JP7354075B2 - 位相補正装置及び測距装置 - Google Patents
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Description
図1は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置により構成される測距システムを示すブロック図である。図1の装置1,2間で単一波信号の送受信を行うことで、装置1と装置2との間の距離を求める測距が可能となる。なお、単一波信号は、無変調キャリア等の単一周波数の信号である。
通信型位相検出方式では、一方の装置で検出した位相情報を他方の装置へ伝えることにより測距を可能にする。このように、対となる2つの測距装置の受信部で検出した信号の位相情報を用いて、所定の演算を施すことにより精度の良い距離を算出することができる場合があるが、受信部にスライディングIF方式を用いた場合には、正確な測距は困難である。
lox1=sin(2πfx1(t-ta1)+θx1) (1)
mpl1Aは、OSC1の発振周波数をkL倍する。mpl1Aの出力信号S2の位相φtx1は、mpl1Aの出力信号S2の基準時刻位相をθLx1と置くと
φtx1=2πkLfx1(t-ta1)+θLx1 (2)
と表される。mpl1Aの出力は一般にデジタル制御発振器(DCO)技術とデジタル周波数/位相同期技術により生成される。なお、位相同期部にTDC(Time to Digital Converter)を用いたmpl1Aでは、θLx1=kLθx1は一般に成立しない。そこで、上記(2)式では、mpl1Aの出力S2の基準時刻位相をθLx1と定義している。
lox2=sin(2πfx2(t-ta2)+θx2) (3)
mpl2Aにおいても、OSC2の発振周波数をkL倍する。mpl2Aの出力信号S5の位相φtx2は、
φtx2=2πkLfx2(t-ta2)+θLx2 (4)
と表される。ここで、θLx2はmpl2Aの出力の基準時刻位相である。mpl2Aの出力についても、mpl1Aの出力と同様に、θLx2=kLθx2は一般に成立しない。そこで、上記(4)式では、mpl2Aの出力の基準時刻位相をθLx2と定義した。
φb2=2πmfx2(t-ta2)+θBx2 (5)
ここで、θBx2はdiv22からのIFMIX22用LO信号の基準時刻位相である。
φtx2=2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2(t-ta2)+θLmx2(1) (6)
ここで、θLmx2(1)は時刻t1と時刻t2間におけるmpl2Aの出力信号S5の基準時刻位相である。このとき、信号S61の位相φv2は、下記(6a)式で表される。
φv2=2π{(kL+m)/(n-1)}fx2(t-ta2)+θLVx2(1) (6a)
ここで、θLVx2(1)は時刻t1と時刻t2間における信号S61の基準時刻位相である。なお、装置1Aにおいては、mpl1Aの周波数を変更する必要がないので、mpl1Aの出力信号S2の位相φtx1は(2)式のままである。
φb1=m2πfx1(t-ta1)+θBx1 (7)
ここで、θBx1はdiv12からのIFMIX12用LO信号の基準時刻位相である。
φtx1=2π{(kL+m)n/(n-1)}fx1(t-ta1)+θLmx1(1) (8)
ここで、θLmx1(1)は時刻t2と時刻t3間におけるmpl1Aの出力信号S2の基準時刻位相である。このとき、信号S31の位相φv1は、下記(8a)式で表される。
φv1=2π{(kL+m)/(n-1)}fx1(t-ta1)+θLVx1(1) (8a)
ここで、θLVx1(1)は時刻t2と時刻t3間における信号S31の基準時刻位相である。
φtx2=2πkLfx2(t-ta2)+θLx2(2) (9)
次のシーケンスになる時刻t3と時刻t4との間においては、装置1Aと装置2Aの設定は図5と同じになる。装置2Aは、装置1Aからの周波数kLfx1の単一波信号を受信するために、RFMIX2に与えるLO信号(信号S5)の周波数はkLfx2から{(kL+m)n/(n-1)}fx2に変更される。なお、この場合に、IFMIX2に与えるIFMIX2用LO信号(信号S6)の位相φb2は、上記(5)式と同じである。
φtx2=2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2(t-ta2)+θLmx2(2) (10)
