JP7131960B2 - Radar device and interference wave detection method - Google Patents
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Description
本発明は、物標を検出するレーダ装置及びこのレーダ装置で用いられる干渉波検出方法に関する。 The present invention relates to a radar system for detecting targets and an interference wave detection method used in this radar system.
物標を検出するレーダ装置として、ＦＣＭ方式のレーダ装置が知られている。ＦＣＭ方式のレーダ装置は、送信信号を送信波として出力し、送信波が物標で反射した反射波を受信する。ＦＣＭ方式のレーダ装置は、送信信号と、反射波から取得される受信信号とからビート信号を生成し、その生成したビート信号に２次元ＦＦＴを施す。 An FCM type radar device is known as a radar device for detecting a target. An FCM radar device outputs a transmission signal as a transmission wave, and receives a reflected wave of the transmission wave reflected by a target. An FCM radar apparatus generates a beat signal from a transmission signal and a reception signal obtained from a reflected wave, and applies two-dimensional FFT to the generated beat signal.
ＦＣＭ方式のレーダ装置は、ビート信号の周波数に基づいて物標との距離を求め、ビート信号の位相変化に基づいて物標との相対速度を求める。ＦＣＭ方式のレーダ装置は、距離と相対速度とを分離して求めることができるため、より高精度な物標検出が可能になると期待されている。 An FCM radar apparatus obtains the distance to a target based on the frequency of the beat signal, and obtains the relative velocity to the target based on the phase change of the beat signal. Since the FCM radar device can obtain the distance and the relative velocity separately, it is expected that the target can be detected with higher accuracy.
例えば、特許文献１には、自動車等の車両に搭載されるＦＣＭ方式のレーダ装置が開示されている。
For example,
レーダ装置は、反射波だけでなく、他のレーダ装置から送信された送信波を受信する。例えば、レーダ装置が自動車等の車両に搭載される場合、このレーダ装置は、対向車線を走行する車両に搭載された他のレーダ装置からの送信波を受信する。他のレーダ装置からの送信波は、物標の検出に寄与しない干渉波であるため、レーダ装置は、受信波に含まれる干渉波を反射波と区別する必要がある。 Radar devices receive not only reflected waves but also transmission waves transmitted from other radar devices. For example, when a radar device is mounted on a vehicle such as an automobile, this radar device receives transmission waves from other radar devices mounted on vehicles traveling in opposite lanes. Since the transmitted waves from other radar devices are interference waves that do not contribute to the detection of the target, the radar device needs to distinguish the interference waves included in the received waves from the reflected waves.
しかし、一のレーダ装置及び他のレーダ装置が、同じ中心周波数及び同じ送信タイミングで送信波を出力する場合がある。この場合、一のレーダ装置は、受信波に含まれる反射波と、干渉波（他のレーダからの送信波）とを区別することができない。 However, one radar device and another radar device may output transmission waves with the same center frequency and the same transmission timing. In this case, one radar device cannot distinguish between reflected waves contained in received waves and interference waves (transmitted waves from other radars).
そこで、本発明は、上記問題点に鑑み、送信波の周波数帯域が重複した場合であっても、反射波と干渉波とを区別することができる技術を提供することを課題とする。 Therefore, in view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a technique capable of distinguishing between reflected waves and interference waves even when the frequency bands of transmission waves overlap.
上記課題を解決するために、第１の発明は、信号生成部と、位相変化部と、逆位相変化部と、信号処理部と、干渉波検出部とを含むレーダ装置である。信号生成部は、送信信号を生成する。位相変化部は、信号生成部により生成された送信信号に周期的な位相変化を与え、周期的な位相変化を与えられた送信信号を送信アンテナに供給する。逆位相変化部は、周期的な位相変化と逆の位相変化を、受信アンテナにより取得された受信信号に与える。信号処理部は、逆の位相変化が与えられた受信信号を処理して、パワースペクトルを生成する。干渉波検出部は、所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークが信号処理部により生成されたパワースペクトルに含まれるか否かを判断する。 In order to solve the above problems, a first invention is a radar apparatus that includes a signal generation section, a phase change section, a reverse phase change section, a signal processing section, and an interference wave detection section. The signal generator generates a transmission signal. The phase changer applies a periodic phase change to the transmission signal generated by the signal generator, and supplies the transmission signal with the periodic phase change to the transmission antenna. The reverse phase change section applies a phase change opposite to the periodic phase change to the received signal obtained by the receiving antenna. A signal processing unit processes the received signal given the opposite phase change to generate a power spectrum. The interference wave detector determines whether or not at least two peaks satisfying a predetermined positional relationship are included in the power spectrum generated by the signal processor.
第１の発明によれば、位相変化部は、信号生成部により生成された送信信号の位相を周期的に変化することにより、仮想的なドップラシフト周波数を含む送信信号を生成する。従って、送信アンテナから送信される送信波は、仮想的なドップラ周波数を含む。 According to the first invention, the phase changer periodically changes the phase of the transmission signal generated by the signal generator to generate a transmission signal containing a virtual Doppler shift frequency. Therefore, the transmission wave transmitted from the transmission antenna contains a virtual Doppler frequency.
受信アンテナにより取得された受信信号は、反射信号と、干渉信号とを含む。反射信号は、送信アンテナから送信された送信波が物標で反射した反射波に由来し、送信アンテナから送信された送信波に含まれるドップラシフト周波数を含む。干渉信号は、別のレーダ装置からの送信波に由来する。逆位相変化部が受信アンテナにより取得された受信信号に逆の位相変化を与えることにより、反射信号に含まれる仮想的なドップラシフト周波数は打ち消され、干渉信号には仮想的なドップラシフト周波数を含む。 A received signal acquired by the receiving antenna includes a reflected signal and an interference signal. The reflected signal is derived from the reflected wave of the transmitted wave transmitted from the transmitting antenna and reflected by the target, and includes the Doppler shift frequency included in the transmitted wave transmitted from the transmitting antenna. The interfering signal originates from a transmission from another radar device. The anti-phase changing unit imparts a reverse phase change to the received signal acquired by the receiving antenna, thereby canceling out the virtual Doppler-shifted frequency contained in the reflected signal and containing the virtual Doppler-shifted frequency in the interference signal. .
