出力を用いて直交信号を生成する９０度移相器（π／２）と、ＬＮＡと９０度移相器（π／２）を入力とする直交ミキサであるＲＦＭＩＸ１と、ＲＦＭＩＸ１からＩ／Ｑ出力を入力し、分周器（×（Ｍ））を用いて信号周波数を変換するＵＰＭＩＸ１と、ＵＰＭＩＸ１の出力を入力とし、イメージ信号を除去するＰＰＦと、ＰＰＦの出力が入力されるローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）と、処理部であるデジタル部を有する。
点線で示すデジタル部は、ΔΣ型アナログデジタル変換器（以下、ΔΣＡＤＣという）、デシメーションフィルタ（ｄｍｆ）、ｄｉｖ１のクロックを用いて復調する復調器（ｄｅｍｏｄ）を含む。

ＰＰＦの出力信号はＬＰＦを介してΔΣＡＤＣによりデジタルに変換される。ＬＰＦの出力信号は、アナログのＩＦ信号である。なお、ΔΣＡＤＣは高分解能を得るため、入力信号をオーバーサンプリングして取り込む。ΔΣＡＤＣのクロックはこの図面では省略しているが、ＯＳＣ１から生成するものである。ΔΣＡＤＣの出力はデジメーションフィルタ（ｄｍｆ）を介して復調器（ｄｅｍｏｄ）に入力され、受信した無線信号を復調する。信号処理部（以下、ＳＰという）は復調して得られた位相情報をプロセッサ１３へ出力する。なお、ＳＰが、位相情報を用いて距離情報を計算して、プロセッサ１３へ出力してもよい。さらに、ＳＰが、振幅情報を用いて距離の補正値情報を出力したり、あるいは補正値情報で補正した距離情報を、プロセッサ１３へ出力したりするようにしてもよい。

なお、第１の実施形態についても、図９を参考にＬＯ信号系の構成を変更すれば、図１３と同様に無線部を構成できるのは自明である。

本実施形態に関わる無線部の構成により測距が可能になることを説明するため、装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信することを考える。つまり、測距信号の装置１、装置２間の折り返しを実施しても、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２の初期位相が変化することなく、正確な測距ができる仕組みを説明する。

まず、低周波の測距信号のやり取りについて述べる。この場合、装置１から装置２へ送信される第１キャリア群の１波の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ１であり、装置２から装置１へ折り返される第２キャリア群の１波の周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２である。装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２で検出する出力位相までの信号処理の流れを図１４に示す。図１４は、装置１から装置２へ第１キャリア群の１波を送信し、装置２で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図１４ではｄｉｖ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１、ｄｉｖＣＳ１、ＵＰＭＩＸ１は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。ＯＳＣ１の出力信号Ｓ１と、ｍｐｌ１の出力信号Ｓ２の位相とは、それぞれ、上述した式（１）、式（２）で表され、伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ１５の位相は、式（２７）で表される。ＲＦＭＩＸ２に注入される局部発振（ＬＯ）信号Ｓ１２は、ｍｐｌ２の出力信号であり、式（６）で表される。これから、ＲＦＭＩＸ２の出力信号Ｓ１６の位相はほぼＤＣで近似できる主は数成分をもち、次の式（４４）で表される。

φ_ｄｃｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（４４）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この信号Ｓ１６が、式（２８）で示した信号Ｓ１４をＬＯ入力としたＵＰＭＩＸ２により上方周波数変換され、その出力信号Ｓ１７の位相は、次の式（４５）で表される。

φ_ｉｆｘ２（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２πＭｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４５）
さらに、ｄｉｖ２の出力信号Ｓ１３をＬＯ入力とするＩＦＭＩＸ２により信号Ｓ１７がＤＣに変換され、装置２で検出される信号Ｓ１８の位相は、次の式（４６）で表される。

φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（４６）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。