ここで、θLmx2(2)は時刻t3と時刻t4間におけるmpl2Aの出力信号S5の基準時刻位相である。このとき、信号S61の位相φv2は、下記(10a)式で表される。
φv2=2π{(kL+m)/(n-1)}fx2(t-ta2)+θLVx2(2)
(10a)
ここで、θLVx2(2)は時刻t3と時刻t4間における信号S61の基準時刻位相である。
φtx1=2πkLfx1(t-ta1)+θLx1(2) (11)
ここで、θLx1(2)は時刻t3と時刻t4との間におけるmpl1Aの出力信号S2の基準時刻位相である。
φrx2=2πkLfx1(t-ta1-τR)+θLx1 (12)
ここで、τRは伝搬経路長Rの遅延時間である。信号S7は信号S5(LO信号)を用いて周波数変換される。(12)式と(6)式から、RFMIX2の出力信号S81の位相φif1x2(T12)(t)は、下記(13)式で表される。
φif1x2(T12)(t)=2πkLfx1(t-ta1)-2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2(t-ta2)+(θLx1-θLmx2(1))-2πkLfx1τR (13)
なお、(13)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S61を用いて周波数変換される。(13)式と(6a)式から、IFMIX21の出力信号S82の位相φif2x2(T12)(t)は、下記(13a)式で表される。
φif2x2(T12)(t)=2πkL(fx1-fx2)t-2πmfx2t+(θLx1-θLmx2(1)+θLVx2(1))-2πkLfx1τR-2πkLfx1ta1+2π(kL+m)fx2ta2 (13a)
なお、(13a)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S62を用いて周波数変換される。従って、式(13a)と式(5)から、装置2Aで検出される信号S9の位相φBB2L(T12)(t)は、下記(14)式で表されるものとなる。
φBB2L(T12)(t)=2πkL(fx1-fx2)t+(θLx1-θLmx2(1)+θLVx2(1))+θBx2-2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkLfx1τR (14)
なお、(14)式は、所望の直交復調した結果を示している。
φrx2=2πkLfx1(t-ta1-τR)+θLx1(2) (15)
で表される。信号S7は信号S5(LO信号)により周波数変換される。式(15)と式(10)から、RFMIX2の出力信号S81の位相φif1x2(T34)(t)は、下記(16)式で表される。
φif1x2(T34)(t)=2πkLfx1(t-ta1)-2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2(t-ta2)+(θLx1(2)-θLmx2(2))-2πkLfx1τR
(16)
なお、(16)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S61を用いて周波数変換される。(16)式と(10a)式から、IFMIX21の出力信号S82の位相φif2x2(T34)(t)は、下記(16a)式で表される。
φifx2(T34)(t)=2πkL(fx1-fx2)t-2πmfx2t+(θLx1(2)-θLmx2(2)+θLVx2(2))-2πkLfx1τR-2πkLfx1ta1+2π(kL+m)fx2ta2 (16a)
なお、(16a)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S62を用いて周波数変換される。式(16a)と式(5)から、装置2Aで検出される信号S9の位相φBB2L(T34)(t)は、
φBB2L(T34)(t)=2πkL(fx1-fx2)t+(θLx1(2)-θLmx2(2)+θLVx2(2))+θBx2-2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkLfx1τR
(17)
となる。なお、(17)式は所望の直交復調した結果を記載している。
φrx1=2πkLfx2(t-ta1-τR)+θLx2(2) (18)
信号S10は、RFMIX1において、信号S2(LO信号)を用いて周波数変換される。(18)式及び(8)式から、RFMIX1の出力信号S111の位相φif1x1(T23)(t)は、下記(19)式で表される。