受信アンテナにより取得された受信信号が干渉信号を含む場合、パワースペクトルは、所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークを含む。従って、干渉波検出部は、パワースペクトルが所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークを含むか否かを判断することによって、反射波と干渉波とを区別することができる。 If the received signal acquired by the receiving antenna contains an interfering signal, the power spectrum contains at least two peaks satisfying a predetermined positional relationship. Therefore, the interference wave detector can distinguish between the reflected wave and the interference wave by determining whether or not the power spectrum includes at least two peaks satisfying a predetermined positional relationship.
第２の発明は、第１の発明であって、信号処理部は、受信アンテナにより取得された受信信号から２次元パワースペクトルを生成する。 A second invention is the first invention, wherein the signal processing unit generates a two-dimensional power spectrum from the received signal acquired by the receiving antenna.
第２の発明は、ＦＣＭ方式のレーダ装置に用いられる。 The second invention is used in an FCM radar system.
第３の発明は、第２の発明であって、２次元パワースペクトルは、レーダ装置から見た物標の相対速度に相当する速度軸、を含む。干渉波検出部は、少なくとも２つピークが速度軸の方向に並び、かつ、少なくとも２つのピークの間隔が周期的な位相変化から導かれる複数の周波数の差に対応する場合、少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する。 A third invention is the second invention, wherein the two-dimensional power spectrum includes a velocity axis corresponding to the relative velocity of the target viewed from the radar device. The interference wave detector detects at least two peaks when the at least two peaks are aligned in the direction of the velocity axis and the interval between the at least two peaks corresponds to a plurality of frequency differences derived from periodic phase changes. Detected as an interference wave peak.
第３の発明によれば、別のレーダ装置が周期的な位相変化を含まない送信波を送信する場合、別のレーダ装置にから送信された送信波に由来するピークを干渉波ピークとして検出することができる。 According to the third invention, when another radar device transmits a transmission wave that does not contain a periodic phase change, a peak derived from the transmission wave transmitted from the other radar device is detected as an interference wave peak. be able to.
第４の発明は、第２の発明であって、受信アンテナにより取得された受信信号は、干渉信号を含む。干渉信号は、レーダ装置とは別のレーダ装置から送信された送信波に由来する。干渉信号は、周期的な位相変化と異なる位相変化、を含む。２次元パワースペクトルは、レーダ装置から見た物標の相対速度に相当する速度軸、を含む。干渉波検出部は、少なくとも２つピークが速度軸の方向に並び、かつ、少なくとも２つのピークの間隔が異なる位相変化から導かれる複数の周波数の差に対応する場合、少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する。 A fourth invention is the second invention, wherein the received signal acquired by the receiving antenna includes an interference signal. The interference signal originates from a transmission wave transmitted from a radar device different from the radar device. The interfering signal includes periodic phase changes and different phase changes. The two-dimensional power spectrum includes a velocity axis corresponding to the relative velocity of the target viewed from the radar device. The interference wave detector detects at least two peaks as an interference wave when at least two peaks are aligned in the direction of the velocity axis and the intervals between the at least two peaks correspond to a plurality of frequency differences derived from different phase changes. Detect as a peak.
第４の発明によれば、別のレーダ装置が、位相変化部が与える周期的な位相変化と異なる位相変化を含む送信波を含む場合であっても、別のレーダ装置にから送信された送信波に由来するピークを干渉波ピークとして検出することができる。 According to the fourth aspect, even if the other radar device includes a transmission wave including a phase change different from the periodic phase change given by the phase changer, the transmission transmitted from the other radar device Wave-derived peaks can be detected as interfering wave peaks.
第５の発明は、第３又は第４の発明であって、干渉波検出部は、少なくとも２つのピークの各々のパワーが所定範囲内にある場合、少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する。 A fifth invention is the third or fourth invention, wherein the interference wave detector detects at least two peaks as interference wave peaks when the power of each of the at least two peaks is within a predetermined range. .
第５の発明によれば、複数のピークが別のレーダ装置から送信される送信波に由来する場合、２つのピークのパワーが所定範囲内に収まることを利用して、干渉波を検出することができる。従って、干渉波ピークの検出精度を向上することができる。 According to the fifth aspect of the invention, when a plurality of peaks are derived from transmission waves transmitted from another radar device, interference waves are detected by utilizing the fact that the power of two peaks falls within a predetermined range. can be done. Therefore, it is possible to improve the detection accuracy of the interference wave peak.
第６の発明は、第２～第５のいずれかの発明であって、信号生成部により生成された送信信号は、複数のチャープ信号を含む。位相変化部は、予め設定された位相加算パターンに基づいて、複数のチャープ信号の各々の位相を変化させる。位相加算パターンにおいて、Ｋ（Ｋは３以上の自然数）個のチャープ信号を１単位としてＫ個のチャープ信号の各々に加算すべき位相加算量が設定されている。 A sixth invention is any one of the second to fifth inventions, wherein the transmission signal generated by the signal generator includes a plurality of chirp signals. The phase changing section changes the phase of each of the plurality of chirp signals based on a preset phase addition pattern. In the phase addition pattern, a phase addition amount to be added to each of K chirp signals is set, with K (K is a natural number of 3 or more) chirp signals as one unit.
第６の発明によれば、位相加算パターンは、Ｋ個のチャープ信号の各々に加算すべき位相加算量の周期性を規定する。従って、位相加算パターンに設定された位相加算量を複数のチャープ信号の各々に加算することにより、仮想的なドップラシフト周波数を送信信号に付加することができる。 According to the sixth invention, the phase addition pattern defines the periodicity of the phase addition amount to be added to each of the K chirp signals. Therefore, by adding the phase addition amount set in the phase addition pattern to each of the plurality of chirp signals, a virtual Doppler shift frequency can be added to the transmission signal.