次に、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信し、装置１で検出する出力位相までの信号処理の流れを図１５に示す。図１５は、装置２から装置１へ第２キャリア群の１波を送信し、装置１で位相を検出するまでの信号処理の流れを説明するための測距システムの無線回路の構成図である。図１５ではｄｉｖ２、ＲＦＭＩＸ２、ＩＦＭＩＸ２、ｄｉｖＣＳ２、ＵＰＭＩＸ２は動作に関係ないため、一点鎖線で示した。ＯＳＣ２の出力信号Ｓ１１と、ｍｐｌ２の出力信号Ｓ１２の位相とはそれぞれ、式（５）、式（６）で表され、伝搬経路ＰＤＬＹの通過後の信号Ｓ５の位相は、式（１２）で表される。ＲＦＭＩＸ１に注入される局部発振（ＬＯ）信号Ｓ２は、ｍｐｌ１の出力信号であり、式（２）で表される。これから、ＲＦＭＩＸ１の出力信号Ｓ６の位相はほぼＤＣで近似できる主は数成分をもち、次の式（４７）で表される。

φ_ｄｃｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４７）
なお、ここでは所望の信号のみを抽出した結果を示している。この信号が式（３３）で示した信号Ｓ４をＬＯ入力としたＵＰＭＩＸ１により上方周波数変換され、その出力信号Ｓ７の位相は、次の式（４８）で表される。

φ_ｉｆｘ１（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２πＭｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４８）
さらに、ｄｉｖ１出力をＬＯ入力とするＩＦＭＩＸ１により、信号Ｓ７はＤＣに変換され、装置１で検出される信号Ｓ８の位相は、次の式（４９）で表される。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（４９）
なお、ここでは所望の直交復調した結果を記載している。式（４６）と式（４９）を加算すると、次の式（５０）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）
＝２π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（５０）
式（５０）の右辺第２項は、装置１、装置２のｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相の加算であり、右辺第３項は、装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の加算であり、それらは独立であるとともに検出できない。このため、式（５０）には位相の不確定性があり、このままでは正確な距離算出ができない。

次に、装置１、装置２の送信周波数をそれぞれｋ_Ｈｆ_ｘ１、ｋ_Ｈｆ_ｘ２と設定した場合、上記と同様に装置１から装置２へ測距信号を送信したときに、装置２で検出する位相信号を求める。この状態は図１４において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに置き換え、それに付随して、θ_Ｌｘ１をθ_Ｈｘ１に置き換え、θ_Ｌｘ２をθ_Ｈｘ２に置き換えた状態である。このとき、装置２で検出する測距信号の位相は、次の式（５１）で表される。

φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｈｘ１－θ_Ｈｘ２－θ_Ｆｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（５１）
同様に、装置２から装置１へ測距信号を送信したときの、装置１で検出する位相を求める。この状態は図１５において、ｋ_Ｌをｋ_Ｈに置き換え、それに付随して、θ_Ｌｘ１をθ_Ｈｘ１に置き換え、θ_Ｌｘ２をθ_Ｈｘ２に置き換えた状態である。このとき、装置２で検出する測距信号の位相は、次の式（５２）で表される。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１ｔ
＋（θ_Ｈｘ２－θ_Ｈｘ１－θ_Ｆｘ１）－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（５２）
となる。式（５１）と式（５２）を加算すると、次の式（５３）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ）
＝２π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（５３）
式（５３）の右辺第２項は、装置１、装置２のｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相の加算であり、右辺第３項は装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相の加算であり、それらは独立であるとともに検出できない。このため、式（５３）には位相の不確定性があり、このままでは正確な距離算出ができない。

しかしながら、装置１、装置２のｄｉｖ１、ｄｉｖ２、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２は測距中、常に動作しており、その初期位相は測距中固定されている。後述するように、位相測距で生ずる折り返し距離を大きくとるには、例えば、２つの周波数で検出した位相結果の減算することが有効である。この操作を行うことにより、測距中に固定された初期位相を相殺することが可能である。すなわち、式（５０）と式（５３）の差分をとり、次の式（５４）が得られる。

φ_ＢＢ１Ｌ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｌ（ｔ）－（φ_ＢＢ１Ｈ（ｔ）＋φ_ＢＢ２Ｈ（ｔ））
＝２π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（５４）
左辺は装置１、装置２で検出した位相結果、右辺は設定周波数の情報と遅延時間の乗算である。式（５４）を変形して、上述した式（４２）と同じ次の式（５５）が得られる。