φif1x1(T23)(t)=2πkLfx2(t-ta2)-2π{(kL+m)n/(n-1)}fx1(t-ta1)+(θLx2-θLmx1(1))-2πkLfx2τR (19)
なお、(19)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号が信号S31を用いて周波数変換される。(19)式と(8a)式から、IFMIX11の出力信号S112の位相φif2x2(T23)(t)は、下記(19a)式で表される。
φifx1(T23)(t)=2πkL(fx2-fx1)t-2πmfx1t+(θLx2(2)-θLmx1(1)+θLVx1(1))-2πkLfx2τR+2π(kL+m)fx1ta1-2πkLfx2ta2 (19a)
なお、(19a)式は所望の信号のみを抽出した位相結果を示している。この信号S112は信号S32を用いて周波数変換される。その結果、装置1Aで検出される信号S12の位相φBB2L(T23)(t)は、(19a)式及び(7)式から下記(20)式で表される。
φBB2L(T23)(t)=2πkL(fx2-fx1)t+(θLx2(2)-θLmx1(1)+θLVx1(1))+θBx1+2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkLfx2τR (20)
なお、(20)式は所望の直交復調した結果を記載している。
φBBLSUM(t)=φ12-1L+φ21-1L+φ21-2L+φ12-2L (21)
時刻t2と時刻t1の間隔と時刻t4と時刻t3の間隔t0を
t0=t2-t1=t4-t3 (22)
とし、装置1Aから1回目の測距信号を送信する時刻から装置2Aから2回目の測距信号を送信する時刻までの時間間隔をTとすると、(21)式の4位相加算結果は、下記(23)式に示すものとなる。
φBBLSUM(t)=φBB2L(T12)(t)+φBB2L(T23)(t+t0)+φBB2L(T23)(t+T)+φBB2L(T34)(t+t0+T) (23)
上記(23)式に、上記(14)式、(17)式及び(20)式を代入して、下記(24)及び(25)式が得られる。
φBBLSUM(t)=-4πkL(fx1+fx2)τR+2(θBx1+θBx2)+θLSUM (24)
θLSUM=(θLx1-θLmx2(1)+θLVx2(1))+2×(θLx2(2)-θLmx1(1)+θLVx1(1))+(θLx1(2)-θLmx2(2)+θLVx2(2)) (25)
上記(24)式から遅延τRを求めると、装置間距離に応じた遅延τRは、下記(26)式によって示すものとなる。
τR=-(θBx1+θBx2)/{2πkL(fx1+fx2)}-θLSUM/{4πkL(fx1+fx2)}+φBBLSUM(t)/{4πkL(fx1+fx2)} (26)
上記(26)式の第3項は4位相の加算結果であり、計測によって求められる。しかし、それ以外の項は、検出が困難である。従って、低周波数の単一波信号の4交番では正しい測距はできない。
φBB2H(T12)(t)=2πkH(fx1-fx2)t+(θHx1-θHmx2(1)+θHVx2(1))+θBx2-2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkHfx1τR (27)
ただし、θHx1は装置1Aの周波数kHfx1の信号S2の基準時刻位相であり、θHmx2(1)は装置2Aの周波数{(kH+m)n/(n-1)}fx2の信号S5の基準時刻位相であり、θHVx2(1)はこの時の信号S61の基準時刻位相である。
φBB2H(T23)(t)=2πkH(fx2-fx1)t+(θHx2(2)-θHmx1(1)+θHVx1(1))+θBx1+2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkHfx2τR (28)
ただし、θHx2(2)は装置2Aの周波数kHfx2の信号S5の基準時刻位相であり、θHmx1(1)は装置1Aの周波数{(kH+m)n/(n-1)}fx1の信号S2の基準時刻位相であり、θHVx1(1)はこの時の信号S31の基準時刻位相である。
φBB2H(T34)(t)=2πkH(fx1-fx2)t+(θHx1(2)-θHmx2(2)+θHVx2(2))+θBx2-2πkL(fx1ta1-fx2ta2)-2πkHfx1τR (29)