第７の発明は、第６の発明であって、位相加算パターンに設定された位相加算量は、複数の基本パターンに設定された位相加算量の合成位相である。複数の基本パターンにおける位相加算量は、時間の経過とともに増加する。 A seventh invention is the sixth invention, wherein the phase addition amount set in the phase addition pattern is a synthesized phase of the phase addition amounts set in the plurality of basic patterns. The amount of phase addition in a plurality of basic patterns increases over time.
第７の発明によれば、複数の仮想的なドップラシフト周波数を送信信号に付加することができる。これにより、受信信号が別のレーダ装置からの送信波に由来する干渉信号を含む場合、干渉信号に由来する少なくとも２つのピークを含むパワースペクトルを取得することができる。従って、干渉波ピークの検出精度をさらに向上させることができる。 According to the seventh invention, a plurality of virtual Doppler shift frequencies can be added to the transmission signal. As a result, when the received signal contains an interference signal originating from a transmission wave from another radar device, a power spectrum containing at least two peaks originating from the interference signal can be acquired. Therefore, it is possible to further improve the detection accuracy of the interference wave peak.
第８の発明は、第７又は第８の発明であって、基本加算量が、３６０°をＫで除した値である場合、複数の基本パターンの各々において、第Ｍチャープ信号に加算される位相加算量と第Ｍ＋１チャープ信号に加算される位相加算量との差は、基本加算量の倍数である。Ｍは、１以上Ｋ－１以下の自然数である。 An eighth invention is the seventh or eighth invention, wherein when the basic addition amount is a value obtained by dividing 360° by K, each of the plurality of basic patterns is added to the M-th chirp signal The difference between the phase addition amount and the phase addition amount added to the M+1th chirp signal is a multiple of the basic addition amount. M is a natural number between 1 and K−1.
第８の発明によれば、複数の仮想的なドップラシフト周波数の間隔を一定にすることができる。第８の発明に係るレーダ装置からの送信波に対して２次元フーリエ変換を行った場合、一定の間隔で配置された複数のピークを検出することができる。別のレーダ装置は、第８の発明に係るレーダ装置からの送信波を受信した場合、周期性を有するピークを干渉波ピークとして容易に特定することができる。 According to the eighth invention, it is possible to make the intervals between the plurality of virtual Doppler shift frequencies constant. When two-dimensional Fourier transform is performed on the transmission wave from the radar device according to the eighth invention, a plurality of peaks arranged at regular intervals can be detected. When another radar device receives the transmission wave from the radar device according to the eighth invention, it can easily identify the peak having periodicity as the interference wave peak.
第９の発明は、第２～第８のいずれかの発明であって、逆位相変化部は、受信アンテナにより取得された受信信号と周期的な位相変化を与えられた送信信号とをミキシングしてビート信号を生成するミキサである。信号処理部は、フーリエ変換部を含む。フーリエ変換部は、逆位相変化部により生成されたビート信号に対してフーリエ変換を行う。 A ninth invention is the invention according to any one of the second to eighth inventions, wherein the opposite phase changing section mixes the received signal acquired by the receiving antenna and the transmission signal to which the periodic phase change is applied. It is a mixer that generates a beat signal using The signal processing section includes a Fourier transform section. The Fourier transform section Fourier transforms the beat signal generated by the anti-phase change section.
第９の発明によれば、簡易な構成で、反射信号に含まれる仮想的なドップラシフト周波数を打ち消すことができる。 According to the ninth invention, the virtual Doppler shift frequency contained in the reflected signal can be canceled with a simple configuration.
第１０の発明は、第２～第８のいずれかの発明であって、さらに、ミキサを備える。ミキサは、受信アンテナにより取得された受信信号と信号生成部により生成された送信信号とをミキシングしてビート信号を生成する。逆位相変化部は、逆の位相変化をミキサにより生成されたビート信号に与える。信号処理部は、フーリエ変換部を含む。フーリエ変換部は、逆の位相変化が与えられたビート信号に対してフーリエ変換を行う。 A tenth invention is any one of the second to eighth inventions, further comprising a mixer. The mixer mixes the received signal acquired by the receiving antenna and the transmitted signal generated by the signal generator to generate a beat signal. The anti-phase change section applies an anti-phase change to the beat signal generated by the mixer. The signal processing section includes a Fourier transform section. The Fourier transform section performs Fourier transform on the beat signal given the opposite phase change.
第１１の発明は、第２～第８のいずれかの発明であって、さらに、ミキサを備える。ミキサは、受信アンテナにより取得された受信信号と信号生成部により生成された送信信号とをミキシングしてビート信号を生成する。信号処理部は、第１フーリエ変換部と、逆位相変化部と、第２フーリエ変換部とを備える。第１フーリエ変換部は、ビート信号に対して１回目のフーリエ変換を行うことによりビート信号に対応する複数のスペクトル情報を生成する。逆位相変化部は、逆の位相変化を第１フーリエ変換部により生成された複数のスペクトル情報に与える。第２フーリエ変換部は、逆の位相変化が与えられた複数のスペクトル情報に対して２回目のフーリエ変換を行う。 An eleventh invention is any one of the second to eighth inventions, further comprising a mixer. The mixer mixes the received signal acquired by the receiving antenna and the transmitted signal generated by the signal generator to generate a beat signal. The signal processing section includes a first Fourier transform section, a reverse phase change section, and a second Fourier transform section. The first Fourier transform unit generates a plurality of spectral information corresponding to the beat signal by performing a first Fourier transform on the beat signal. The opposite phase changing section applies opposite phase changes to the plurality of spectral information generated by the first Fourier transforming section. The second Fourier transform section performs a second Fourier transform on a plurality of pieces of spectrum information given reverse phase changes.