Ｒ＝ｃ×τ_Ｒから、上述した式（４３）と同じ次の式（５６）が得られる。

上述した無線部の構成により、装置１、装置２の初期位相が相殺された理由を以下に示す。式（２）、式（７）等からｍｐｌ１、ｍｐｌ２の周波数乗算係数を変えることにより初期位相も変わるが、それは周波数設定値により独立に変わるものである。しかしながら、本手法によれば、装置１、装置２間で同一周波数の測距信号をやり取りするとき、ｍｐｌ１、ｍｐｌ２は送受信で乗算係数を変えることがないので一定である。

受信時に周波数設定を変えるのは、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の出力信号とｍｐｌ１、ｍｐｌ２の出力信号を乗算することによる。ここでｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２は測距中停止なく動作しつづけるので固定の初期位相がある。この初期位相については、２周波による距離拡張の測距により相殺されることになる。
式（５６）の分母において、（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）は検出距離を大きくする意味合いをもつ。すなわち、送受信１往復で測距を実施した場合、周波数設定はｋ_Ｈもしくはｋ_Ｌのいずれかであり、その場合、分母は２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）もしくは２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）となる。ｋ_Ｈとｋ_Ｌの関係は、同一ではないものの、ｋ_Ｈ≒ｋ_Ｌの関係にある。これから、距離Ｒの検出範囲は大幅に拡張できることになる。この距離検出範囲が存在するのは、位相が２πの周期性をもつことに起因する。さらに周波数を増やし、例えば、ｋ_Ｍの周波数設定を追加した場合、周波数設定ｋ_Ｌとｋ_Ｈによる距離検出、および、周波数設定ｋ_Ｌとｋ_Ｍによる距離検出、周波数設定ｋ_Ｈとｋ_Ｍによる距離検出、が得られる。それぞれで同じ距離になるものが求めたい距離となるが、それぞれ周波数差が異なるので距離に関わる位相差結果はそれぞれ異なる。つまり、それぞれの位相検出結果から推定される折り返しを含めた複数の距離を計算し、３周波数条件で一致する距離が求めたい距離になる。これにより、折り返しにより距離誤判断の確率を大幅に下げることができる。故に、多数の周波数を用いることにより、正しい距離を算出する確率が高くなる。また、多数の周波数を用いることにより、マルチパスによる位相偏差が平均化され、正しい距離推定が可能になる。

式（４６）、式（４９）、式（５１）、式（５２）は互いの信号との時間差を考慮されていない式なので、式（５６）の結果は４波を同時送受信することに相当する。図１２、図１４、図１５では装置１、装置２でそれぞれ送受信部が１つであるが、式（５６）は装置１、装置２の送受信部がそれぞれ２系統有することが必要である。装置１、装置２の送受信部１系統のまま動作させるには、時分割的な送受信シーケンスが必要になるが、そのシーケンスについては後述する。

また、本実施形態の無線部の構成、測距技術を用いることにより、キャリアセンスが必要な無線帯域でも正しい測距ができる。キャリアセンスは送信する周波数帯の信号を受信、検出するものであるが、その際、第１の実施形態及び第２の実施形態で示したＬＯ信号に工夫を加えることにより、装置間の初期位相差、周波数差を相殺することが可能である。例えば、図１１に示した第１の実施形態の装置１では、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の信号を送信する前に、ｄｉｖＣＳ１、ＳＷＭＩＸ１、ＲＦＭＩＸ１、ＩＦＭＩＸ１を動作させることにより、周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の信号を受信できる。
上述した第２の実施形態では、送信部から出力される信号は分岐され、受信部の局部発振信号にも用いられ、該受信部の局部発振信号により周波数変換された受信信号を、測距中常に動作している基準発振器の第１の分周器により分周された第１の分周信号と乗算したのち、測距中常に動作している基準発振器の第２の分周器により分周された第２の分周信号と乗算することにより、送信部の初期位相と受信部の初期位相の一部が打ち消される。さらに、本実施形態は、少なくとも２周波を用いた測距信号を装置１と装置２が検出し、２つの装置が検出した２周波の２つの加算値の差分から、距離を求めるものである。
以上のように、上述した実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置及び測距方法を提供することができる。