ただし、位相θHx1(2)は装置1Aの周波数kHfx1の信号S2の基準時刻位相であり、θHmx2(2)は装置2Aの周波数{(kH+m)n/(n-1)}fx2の信号S5の基準時刻位相であり、θHVx2(2)はこの時の信号S61の基準時刻位相である。
φBBHSUM(t)=φ12-1H+φ21-1H+φ21-2H+φ12-2H (30)
上記(30)式に、(22)式及び時刻Tの情報を加えると、下記(31)式が得られる。
φBBHSUM(t)=φBB2H(T12)(t)+φBB2H(T23)(t+t0)+φBB2H(T23)(t+T)+φBB2H(T34)(t+T+t0) (31)
(27)式、(28)式及び(29)式を用いて、(31)式を変形すると、下記(32)式及び(33)式が得られる。
φBBHSUM(t)=-4πkH(fx1+fx2)τR+2(θBx1+θBx2)+θHSUM (32)
θHSUM=(θHx1-θHmx2(1)+θHVx2(1))+2×(θHx2(2)-θHmx1(1)+θHVx1(1))+(θHx1(2)-θHmx2(2)+θHVx2(2)) (33)
(32)式を装置間距離に応じた遅延τRについて解くと、下記(34)式が得られる。
τR=-(θBx1+θBx2)/{2πkH(fx1+fx2)}-θHSUM/{4πkH(fx1+fx2)}+φBBHSUM(t)/{4πkH(fx1+fx2)} (34)
(34)式の第3項は、4位相の加算結果であるので、測定による検出できる。しかし、それ以外の項は検出が困難である。従って、高周波数の単一波信号による4交番の送受信では正しい測距はできない。
φBBLSUM(t)-φBBHSUM(t)=4π(kH-kL)(fx1+fx2)τR+θLSUM-θHSUM (35)
(35)式から、遅延τRは、下記(36)式によって得られる。
τR=-(θLSUM-θHSUM)/4π(kH-kL)(fx1+fx2)+(φBBLSUM(t)-φBBHSUM(t))/4π(kH-kL)(fx1+fx2) (36)
(36)式の第2項は、受信した単一波信号の位相の演算により得られる値、即ち計測値である。しかし、(36)式の第1項は(25)式および(33)式で表される装置1A、2Aの信号S2,S5の基準時刻位相の加減算を示している。信号S2,S5の基準時刻位相は、図3の測距シーケンスでは図4に示すものとなる。特許文献1の提案では、基準時刻を時刻0としたときの基準時刻位相すなわち初期位相が測距シーケンスにおいて変化しない条件を用いて初期位相の成分を相殺することで、正確な測距が可能であった。しかしながら、DCO直接変調方式及びスライディングIF方式を用いた場合には、図4のように周波数設定を変えるたびに初期位相が変化してしまうことから、上記(36)式の第1項を求めることはできず、伝搬遅延時間τRを正確に計算することができない。伝搬遅延時間に光速を乗算することにより距離が算出できるので、言い換えれば、距離を正確に算出できない。
本実施の形態においては、局部発振器と周波数分周器の出力位相を求めるための位相検出器を採用し、位相検出器は初期設定の周波数と再設定した周波数の公約数の周波数を基にしたタイミングで位相を検出し、位相検出器で検出した周波数再設定前の位相と周波数再設定後の位相との差を求めることで位相変化及び周波数変化による位相の変動量を求め、求めた変動量に応じて位相を補正することで、局部発振器と周波数分周器を用いる装置において、初期位相を変化させない場合と同様の機能を達成することを可能にする。
図1において、測距装置である装置1,2は、送信部にデジタル制御発振器(DCO)直接変調方式を用い、受信部にスライディングIF方式を用いた構成である。本実施の形態の測距システム100は、装置1と装置2を含み、装置1と装置2の少なくとも一方が移動自在である。装置1が第1の測距信号(単一波信号)を送信し、装置2が第2の測距信号(単一波信号)を送信する。第1及び第2の測距信号は、それぞれ装置1と装置2間の伝搬経路PDLYを経由して、装置2及び装置1へ到達する。
θLx1(2)=θLx1+ΔθLTT1 (37)
θLmx1(1)=θLx1+ΔθLTR1 (38)
θLVx1(1)=θLmx1(1)/n=(θLx1+ΔθLTR1)/n (38a)