第１０及び第１１の発明によれば、周期的な位相変化が与えられた送信信号をミキサに供給できない場合であっても、反射信号に含まれる仮想的なドップラシフト周波数を打ち消すことができる。 According to the tenth and eleventh inventions, even if the transmission signal with the periodic phase change cannot be supplied to the mixer, the virtual Doppler shift frequency contained in the reflected signal can be canceled.
第１２の発明は、第１～第１０のいずれかの発明であって、さらに、送信制御部を備える。送信制御部は、干渉波検出部により干渉波ピークが検出された場合、送信アンテナにより送信される送信波の中心周波数又は送信期間を変更する。 A twelfth invention is any one of the first to tenth inventions, further comprising a transmission control section. The transmission control section changes the center frequency or the transmission period of the transmission wave transmitted by the transmission antenna when the interference wave peak is detected by the interference wave detection section.
第１２の発明によれば、受信信号が、別のレーダ装置からの送信波に由来する干渉信号を含むことを防ぐことができる。これにより、パワースペクトルに干渉波ピークが現れることを防ぐことができるため、物標の検出精度を向上させることができる。 According to the twelfth invention, it is possible to prevent the received signal from including an interference signal originating from a transmission wave from another radar device. As a result, it is possible to prevent interference wave peaks from appearing in the power spectrum, thereby improving target detection accuracy.
第１３の発明は、ａ）ステップと、ｂ）ステップと、ｃ）ステップと、ｄ）ステップと、ｅ）ステップとを備える干渉波検出方法である。ａ）ステップは、送信信号を生成する。ｂ）ステップは、生成された送信信号に周期的な位相変化を与え、周期的な位相変化を与えられた送信信号を送信アンテナに供給する。ｃ）ステップは、周期的な位相変化と逆の位相変化を、受信アンテナにより取得された受信信号に与える。ｄ）ステップは、逆の位相変化が与えられた受信信号を処理して、パワースペクトルを生成する。ｅ）ステップは、所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークが生成されたパワースペクトルに含まれるか否かを判断する。 A thirteenth aspect of the invention is an interference wave detection method comprising a) step, b) step, c) step, d) step, and e) step. The step a) generates a transmission signal. The step b) imparts periodic phase variations to the generated transmission signal and supplies the periodic phase-varied transmission signal to a transmission antenna. Step c) imparts a phase change opposite to the periodic phase change to the received signal obtained by the receive antenna. Step d) processes the received signal given the opposite phase change to generate a power spectrum. The step e) determines whether the generated power spectrum contains at least two peaks satisfying a predetermined positional relationship.
第１３の発明は、第１の発明に係るレーダ装置に用いられる。 A thirteenth invention is used in the radar device according to the first invention.
本発明によれば、送信波の周波数帯域が重複した場合であっても、反射波と干渉波とを区別することができる。 According to the present invention, reflected waves and interference waves can be distinguished even when the frequency bands of transmission waves overlap.
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The same reference numerals are given to the same or corresponding parts in the drawings, and the description thereof will not be repeated.
［第１の実施の形態］
｛１．２台のレーダ装置の位置関係｝
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るレーダ装置１００の構成を示す機能ブロック図である。レーダ装置１００は、ドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信波ＰＶＷ１として出力し、送信波ＰＶＷ１が物標で反射した反射波を含む受信波ＲＷを受信する。ドップラ送信信号ＰＶＳ１は、送信信号ＴＳ１に仮想的なドップラシフト周波数を付加した信号である。レーダ装置１００は、受信波ＲＷに含まれる反射波を用いて物標を検出する。
[First embodiment]
{1. Positional relationship between two radar devices}
FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of a
図２は、図１に示すレーダ装置１００と他のレーダ装置２００との位置関係の一例を示す図である。図２を参照して、レーダ装置１００は、車両１Ａに搭載される。レーダ装置１００は、車両１Ａの前端面に設置され、送信波ＰＶＷ１を車両１Ａの前方に照射する。送信波ＰＶＷ１が車両２Ａで反射した反射波ＲＦＬは、レーダ装置１００の受信アンテナ１３により受信された場合、受信アンテナ１３により反射信号ＲＦＳに変換される。レーダ装置１００は、反射信号ＲＦＳを用いて車両２Ａを検出する。
FIG. 2 is a diagram showing an example of the positional relationship between the
以下の説明において、車両１Ａの「前方」とは、車両１Ａの直進進行方向であって、運転席からステアリングに向かう方向である。車両１Ａの「後方」とは、車両１Ａの直進進行方向であって、ステアリングから運転席に向かう方向である。車両１Ａの「左方」とは、車両１Ａの直進進行方向及び鉛直方向に垂直な方向であって、車両１Ａの前方を基準として左方向である。車両１Ａの「右方」とは、車両１Ａの直進進行方向及び鉛直方向に垂直な方向であって、車両１Ａの前方を基準として右方向である。車両２Ａの方向は、車両１Ａと同様に定義される。
In the following description, the "front" of the
車両１Ａは、片側１車線の対面通行式の道路を走行している。車両２Ａは、車両１Ａが走行する車線と別の車線において、車両１Ａと反対方向に走行している。車両２Ａは、レーダ装置２００を搭載する。車両２Ａが、本実施の形態における物標である。
The
レーダ装置２００は、レーダ装置１００と同じ構成を有し、車両２Ａの前端面に設置される。レーダ装置２００は、ドップラ送信信号ＰＶＳ２を生成し、その生成したドップラ送信信号ＰＶＳ２を送信波ＰＶＷ２として出力する。送信波ＰＶＷ２は、車両２Ａの前方に照射される。送信波ＰＶＷ２の中心周波数は、送信波ＰＶＷ１の中心周波数と同じである。また、送信波ＰＶＷ２は、レーダ装置１００の受信アンテナ１３により受信された場合、受信アンテナ１３により干渉信号ＩＳに変換される。
The
以下、レーダ装置２００に関して、レーダ装置１００と同じ内容の説明を省略する。
In the following, regarding the
｛２．ＦＣＭ方式を用いた物標検出の概略｝
レーダ装置１００は、ＦＣＭ（Fast Chirp Modulation）方式で物標を検出する。ＦＣＭ方式は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式で必要なアップピークとダウンピークのペアリング処理が不要であることから、誤ペアリングによる物標の誤認識という問題が発生しない。従って、ＦＣＭ方式は、ＦＭＣＷ方式に比べてより正確な物標検出が期待される。
{2. Outline of target detection using FCM method}
The
ここで、ＦＣＭ方式のレーダ装置における、距離と相対速度の算出方法について簡単に説明する。レーダ装置は、のこぎり波状のチャープ信号を生成し、その生成したチャープ信号をＦＭＣＷ方式と比べて短い周期で送信する。レーダ装置は、受信波を受信し、送信信号とこの受信波から得られる受信信号とをミキシングすることによりビート信号を生成する。レーダ装置は、その生成したビート信号に対して２次元ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を施す。レーダ装置は、２次元ＦＦＴにより得られた２次元パワースペクトルに現れたピークに基づいて、レーダ装置から物標までの距離と、レーダ装置から見た物標の相対速度を取得する。 Here, a method for calculating the distance and the relative velocity in the FCM radar device will be briefly described. The radar device generates a sawtooth chirp signal and transmits the generated chirp signal at a shorter cycle than in the FMCW system. A radar device receives a received wave and generates a beat signal by mixing a transmitted signal and a received signal obtained from the received wave. The radar device applies two-dimensional FFT (Fast Fourier Transform) to the generated beat signal. The radar system acquires the distance from the radar system to the target and the relative velocity of the target viewed from the radar system based on the peaks appearing in the two-dimensional power spectrum obtained by the two-dimensional FFT.