（第３の実施形態）
第１の実施形態では、式（３１）、式（３６）、式（３８）、式（３９）は互いの信号との時間差を考慮されていない式なので、式（４３）の結果は４波を同時送受信することに相当する。第２の実施形態では、式（４６）、式（４９）、式（５１）、式（５２）は互いの信号との時間差を考慮されていない式なので、式（５６）の結果は４波を同時送受信することに相当する。図９、図１２では装置１、装置２でそれぞれ送受信部が１つであるが、式（４３） 、式（５６）は装置１、装置２の送受信部がそれぞれ２系統有することが必要である。装置１、装置２の送受信部１系統のまま動作させるには、時分割的な送受信シーケンスが必要になる。以下、第１実施形態の送受信シーケンスについて述べる。なお、第２実施形態は、第１実施形態と同じ式になので、第２実施形態の送受信シーケンスについての説明は、省略する。
図９で示した装置１、装置２が同時に送信しない条件で、測距が可能なことを示す。測距信号を時分割で送信する場合、装置１、装置２の周波数誤差の影響で位相が回ってしまうので、測距するタイミングが測距誤差に影響する。測距するタイミングをうまく設定することにより、測距誤差を補正できる。

図１６は、複数回送受信される測距信号のタイミングチャートである。装置１から０［ｓ］で送信された測距信号を装置２で受信し検出する出力位相をφ_{１２－１Ｌ}、装置２からｔ_０で送信された測距信号を装置１で受信し検出した出力位相をφ_{２１－１Ｌ}、装置２からＴで送信された測距信号を装置１で受信し検出した出力位相をφ_{２１－２Ｌ}、装置１から（Ｔ＋ｔ_０）で送信された測距信号を装置２で受信し検出する出力位相をφ_{１２－２Ｌ}とする。ここまでは、装置１からの送信周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ１、装置２からの送信周波数はｋ_Ｌｆ_ｘ２である。

次に周波数を変えて同様な測距シーケンスで測距動作をする。装置１からの送信周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ１、装置２からの送信周波数はｋ_Ｈｆ_ｘ２である。装置１からＤ［ｓ］で送信された測距信号を装置２で受信し検出する出力位相をφ_{１２－１Ｈ}、装置２から（Ｄ＋ｔ_０）で送信された測距信号を装置１で受信し検出した出力位相をφ_{２１－１Ｈ}、装置２から（Ｄ＋Ｔ）で送信された測距信号を装置１で受信し検出した出力位相をφ_{２１－２Ｈ}、装置１から（Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）で送信された測距信号を装置２で受信し検出する出力位相をφ_{１２－２Ｈ}とする。

上述したタイミングにそって測距信号を送信し、検出した位相を求め、測距が可能になることを以下に示す。すなわち、装置１と装置２の各送受信器は、２つ以上の第１キャリア信号と２つ以上の第２キャリア信号を時分割で複数回に分けて送受信する。φ_{１２－１Ｌ}（ｔ）は時間基準０［ｓ］から装置１が測距信号を送信するので、式（３１）に等しい。よって、次の式（５７）が成立する。

φ_{１２－１Ｌ}（ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）ｔ－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２ｔ
＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（５７）
次にｔ＝ｔ_０［ｓ］で装置２から装置１へ測距信号を送信する。装置１と装置２は基準信号が独立なので、装置２は、装置１の時間を知らないが、装置１の測距信号を受けることで概ねの時間を知ることができる。例えば、距離１０［ｍ］程度までを測距するものと仮定すると、１０［ｍ］の伝搬遅延は約３３［ｎｓ］であり、装置２が受信を認識した時間をもとに時間を考えるとすれば、装置１、装置２間の時間差はその値になる。ｔ_０は３３［μｓ］以上を想定しているので、誤差は１／１０００程度であり、これによる測距精度の劣化は無視できる。ここでは、簡単のため、装置２の時間基準を装置１と同じと仮定して解析を進める。装置２から送信された測距信号を装置１で検出する位相は、式（３６）を参照して、次の式（５８）が得られる。