また、位相差ΔθLTT2,ΔθLRR2,ΔθLTR2は装置2に関する位相差である。位相差ΔθLTT2は、信号S5における時刻t2から時刻t3の基準時刻位相θLx2(2)と時刻t1以前の基準時刻位相θLx2との差分である。位相差ΔθLRR2は、信号S5における時刻t3から時刻t4の基準時刻位相θLmx2(2)と時刻t1から時刻t2の基準時刻位相θLmx2(1)との差分である。位相差ΔθLTR2は、信号S5における時刻t1から時刻t2の基準時刻位相θLmx2(1)と時刻t1以前の基準時刻位相θLx2との差分である。また、図示しないθLVx2(1)は時刻t1と時刻t2間における信号S5を(1/n)倍した信号S61の基準時刻位相であり、θLVx2(2)は時刻t3と時刻t4間における信号S5を(1/n)倍した信号S61の基準時刻位相である。これらの関係は、それぞれ下記(39)式から(41a)式で表すことができる。
θLx2(2)=θLx2+ΔθLTT2 (39)
θLmx2(1)=θLx2+ΔθLTR2 (40)
θLVx2(1)=θLmx2(1)/n=(θLx2+ΔθLTR2)/n (40a)
θLmx2(2)=θLmx2(1)+ΔθLRR2=θLx2+ΔθLTR2+ΔθLRR2 (41)
θLVx2(2)=θLmx2(2)/n=(θLx2+ΔθLTR2+ΔθLRR2)/n
(41a)
後述するように、これらの位相差のうちΔθLTT1,ΔθLTT2,ΔθLRR2については、mpl1,mpl2によって直接計測可能である。一方、(38)式のΔθLTR1及び(40)式のΔθLTR2は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、mpl1,mpl2は、ΔθLTR1及びΔθLTR2に関連した位相差を計測することで、ΔθLTR1及びΔθLTR2を求めるようになっている。
θLSUM=-(2×ΔθLTR1+2×ΔθLTR2+ΔθLRR2)×(n-1)/n+ΔθLTT1+2×ΔθLTT2+2×(θLx1+θLx2)/n (42)
次に、(33)式に示した高周波数でのθHSUMを求める。
θHx1(2)=θHx1+ΔθHTT1 (43)
θHmx1(1)=θHx1+ΔθHTR1 (44)
θHVx1(1)=θHmx1(1)/n=(θHx1+ΔθHTR1)/n (44a)
同様に、位相差ΔθHTT2、ΔθHRR2、ΔθHTR2は装置2に関する位相差である。位相差ΔθHTT2は、信号S5における時刻t2から時刻t3の基準時刻位相θHx2(2)と時刻t1以前の基準時刻位相θHx2との差分である。位相差ΔθHRR2は、信号S5における時刻t3から時刻t4の基準時刻位相θHmx2(2)と時刻t1から時刻t2の基準時刻位相θHmx2(1)との差分である。位相差ΔθHTR2は、信号S5における時刻t1から時刻t2の基準時刻位相θHmx2(1)と時刻t1以前の基準時刻位相θHx2との差分である。また、図示しないθHVx2(1)は時刻t1と時刻t2間における信号S5を(1/n)倍した信号S61の基準時刻位相であり、θHVx2(2)は時刻t3と時刻t4間における信号S5を(1/n)倍した信号S61の基準時刻位相である。これらの関係は、それぞれ下記(45)式から(47a)式で表すことができる。
θHx2(2)=θHx2+ΔθHTT2 (45)
θHmx2(1)=θHx2+ΔθHTR2 (46)
θHVx2(1)=θHmx2(1)/n=(θHx2+ΔθHTR2)/n (46a)
θHmx2(2)=θHmx2(1)+ΔθHRR2=θHx2+ΔθHTR2+ΔθHRR2 (47)
θHVx2(2)=θHmx2(2)/n=(θHx2+ΔθHTR2+ΔθHRR2)/n
(47a)
また、θLx1とθHx1の差をΔθLHx1、θLx2とθHx2の差をΔθLHx2と定義し、次式で表せるものとする。
θHx1=θLx1+ΔθLHx1 (47b)
θHx2=θLx2+ΔθLHx2 (47c)
低周波数の場合と同様に、これらの位相差のうちΔθHTT1,ΔθHTT2,ΔθHRR2については、mpl1,mpl2によって直接計測可能である。一方、(44)式のΔθHTR1及び(46)式のΔθHTR2は、直接計測することはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、mpl1,mpl2は、ΔθHTR1及びΔθHTR2に関連した位相差を計測することで、ΔθHTR1及びΔθHTR2を求めるようになっている。また、ΔθLHx1、ΔθLHx2を求める方法についても後述する。
θHSUM=-(2×ΔθHTR1+2×ΔθHTR2+ΔθHRR2)×(n-1)/n+ΔθHTT1+2×ΔθHTT2+2×(ΔθLHx1+ΔθLHx2)/n+2×(θLx1+θLx2)/n (48)