物標までの距離の取得についてさらに説明する。レーダ装置から物標までの距離が長くなるほど、送信信号に対する受信信号の時間遅延が大きくなるため、ビート信号の周波数は、物標までの距離に比例する。そのため、ビート信号に対して１回目のＦＦＴを施すことにより、物標までの距離に対応する周波数の位置にピークが出現する。１回目のＦＦＴは、所定の周波数間隔で設定された周波数ポイント（以下、レンジビンという場合がある）ごとに受信レベルや位相情報を抽出するため、正確には物標までの距離に対応する周波数のレンジビンにピークが出現する。つまり、１回目のＦＦＴにおいてピーク周波数を検出することで物標までの距離を求めることができる。 Acquisition of the distance to the target will be further described. As the distance from the radar system to the target increases, the time delay of the received signal with respect to the transmitted signal increases, so the frequency of the beat signal is proportional to the distance to the target. Therefore, by performing the first FFT on the beat signal, a peak appears at the position of the frequency corresponding to the distance to the target. Since the first FFT extracts the reception level and phase information for each frequency point (hereinafter sometimes referred to as range bin) set at a predetermined frequency interval, precisely the frequency corresponding to the distance to the target is obtained. A peak appears in the range bin. That is, the distance to the target can be obtained by detecting the peak frequency in the first FFT.
相対速度の算出について説明する。レーダ装置は、ビート信号に含まれるドップラシフト周波数を検出することにより、相対速度を取得する。物標の相対速度が０ｋｍ／ｈである場合、受信信号は、ドップラシフト周波数を含まない。この場合、ビート信号の位相は全て同じになる。一方、物標の相対速度が０ｋｍ／ｈでない場合、受信信号は、相対速度に応じたドップラシフト周波数を含む。この場合、ビート信号は、ドップラシフト周波数に応じた位相情報を有する。従って、１回目のＦＦＴにより得られたビート信号のパワースペクトルを時系列に並べて２回目のＦＦＴを行うことにより、ドップラシフト周波数に応じた位置にピークが出現する。２回目のＦＦＴは、速度分解能に応じた所定の周波数間隔で設定された周波数ポイント（以下、速度ビンという場合がある）ごとに位相情報を抽出するため、ドップラシフト周波数に対応する速度ビンの位置にピークが出現する。このように、２回目のＦＦＴで得られるピークの周波数に基づいて、相対速度を求めることができる。 Calculation of the relative velocity will be described. The radar device obtains the relative velocity by detecting the Doppler shift frequency contained in the beat signal. If the relative velocity of the target is 0 km/h, the received signal does not contain the Doppler shift frequency. In this case, all beat signals have the same phase. On the other hand, if the relative velocity of the target is not 0 km/h, the received signal contains a Doppler shift frequency corresponding to the relative velocity. In this case, the beat signal has phase information according to the Doppler shift frequency. Therefore, by arranging the power spectrum of the beat signal obtained by the first FFT in time series and performing the second FFT, a peak appears at a position corresponding to the Doppler shift frequency. Since the second FFT extracts phase information for each frequency point (hereinafter sometimes referred to as velocity bin) set at a predetermined frequency interval according to the velocity resolution, the position of the velocity bin corresponding to the Doppler shift frequency A peak appears at . Thus, the relative velocity can be obtained based on the peak frequency obtained by the second FFT.