φ_{２１－１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）（ｔ＋ｔ_０）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１（ｔ＋ｔ_０）＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）
－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（５８）
再度、ｔ＝Ｔ時に装置２から送信された測距信号を装置１で検出する位相は、次の式（５９）で表される。

φ_{２１－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｔ）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１（ｔ＋Ｔ）＋（θ_Ｌｘ２－θ_Ｌｘ１－θ_Ｆｘ１）
－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｌｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（５９）
次に、ｔ＝（Ｔ＋ｔ_０）時に装置１から送信された測距信号を装置２で検出する位相は、次の式（６０）で表される。

φ_{１２－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）＋（θ_Ｌｘ１－θ_Ｌｘ２－θ_Ｆｘ２）
－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｌｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（６０）
式（５７）、式（５８）、式（５９）及び式（６０）を加算すると、次の式（６１）が得られる。

φ_{１２－１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１－１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{２１－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{１２－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）
＝４π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－２（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－４πｋ_Ｌ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（６１）
この結果はｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相が右辺第２項、ｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相が右辺第３項にあり、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖ１の分周差、ｄｉｖＣＳ２、ｄｉｖ２の分周差による時変の位相差が第１項にあり、このままでは位相の不確定性があるとともに、右辺が式（３７）の右辺の２倍の値を示す。図１６のシーケンスでは、次にｋ_Ｌを ｋ_Ｈに設定し直し、オフセット時間Ｄを加えたシーケンスが続く。装置２、装置１、装置１、装置２の順で検出する位相をそれぞれ、φ_{１２－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）、φ_{２１－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）、φ_{２１－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）、φ_{１２－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）とすると、検出される位相は次の式で表される。

φ_{１２－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）（ｔ＋Ｄ）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２（ｔ＋Ｄ）＋（θ_Ｈｘ１－θ_Ｈｘ２－θ_Ｆｘ２）
－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ ・・・（６２）
φ_{２１－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）＋（θ_Ｈｘ２－θ_Ｈｘ１－θ_Ｆｘ１）
－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（６３）
φ_{２１－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ２－ｆ_ｘ１）（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ１（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＋（θ_Ｈｘ２－θ_Ｈｘ１－θ_Ｆｘ１）
－θ_Ｂｘ１－２πｋ_Ｈｆ_ｘ２τ_Ｒ ・・・（６４）
φ_{１２－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）＝２πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１－ｆ_ｘ２）（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）
－２π（Ｍ－ｍ）ｆ_ｘ２（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）＋（θ_Ｈｘ１－θ_Ｈｘ２－θ_Ｆｘ２）
－θ_Ｂｘ２－２πｋ_Ｈｆ_ｘ１τ_Ｒ・・・（６５）
式（６１）と同様に、式（６２）、式（６３）、式（６４）、式（６５）の加算を行うと、次の式（６６）が得られる。

φ_{１２－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）＋φ_{２１－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）
＋φ_{１２－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０）
＝４π（ｍ－Ｍ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）ｔ－２（θ_Ｆｘ１＋θ_Ｆｘ２）
－２（θ_Ｂｘ１＋θ_Ｂｘ２）－４πｋ_Ｈ（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（６６）
この結果はｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖＣＳ２の初期位相が右辺第２項、ｄｉｖ１、ｄｉｖ２の初期位相が右辺第３項にあり、ｄｉｖＣＳ１、ｄｉｖ１の分周差、ｄｉｖＣＳ２、ｄｉｖ２の分周差による時変の位相差が第１項にあり、このままでは位相の不確定性があるとともに、右辺が式（４０）の右辺の２倍の値を示す。しかしながら、式（６１）の右辺第１項、第２項、第３項と式（６６）の右辺第１項、第２項、第３項はそれぞれ同じ値であり、減算するとその項は０になる。式（６１）と式（６６）の減算は前述したように、距離を拡大できる操作となる。その減算を実施すると、次の式（６７）が得られる。