以上のように、上記(42)式及び(48)式により、上記(36)式の第1項を計算する際に、2×(θLx1+θLx2)/nの項は相殺されるので、(36)式の第1項を求めることが可能である。
図9は実施の形態に係る位相変動検出装置及び位相補正装置を含む測距装置を示すブロック図であり、装置2において上記4種類の位相差に関する情報を算出するmpl2の具体的な構成を示すものである。また、装置1のmpl1の構成も図9と同様であり、図示及び説明を省略する。なお、図9において、位相変動検出装置は、主にOSC2及びmpl2により構成され、位相補正装置は、OSC2、mpl2、位相計算器phscalc2及び演算器dcalc2により構成される。上述したように、位相変動検出装置及び位相補正装置は、測距装置に限らず、入力された信号の位相を検出する各種装置に利用することも可能であり、その場合には、位相補正装置は、位相計算器phscalc2及び演算器dcalc2に代えてmpl2の出力を用いて基準時刻位相の変動量に応じて入力信号の位相を補正する他の回路が採用される。
デジタル制御発振器DCOの発振出力は信号S5として出力されるとともに、
カウンタ11に供給される。カウンタ11はデジタル制御発振器DCOの発振出力をカウントしており、カウンタ11のカウント値は、減算器12に出力される。カウンタ11は、デジタル制御発振器DCOの発振出力の波数(パルス数)をカウントする。参照クロックの1周期中のカウンタ11のカウント値は、デジタル制御発振器DCOの発振出力が例えば参照クロックの何整数逓倍であるかを示している。
q1/f1=qi/fi (49)
式(49)を変形すると
fi/f1×q1=qi (50)
が成立する。qiは整数であるから、デジタル制御発振器DCOの出力周波数と分周器18の出力周波数(fi)を参照クロックの周波数(f1)で正規化した値に、前述の公倍数cを与える非零の整数q1を掛けるといずれのfiに対しても整数になることがわかる。よって整数q1を周波数関係から求めてもよい。
φtx2=2πkLfx2t+θLx2 (4)
φtx2=2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2t+θLmx2(1) (6)
φv2=2π{(kL+m)/(n-1)}fx2t+θLVx2(1) (6a)
φtx2=2πkLfx2t+θLx2(2) (9)
φtx2=2π{(kL+m)n/(n-1)}fx2t+θLmx2(2) (10)
φv2=2π{(kL+m)/(n-1)}fx2t+θLVx2(2) (10a)
高周波数の場合は、kLをkHに変更するだけの違いなので、ここではkLをkに置き換えて説明することにする。これらの式から、デジタル制御発振器DCOと分周器18の出力に必要とされる周波数は1つのkに対し、kfx2、{(k+m)n/(n-1)}fx2、{(k+m)/(n-1)}fx2の3つであることが分かる。装置2の参照クロックの周波数はfx2なので、k×p、{(k+m)n/(n-1)}×p、{(k+m)/(n-1)}×pが整数となるpを求めればよい。この時、タイミング信号thは、デジタル制御発振器DCOの出力と分周器18の出力に必要とされるすべての信号の周期の、公倍数の周期の信号となる。kが複数ある場合はその分だけ必要とされる周波数の数が増えることになる。
{(k+m)n/(n-1)}fx2=19328/7または19336/7
{(k+m)/(n-1)}fx2=2416/7または2422/7
であるので、2411/32×p, 2417/32×p, 19328/7/32×p, 19336/7/32×p, 2416/7/32×p, 2422/7/32×pのすべてが整数となるpを求めればよい。p=224とすると、それぞれの値は16877、16919、19328、19336、2416、2422とすべて整数になり、かつこれらの最小公約数は1である。よってpは224の倍数であればよく、pの最小値は224である。
図12は時間taにおいて、式(4)、式(6)、式(6a)、式(9)、式(10)、式(10a)で表された信号の位相が0と異なる例を示している。この場合も、例えば(4)式で表された信号の位相をそれぞれθa、θb、θcとすると、常にθa=θb=θcが成り立ち、図12はこの様子を示している。このことは他の式についても同様である。すなわち、thの立ち上がり時間で観測した各式における位相は立ち上がり時間によらず常に別の立ち上がり時間における位相と同じ値になることが、図12から直感的にも理解できるだろう。この性質は異なる時間の位相の比較に利用することができる。