｛３．レーダ装置１００の構成｝
図１を参照して、レーダ装置１００は、送信部１１と、送信アンテナ１２と、複数の受信アンテナ１３と、複数の受信部１４と、信号処理部１５と、干渉波検出部１６と、物標データ生成部１７と、メモリ１８とを備える。本実施の形態では、レーダ装置１００は、４つの受信アンテナ１３と４つの受信部１４とを備えている。受信アンテナ１３と受信部１４とは１対１で対応する。
{3. Configuration of radar device 100}
Referring to FIG. 1,
送信部１１は、仮想的なドップラシフト周波数が付加されたドップラ送信信号ＰＶＳ１を生成し、その生成したドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信アンテナ１２に供給する。送信アンテナ１２は、送信部１１から受けたドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信波ＰＶＷ１として送信する。従って、送信波ＰＶＷ１は、仮想的なドップラシフト周波数を含む。
The
図３は、図１に示す送信部１１の構成を示す機能ブロック図である。図３を参照して、送信部１１は、送信制御部１１１と、信号生成部１１２と、位相変化部１１３とを備える。図３において、小括弧で括られている符号は、レーダ装置２００が備える送信部２１の構成要素を示す。
FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of the transmitting
送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１の送信期間及び中心周波数を決定する。また、送信制御部１１１は、図１に示すパターンテーブル３１に記録されている複数の位相加算パターンの中から、位相変化部１１３が使用する位相加算パターンを決定する。
The
信号生成部１１２は、送信制御部１１１により決定された送信期間において、送信信号ＴＳ１を生成する。送信信号ＴＳ１は、複数のチャープ信号を含む。送信信号ＴＳ１の周期は、例えば、数十μｓｅｃである。信号生成部１１２は、スイープ信号生成部１１５と、発振器１１６とを備える。
The
スイープ信号生成部１１５は、波形がのこぎり状である電圧信号をスイープ信号として生成する。スイープ信号において、電圧は、基準電圧から時間の経過とともに一定の割合で増加し、送信信号ＴＳ１の周期に相当する時間を経過した時点で基準電圧まで急降下する変化を繰り返す。スイープ信号の周期は、送信信号ＴＳ１の周期と同じである。
Sweep
発振器１１６は、送信制御部１１１が決定した中心周波数を有する連続波を生成する。発振器１１６は、スイープ信号生成部１１５により生成されたスイープ信号を用いて、生成した連続波を周波数変調する。これにより、送信信号ＴＳ１が生成される。発振器１１６は、生成した送信信号ＴＳ１を位相変化部１１３に出力する。
位相変化部１１３は、発振器１１６から送信信号ＴＳ１を受け、その受けた送信信号ＴＳ１に周期的な位相変化を与える。これにより、仮想的なドップラシフト周波数が送信信号ＴＳ１に付加される。つまり、位相変化部１１３は、送信信号ＴＳ１から、仮想的なドップラ周波数を含むドップラ送信信号ＰＶＳ１が生成する。具体的には、位相変化部１１３は、送信信号ＴＳ１に含まれる連続するＫ個のチャープ信号の各々の位相を、送信制御部１１１により決定された位相加算パターンに基づいて変化させる。Ｋは、３以上の自然数である。つまり、ドップラ送信信号ＰＶＳ１の位相は、Ｋ個のチャープ信号ごとに周期的に変化する。位相変化部１１３は、生成したドップラ送信信号ＰＶＳ１を、送信アンテナ１２及び後述するミキサ１４１に出力する。
なお、レーダ装置２００が備える送信部２１は、送信制御部２１１と、信号生成部２１２と、位相変化部２１３とを備える。信号生成部２１２は、スイープ信号生成部２１５と、発振器２１６とを備える。位相変化部２１３は、信号生成部２１２により生成された送信信号ＴＳ２に、仮想的なドップラシフト周波数を付加することにより、ドップラ送信信号ＰＶＳ２を生成する。位相変化部２１３は、その生成したドップラ送信信号ＰＶＳ２をレーダ装置２００の送信アンテナ（図示省略）に供給する。レーダ装置２００の送信アンテナは、位相変化部２１３から受けたドップラ送信信号ＰＶＳ２を、送信波ＰＶＷ２として送信する。従って、送信波ＰＶＷ２は、仮想的なドップラシフト周波数を含む。
The
送信部２１の構成は、位相変化部２１３が使用する位相加算パターンが、位相変化部１１３が使用する位相加算パターンと異なる点を除き、送信部１１の構成と同じである。そのため、送信部２１の構成の詳細な説明を省略する。
The configuration of
複数の受信アンテナ１３の各々は、受信波ＲＷを受信し、その受信した受信波ＲＷを受信信号ＲＳに変換する。受信波ＲＷは、反射波ＲＦＬと送信波ＰＶＷ２とを含む。
Each of the plurality of receiving
複数の受信部１４の各々は、対応する受信アンテナ１３から受信信号ＲＳを取得する。受信部１４により取得された受信信号ＲＳは、図示しないローノイズアンプで増幅される。複数の受信部１４の各々は、ミキサ１４１と、Ａ／Ｄ変換器１４２とを備える。
Each of the plurality of
ミキサ１４１は、増幅された受信信号ＲＳを、位相変化部１１３から受けたドップラ送信信号ＰＶＳ１とミキシングすることにより、ビート信号ＢＳを生成する。すなわち、ミキサ１４１は、受信アンテナ１３により取得された受信信号ＲＳに、位相変化部１１３が送信信号ＴＳ１に与えた周期的な位相変化と逆の位相変化を与える逆位相変化部として動作する。ビート信号ＢＳは、受信信号ＲＳの周波数とドップラ送信信号ＰＶＳ１の周波数との差であるビート周波数を有する。ミキサ１４１は、生成したビート信号ＢＳをＡ／Ｄ変換器１４２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１４２は、ミキサ１４１から受けたビート信号ＢＳを離散化し、その離散化されたビート信号ＢＳを信号処理部１５に出力する。
信号処理部１５は、複数の受信部１４の各々から、離散化されたビート信号ＢＳを取得し、その取得したビート信号ＢＳを処理する。信号処理部１５は、フーリエ変換部１５１を含む。
The
フーリエ変換部１５１は、複数の受信部１４の各々から取得したビート信号ＢＳに対して２次元ＦＦＴを施すことにより、２次元パワースペクトル３３を生成する。フーリエ変換部１５１は、生成した２次元パワースペクトル３３を干渉波検出部１６及び物標データ生成部１７に出力する。
The
干渉波検出部１６は、信号処理部１５から２次元パワースペクトル３３を受け、その受けた２次元パワースペクトル３３に含まれるピークの中から、少なくとも２つの干渉波ピークを検出する。具体的には、干渉波検出部１６は、２次元パワースペクトル３３に含まれる少なくとも２つのピークが所定の位置関係を満たすか否かを判断する。所定の位置関係とは、少なくとも２つのピークが速度ビンの方向に並び、かつ、これら少なくとも２つのピークの間隔が、送信波ＰＶＷ２に含まれる第１の仮想的なドップラシフト周波数と、第２の仮想的なドップラシフト周波数との差に相当することである。干渉波検出部１６は、２次元パワースペクトルが所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークを含む場合、これら少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する。干渉波検出部１６は、物標ピークを記録したピークデータ３４を物標データ生成部１７に出力する。
The interference