φ_{１２－１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１－１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）＋φ_{２１－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）
＋φ_{１２－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）－（φ_{１２－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
＋φ_{２１－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＋φ_{１２－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０））
＝４π（ｋ_Ｈ－ｋ_Ｌ）（ｆ_ｘ１＋ｆ_ｘ２）τ_Ｒ ・・・（６７）
左辺はシーケンスで検出できる出力位相の加減算、右辺は周波数設定値と遅延時間τ_Ｒの乗算であり、未知な変数はτ_Ｒ以外にない。したがって、τ_Ｒ＝Ｒ／ｃから、距離Ｒは、次の式（６８）で表される。

ここで、φ_{１２－２１－Ｈ}（ｔ）とφ_{１２－２１－Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０）は、それぞれ次の式（６９）と式（７０）とした。

φ_{１２－２１－Ｈ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ）＋φ_{２１－１Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋ｔ_０）
＋φ_{２１－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ）＋φ_{１２－２Ｈ}（ｔ＋Ｄ＋Ｔ＋ｔ_０） ・・・（６９）
φ_{１２－２１－Ｌ}（ｔ）＝φ_{１２－１Ｌ}（ｔ）＋φ_{２１－１Ｌ}（ｔ＋ｔ_０）
＋φ_{２１－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ）＋φ_{１２－２Ｌ}（ｔ＋Ｔ＋ｔ_０） ・・・（７０）
式（６８）は、装置１、装置２の検出位相と周波数設定情報により距離が求まることを意味する。つまり、図１６で示した８回交番シーケンスにより、装置１と装置２で検出した位相に含まれる装置間の周波数差により位相誤差、装置間の初期位相差により位相誤差をすべて補正したことになる。装置間の１往復により送信信号の固有位相が補正され、２往復により装置間の周波数差が補正され、周波数を変えて同様な２往復することにより、装置１と装置２の復調用固有位相差が補正されることになる。

上記示したように、図１６に示した８回交番シーケンスを用いることにより、送受信を同時に実施した結果と同じ結果が得られる。すなわち、通信する装置間の初期位相差および周波数差を相殺しており、正しい測距結果が得られる。以上より、低消費電力で有利な無線部の構成、すなわち、送信は直接ＶＣＯ変調方式、受信はヘテロダイン方式の構成をとっても、このようなシーケンスを用いることにより、装置間の初期位相差、周波数差を相殺し、精度の高い測距が実現できる。

以上のように、上述した第１、第２及び第３の実施形態によれば、送信部にＶＣＯ直接変調方式を用い、受信部にＳＨ方式を用いた構成であっても、正確な測距を実現する測距装置を提供することができる。

なお、上述した第１、第２及び第３の実施形態において、無線部に内在する遅延やアンテナ前段のＲＦフィルタの遅延により距離誤差を招くため、その遅延を予め検出するキャリブレーションが必要になる。特開２０１８－１５５７２４号公報に記載されたように、キャリブレーション時は送信部の信号を受信部で受信する必要がある。この場合は、送受信部を同時に動作させて、送信部から周波数ｋ_Ｌｆ_ｘ１の信号を出力し、受信部で送信出力を受信することができる。受信した位相結果から無線部に内在する遅延やＲＦフィルタ遅延を計算できる。なお、キャリブレーションは、周波数ｋ_Ｈｆ_ｘ１についても行ってもよい。
図１７は、第１の実施形態に関わる図９に示した構成にキャリブレーション機能を追加した構成図である。図１７では装置１のみの記載であるが、装置２についても同様な構成をとる。図９との違いはｍｐｌ１出力にＲＦフィルタ（以下、ＲＦＦＩＬ１という）を接続したこと、および、ＲＦＦＩＬ１の入出力のいずれかを選択するスイッチ（以下、ＳＷ１という）が追加され、ＳＷ１を介してＲＦＭＩＸ１に接続される部分である。なお、図示しないが、ＲＦＭＩＸ１の入力部が２つ以上あり、キャリブレーションパス専用のＳＷ１とＲＦＭＩＸ１の接続があってもよい。ＳＷ１は、プロセッサ１３により切替の制御が行われる。
図１８は、第２の実施形態に関わる図１２に示した構成にキャリブレーション機能を追加した構成図である。図１８では装置１のみの記載であるが、装置２についても同様な構成をとる。図１２との違いはｍｐｌ１出力にＲＦＦＩＬ１を接続したこと、および、ＲＦＦＩＬ１の入出力のいずれかを選択するＳＷ１が追加され、ＳＷ１を介してＲＦＭＩＸ１に接続される部分である。なお、図示しないが、ＲＦＭＩＸ１の入力部が２つ以上あり、キャリブレーションパス専用のＳＷ１とＲＦＭＩＸ１の接続があってもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として例示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、１Ａ、２、２Ａ 装置、１１ 無線回路、１２ アンテナ回路、１３ プロセッサ、１４ メモリ、２１ 無線回路、２２ アンテナ回路、２３ プロセッサ、２４ メモリ、１００、１００Ａ 測距システム。