上述したように、位相差ΔθLTT1、ΔθLTT2、ΔθHTT1、ΔθHTT2は、装置1,2のそれぞれにおいて、受信区間を挟んだ2つの送信区間の各RF信号同士の位相差であり、これらを第1の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図7および図8から明らかなように、以下で説明する期間における装置1での取得位相もしくは装置2での取得位相の位相差から求めることができる。
ΔθLTT1は低周波数における期間34と期間1の間の装置1での取得位相の差。
ΔθLTT2は低周波数における期間23と期間1の間の装置2での取得位相の差。
ΔθHTT1は高周波数における期間34と期間1の間の装置1での取得位相の差。
ΔθHTT2は高周波数における期間23と期間1の間の装置2での取得位相の差。
上述したように、位相差ΔθLRR2、ΔθHRR2は送信区間を挟んだ2つの受信区間の各RF信号同士の位相差であり、これらを第2の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図7および図8から明らかなように、以下で説明する期間における装置2での取得位相の位相差から求めることができる。
ΔθLRR2は低周波数における期間34と期間12の間の装置2での取得位相の差。
ΔθHRR2は高周波数における期間34と期間12の間の装置2での取得位相の差。
上述したように、位相差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2は連続する送信区間と受信区間の各RF信号同士の位相差であり、これらを第3の位相差と呼んでいる。これらの位相差は図7および図8から明らかなように、以下で説明する期間における装置1での取得位相もしくは装置2での取得位相の位相差から求めることができる。
ΔθLTR1は低周波数における期間23と期間1の間の装置1での取得位相の差。
ΔθLTR2は低周波数における期間12と期間1の間の装置2での取得位相の差。
ΔθHTR1は高周波数における期間23と期間1の間の装置1での取得位相の差。
ΔθHTR2は高周波数における期間12と期間1の間の装置2での取得位相の差。
上述したように、ΔθLHx1、ΔθLHx2は、低周波数と高周波数の最初の送信区間のRF信号同士の位相差であり、これらを第4の位相差と呼んでいる。これらの位相差はこれまでの説明から明らかなように以下で説明する期間における装置1での取得位相もしくは装置2での取得位相の位相差から求めることができる。
ΔθLHx1は高周波数における期間1と低周波数における期間1の間の装置1での取得位相の差。
ΔθLHx2は高周波数における期間1と低周波数における期間1の間の装置2での取得位相の差。
上記(36)式中のθLSUMは、上記(42)式に示すように、第1~第4の位相差を用いて算出可能である。同様に、上記(36)式中のθHSUMについても、上記(48)式に示すように、第1~第4の位相差を用いて算出可能である。すなわち、θLSUM,θHSUMは基準時刻位相の変動量で補正された値として求められる。位相計算器phscalc2は、算出したθLSUM,θHSUMを演算器dcalc2に出力する。演算器dcalc2は、位相計算器phscalc2の出力と信号S9とから、上記(36)式の演算により遅延τRを求め、更に、距離Rを算出する。
Claims (3)
- 参照クロックに基づいて、前記参照クロックの周波数と希望発振出力周波数との比である周波数制御データを用いて複数種類の局部発振信号を生成する完全デジタル位相同期回路を有し、位相検出の対象となる入力された信号を前記局部発振信号及び前記参照クロックから生成された信号により周波数変換を行った後に前記入力された信号の位相を検出する装置に対して前記局部発振信号を与える局部発振器と、
前記完全デジタル位相同期回路に含まれる位相積分器の出力を所定のタイミングで取り込んで出力する位相検出器と、
前記位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記入力された信号を周波数変換する際に前記局部発振信号の周波数変更により変動する初期位相あるいは基準時刻位相を補正する位相計算器と
を具備し、