干渉波ピークが検出された場合、干渉波検出部１６は、検出フラグ３５をセットすることにより、干渉波ピークが検出されたことを送信制御部１１１に通知する。干渉波ピークが検出されなかった場合、干渉波検出部１６は、検出フラグ３５をクリアして、干渉波ピークが検出されなかったことを送信制御部１１１に通知する。ここで、検出フラグ３５のセットは、検出フラグ３５の値を１に変更することである。検出フラグ３５のクリアは、検出フラグ２５の値を０に変更することである。
When an interference wave peak is detected, the interference
物標データ生成部１７は、信号処理部１５から２次元パワースペクトル３３を受け、干渉波検出部１６からピークデータ３４を受ける。物標データ生成部１７は、ピークデータ３４を参照して、２次元パワースペクトル３３に含まれる物標ピークを特定する。物標データ生成部１７は、特定した物標ピークに基づいて、レーダ装置１００から物標までの距離と、レーダ装置１００を基準とした物標の相対速度とを求める。物標データ生成部１７は、求めた距離及び相対速度を含む物標データを、車両制御ＥＣＵ（Electronic Control Unit）５０に出力する。
The target
車両制御ＥＣＵ５０は、物標データ生成部１７から受けた物標データを、例えば、ＡＣＣ（Adaptive Cruise Control）やＰＣＳ（Pre-crash Safety System）に利用する。
The
メモリ１８は、不揮発性の記憶装置であり、例えば、フラッシュメモリである。メモリ１８は、パターンテーブル３１を記憶する。パターンテーブル３１は、複数の位相加算パターンを記録する。複数の位相加算パターンのいずれか１つが、送信信号ＴＳ１の位相を変化させる際に使用される。パターンテーブル３１の詳細については後述する。
The
｛４．レーダ装置１００の動作｝
｛４．１．送信波ＰＶＷ１の送信｝
図４は、レーダ装置１００により実行される送信波ＰＶＷ１の送信処理のフローチャートである。
{4. Operation of radar device 100}
{4.1. Transmission of transmission wave PVW1}
FIG. 4 is a flowchart of transmission processing of the transmission wave PVW1 executed by the
送信制御部１１１は、送信期間と、中心周波数と、位相加算パターンとを決定する（ステップＳ１１）。具体的には、送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１の初期設定（図示省略）をメモリ１８から読み出し、その読み出した初期設定に基づいて、送信期間と、中心周波数とを決定する。また、送信制御部１１１は、パターンテーブル３１に記録された複数の位相加算パターンの中から、位相変化部１１３が用いる位相加算パターンをランダムに選択する。送信制御部１１１は、決定した送信期間をスイープ信号生成部１１５に通知し、決定した中心周波数を発振器１１６に通知する。また、送信制御部１１１は、選択した位相加算パターンを位相変化部１１３に通知する。
The
スイープ信号生成部１１５は、送信制御部１１１から通知された送信期間において、スイープ信号を生成する（ステップＳ１２）。スイープ信号の周期は、予めスイープ信号生成部１１５に設定されている。スイープ信号生成部１１５は、生成したスイープ信号を発振器１１６に出力する。
The
発振器１１６は、送信制御部１１１から通知された中心周波数を有する連続波を生成する。発振器１１６は、スイープ信号生成部１１５から受けたスイープ信号を用いて、生成した連続波を周波数変調することにより、送信信号ＴＳ１を生成する（ステップＳ１３）。発振器１１６は、生成した送信信号ＴＳ１を位相変化部１１３に出力する。
位相変化部１１３は、送信制御部１１１から通知された位相加算パターンを用いて、発振器１１６から受けた送信信号ＴＳ１の位相を変化させることにより、ドップラ送信信号ＰＶＳ１を生成する（ステップＳ１４）。ステップＳ１４の詳細については、後述する。
位相変化部１１３は、生成したドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信アンテナ１２に供給する。送信アンテナ１２は、位相変化部１１３から受けたドップラ送信信号ＰＶＳ１を、送信波ＰＶＷ１として空間に出力する。
The
｛４．２．送信信号ＴＳ１の位相変化（ステップＳ１４）の詳細｝
図５は、レーダ装置１００のメモリ１８に記録されるパターンテーブル３１の一例を示す図である。
{4.2. Details of Phase Change of Transmission Signal TS1 (Step S14)}
FIG. 5 is a diagram showing an example of the pattern table 31 recorded in the
図５を参照して、パターンテーブル３１は、複数の位相加算パターンを記録している。位相加算パターンの各々は、連続する４個のチャープ信号の各々の位相に加算すべき４個の位相加算量を記録している。具体的には、位相加算パターン１において、１～４周期目の位相加算量は、３１５°、４５°、１８．４３°、及び２２５°である。位相加算パターン２において、１～４周期目の位相加算量は、３４１．５７°、３１５°、４５°、及び１３５°である。位相加算パターン３において、１～４周期目の位相加算量は、１８．４３°、１３５°、１３５°、及び１３５°である。
Referring to FIG. 5, pattern table 31 records a plurality of phase addition patterns. Each phase addition pattern records four phase addition amounts to be added to the phase of each of the four consecutive chirp signals. Specifically, in the
図６は、位相変化部１１３が位相加算パターン１を用いた場合における送信信号ＴＳ１の位相の変化を示す図である。図６を参照して、送信信号ＴＳ１は、チャープ信号Ｃ１～Ｃｎを含む。ｎは、Ｋ＋１以上の自然数である。送信期間は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間、すなわちチャープ信号Ｃ１～Ｃｎを送信する期間である。
FIG. 6 is a diagram showing changes in the phase of transmission signal TS1 when
位相加算パターン１を用いて送信信号ＴＳ１の位相を変化させる場合、位相変化部１１３は、１周期目のチャープ信号Ｃ１の位相に３１５°を加算する。続いて、位相変化部１１３は、２周期目のチャープ信号Ｃ２の位相に４５°を加算し、３周期目のチャープ信号Ｃ３の位相に１８．４３°を加算し、４周期目のチャープ信号Ｃ４の位相に２２５°を加算する。位相変化部１１３は、送信信号ＴＳ１に含まれる５周期目のチャープ信号Ｃ５の位相に、位相加算パターン１の１周期目の位相加算量である３１５°を加算する。
When the
このように、位相変化部１１３は、位相加算パターン１に記録された１～４周期目の位相を、送信信号ＴＳ１に含まれる５周期目以降のチャープ信号の位相に加算する処理を繰り返す。この結果、送信信号ＴＳ１の位相が４個のチャープ信号ごとに周期的に変化するドップラ送信信号ＰＶＳ１が生成される。
In this manner, the
｛４．３．位相加算パターンの生成方法｝
以下、パターンテーブル３１に記録されている位相加算パターンの生成方法を説明する。図７は、図５に示す位相加算パターン１～３の生成に用いられる基本パターンを示す図である。