Claims (9)

1. キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
   少なくとも一方が移動自在な第１装置及び第２装置により取得した位相情報に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する算出部を有し、
   前記第１装置は、
   第１基準信号源と、
   前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信すると共に２つ以上の第２キャリア信号を受信する第１送受信器とを具備し、
   前記第１送受信器の送信部は、前記第１基準信号源の前記出力を直接変調する構成を有し、
   前記第１送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有し、
   前記第２装置は、
   前記第１基準信号源とは独立に動作する第２基準信号源と、
   前記第２基準信号源の出力を用いて前記２つ以上の第２キャリア信号を送信すると共に前記２つ以上の第１キャリア信号を受信する第２送受信器とを具備し、
   前記第２送受信器の送信部は、前記第２基準信号源の前記出力を直接変調する構成を有し、
   前記第２送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有し、
   前記２つ以上の第１キャリア信号の周波数群の設定値と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群の設定値はそれぞれ同じ又は略同じであり、
   前記２つ以上の第１キャリア信号と前記２つ以上の第２キャリア信号の全ての信号の送受信は、時分割で複数回に分けて行われ、
   前記算出部は、前記第１及び第２キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う、測距装置。
2. 前記第１及び第２基準信号源は、前記第１及び第２送受信器によって前記第１及び第２キャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する、請求項１に記載の測距装置。
3. 前記第１送受信器は、前記２つ以上の第２キャリア信号の各位相を検出する第１位相検出器を具備し、
   前記第２送受信器は、前記２つ以上の第１キャリア信号の各位相を検出する第２位相検出器を具備する、請求項１に記載の測距装置。
4. 前記第１装置は、前記第１基準信号源の基準周波数の所定分周周波数とフェーズロックループを用いて設定した送信周波数を加算若しくは減算した周波数を生成する第１局部発振信号生成部と、受信信号を中間周波数に変換するために、前記第１局部発振信号生成部の出力を局部発振入力とした第１ＲＦミキサを有し、
   前記第２装置は、前記第１基準信号源の基準周波数の所定分周周波数とフェーズロックループを用いて設定した送信周波数を加算若しくは減算した周波数を生成する第２局部発振信号生成部と、受信信号を中間周波数に変換するために、前記第２局部発振信号生成部の出力を局部発振入力とした第２ＲＦミキサを有する、請求項１に記載の測距装置。
5. 前記第１装置は、フェーズロックループを用いて設定した送信周波数と同一の周波数の信号を局部発振入力とした第１ＲＦミキサと、前記第１ＲＦミキサの出力を、所定分周周波数に基づいて中間周波数に周波数変換する第１アップコンバータを有し、
   前記第２装置は、フェーズロックループを用いて設定した送信周波数と同一の周波数の信号を局部発振入力とした第２ＲＦミキサと、前記第２ＲＦミキサの出力を、所定分周周波数に基づいて中間周波数に周波数変換する第２アップコンバータを有する、請求項１に記載の測距装置。
6. 前記第１送受信器の送信部は、
   前記第１基準信号源に基づき周波数を所定倍にしたＲＦ周波数を生成する第１周波数乗算器と、
   前記第１周波数乗算器の出力を増幅する第１電力増幅器と、を含み、