前記完全デジタル位相同期回路は、前記局部発振信号の波数をカウントするカウンタと、前記局部発振信号と前記参照クロックとの位相差を求める時間デジタル変換器と、前記参照クロック毎に前記周波数制御データを積算する前記位相積分器と、前記位相積分器の出力から前記カウンタ及び前記時間デジタル変換器の出力を減算する減算器と、前記減算器が求めた位相誤差に基づいて前記局部発振信号を出力するデジタル制御発振器とを含むこと
を特徴とする、位相補正装置。 - 前記所定のタイミングは、前記複数種類の局部発振信号の周期の公倍数の周期もしくはそれらを間引いたものであることを特徴とする請求項1に記載の位相補正装置。
- キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、
少なくとも一方が移動自在な第1装置及び第2装置により取得した位相情報に基づいて前記第1装置と第2装置との間の距離を算出する算出部を有し、
前記第1装置は、
第1参照クロックに基づいて、前記第1参照クロックの周波数と希望発振出力周波数との比である周波数制御データを用いて複数種類の第1局部発振信号を生成する第1完全デジタル位相同期回路であって、前記第1局部発振信号の波数をカウントする第1カウンタと、前記第1局部発振信号と前記第1参照クロックとの位相差を求める第1時間デジタル変換器と、前記第1参照クロック毎に前記周波数制御データを積算する第1位相積分器と、前記第1位相積分器の出力から前記第1カウンタ及び前記第1時間デジタル変換器の出力を減算する第1減算器と、前記第1減算器が求めた位相誤差に基づいて前記第1局部発振信号を出力する第1デジタル制御発振器とを含む前記第1完全デジタル位相同期回路と、
前記第1完全デジタル位相同期回路を有し、前記第1局部発振信号を出力する第1局部発振器と、
前記第1局部発振器の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号を直接変調方式により送信する第1送信器と、
前記第1局部発振器の出力を用いて2つ以上の第2キャリア信号をスライディングIF方式により受信する第1受信器と、
前記第1完全デジタル位相同期回路に含まれる前記第1位相積分器の出力を第1の所定のタイミングで取り込んで出力する第1位相検出器と、
前記第1位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記第2キャリア信号を周波数変換する際に前記第1局部発振信号の周波数変更により変動する初期位相あるいは基準時刻位相を補正する第1位相計算器とを具備し、
前記第2装置は、
第2参照クロックに基づいて、前記第2参照クロックの周波数と希望発振出力周波数との比である周波数制御データを用いて複数種類の第2局部発振信号を生成する第2完全デジタル位相同期回路であって、前記第2局部発振信号の波数をカウントする第2カウンタと、前記第2局部発振信号と前記第2参照クロックとの位相差を求める第2時間デジタル変換器と、前記第2参照クロック毎に前記周波数制御データを積算する第2位相積分器と、前記第2位相積分器の出力から前記第2カウンタ及び前記第2時間デジタル変換器の出力を減算する第2減算器と、前記第2減算器が求めた位相誤差に基づいて前記第2局部発振信号を出力する第2デジタル制御発振器とを含む前記第2完全デジタル位相同期回路と、
前記第2完全デジタル位相同期回路を有し、前記第2局部発振信号を出力する第2局部発振器と、
前記第2局部発振器の出力を用いて2つ以上の第2キャリア信号を直接変調方式により送信する第2送信器と、
前記第2局部発振器の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号をスライディングIF方式により受信する第2受信器と、
前記第2完全デジタル位相同期回路に含まれる前記第2位相積分器の出力を第2の所定のタイミングで取り込んで出力する第2位相検出器と、
前記第2位相検出器から出力される値を所定のタイミングで複数回取り込んでそれらの差を用いて前記第1キャリア信号を周波数変換する際に前記第2局部発振信号の周波数変更により変動する初期位相あるいは基準時刻位相を補正する第2位相計算器とを具備し、
前記算出部は、前記第1及び第2受信器による前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果と、前記第1及び第2位相計算器で求めた補正された位相に基づいて前記距離の算出を行う測距装置。
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