   前記第１送受信器の受信部は、
   受信信号が入力される第１低雑音増幅器と、
   前記第１基準信号源の出力を所定周波数に分周する第１分周器と、
   前記第１周波数乗算器の出力を用いて直交信号を生成する第１の９０度移相器と、
   前記第１低雑音増幅器と前記第１の９０度移相器を入力とする第１直交ミキサと、
   前記第１直交ミキサのＩ／Ｑ出力を入力し、前記第１分周器を用いて信号周波数を変換する第１アップミキサと、
   前記第１アップミキサの出力を入力とし、イメージ信号を除去する第１ポリフェーズフィルタと、
   前記第１ポリフェーズフィルタの出力が入力される第１ローパスフィルタと、
   ΔΣ型アナログデジタル変換器、デシメーションフィルタ、前記第１分周器のクロックを用いて復調する復調器を含む第１の処理部と、を有し、
   前記第２送受信器の送信部は、
   前記第２基準信号源に基づき周波数を所定倍にしたＲＦ周波数を生成する第２周波数乗算器と、
   前記第２周波数乗算器の出力を増幅する第２電力増幅器と、を含み、
   前記第２送受信器の受信部は、
   受信信号が入力される第２低雑音増幅器と、
   前記第２基準信号源の出力を所定周波数に分周する第２分周器と、
   前記第２周波数乗算器の出力を用いて直交信号を生成する第２の９０度移相器と、
   前記第２低雑音増幅器と前記第２の９０度移相器を入力とする第２直交ミキサと、
   前記第２直交ミキサのＩ／Ｑ出力を入力し、前記第２分周器を用いて信号周波数を変換する第２アップミキサと、
   前記第２アップミキサの出力を入力とし、イメージ信号を除去する第２ポリフェーズフィルタと、
   前記第２ポリフェーズフィルタの出力が入力される第２ローパスフィルタと、
   ΔΣ型アナログデジタル変換器、デシメーションフィルタ、前記第１分周器のクロックを用いて復調する復調器を含む第２の処理部と、を有する、請求項５に記載の測距装置。
7. 第１キャリア信号の周波数群の設定値と前記２つ以上の第２キャリア信号の周波数群の設定値はそれぞれ同じ又は略同じであり、
   第１装置及び第２装置にはそれぞれ、第１送受信器及び第２送受信器を有し、
   前記第１及び第２送受信器の送信部は、それぞれ第１及び第２基準信号源の出力を直接変調する構成を有し、
   前記第１及び第２送受信器の受信部は、ヘテロダイン方式もしくはＬｏｗ－ＩＦ方式の構成を有し、
   前記第１装置及び前記第２装置で実施されるキャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距方法において、
   前記第１装置において、前記第１基準信号源の出力を用いて２つ以上の第１キャリア信号を送信し、
   前記第２装置において、前記第１基準信号源とは独立な前記第２基準信号源の出力を用いて２つ以上の第２キャリア信号を送信し、
   前記第１装置において、前記２つ以上の第２キャリア信号を受信して２つ以上の第１位相検出結果を得、
   前記第２装置において、前記２つ以上の第１キャリア信号を受信して２つ以上の第２位相検出結果を得、
   前記第１及び前記第２位相検出結果に基づいて前記第１装置と第２装置との間の距離を算出する、測距方法。
8. 前記第１送受信器及び前記第２送受信器は、前記２つ以上の第１キャリア信号と前記２つ以上の第２キャリア信号を時分割で複数回に分けて送受信する、請求項７に記載の測距方法。
9. 前記第１送受信器及び前記第２送受信器の一方が時分割に単一のキャリア信号を送信し、
   前記第１送受信器及び前記第２送受信器の他方が前記単一のキャリア信号を受信し、
   前記第１送受信器及び前記第２送受信器は、複数回の単一のキャリア信号の時分割送受信により、周波数差補正及び初期位相補正を実施し、
   送信時と受信時の初期位相が異なる場合に生じる位相誤差を補正する位相補正情報をもとに前記距離を補正する、請求項７に記載の測距方法。

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