{4.3. Generation method of phase addition pattern}
A method of generating the phase addition pattern recorded in the pattern table 31 will be described below. FIG. 7 is a diagram showing basic patterns used to generate the
送信信号ＴＳ１に含まれるチャープ信号の位相を４周期ごとに変化させる場合（Ｋ＝４である場合）、位相加算パターンは、図７に示す４個の基本パターンを組み合わせることにより生成される。第１～第４基本パターンの各々において、１～４周期目のチャープ信号に加算される位相加算量が、一定の割合で増加する。 When changing the phase of the chirp signal included in the transmission signal TS1 every four cycles (when K=4), the phase addition pattern is generated by combining four basic patterns shown in FIG. In each of the first to fourth basic patterns, the phase addition amount added to the chirp signals of the first to fourth periods increases at a constant rate.
第１基本パターンにおいて、位相の変化量が０°に設定されるため、位相加算量が、１周期ごとに０°増加する。この結果、第１基本パターンにおける１～４周期目の各々の位相加算量は、全て０°である。 In the first basic pattern, the phase change amount is set to 0°, so the phase addition amount increases by 0° for each cycle. As a result, the phase addition amounts of the 1st to 4th periods in the first basic pattern are all 0°.
第２基本パターンにおいて、位相の変化量が、９０°に設定されるため、位相加算量は、１周期ごとに９０°増加する。この結果、第２基本パターンにおける１～４周期目の各々の位相加算量は、０°、９０°、１８０°、２７０°である。第２基本パターンを用いてチャープ信号の位相を変化させた場合、Ｍ周期目のチャープ信号と、Ｍ＋１周期目のチャープ信号との位相差は、９０°である。Ｍは、２以上Ｋ－１以下の自然数である。 In the second basic pattern, the phase change amount is set to 90°, so the phase addition amount increases by 90° for each cycle. As a result, the phase addition amounts of the first to fourth periods in the second basic pattern are 0°, 90°, 180°, and 270°. When the phase of the chirp signal is changed using the second basic pattern, the phase difference between the Mth cycle chirp signal and the M+1 cycle chirp signal is 90°. M is a natural number of 2 or more and K−1 or less.
第３基本パターンにおいて、位相の変化量が、１８０°に設定されるため、位相加算量は、１周期ごとに１８０°増加する。この結果、第３基本パターンにおける１～４周期目の各々の位相加算量は、０°、１８０°、３６０°、５４０（１８０）°である。第３基本パターンを用いてチャープ信号の位相を変化させた場合、Ｍ周期目のチャープ信号と、Ｍ＋１周期目のチャープ信号との位相差は、１８０°である。 In the third basic pattern, the phase change amount is set to 180°, so the phase addition amount increases by 180° for each cycle. As a result, the phase addition amounts of the first to fourth periods in the third basic pattern are 0°, 180°, 360°, and 540 (180)°. When the phase of the chirp signal is changed using the third basic pattern, the phase difference between the Mth cycle chirp signal and the M+1 cycle chirp signal is 180°.
第４基本パターンにおいて、位相の変化量が、２７０°に設定されるため、位相加算量は、１周期ごとに２７０°増加する。この結果、第４基本パターンにおける１～４周期目の各々の位相加算量は、０°、２７０°、５４０（１８０）°、８１０（９０）°である。第４基本パターンを用いてチャープ信号の位相を変化させた場合、Ｍ周期目のチャープ信号と、Ｍ＋１周期目のチャープ信号との位相差は、２７０°である。 In the fourth basic pattern, the phase change amount is set to 270°, so the phase addition amount increases by 270° for each cycle. As a result, the phase addition amounts of the first to fourth periods in the fourth basic pattern are 0°, 270°, 540(180)°, and 810(90)°. When the phase of the chirp signal is changed using the fourth basic pattern, the phase difference between the Mth cycle chirp signal and the M+1 cycle chirp signal is 270°.
第１～第４基本パターンの少なくとも１つに対して、後述する変更を加えた上で、第１～第４基本パターンを複素平面上で合成する。この結果生成された合成位相が、位相加算パターンとして用いられる。 At least one of the first to fourth basic patterns is modified to be described later, and the first to fourth basic patterns are combined on the complex plane. The resulting synthesized phase is used as the phase addition pattern.
図８は、図７に示す基本パターンの合成を示す図である。図８を参照して、ベクトルＢ１～Ｂ４は、第１～第４基本パターンにそれぞれ対応する。ベクトルＢ１～Ｂ４の振幅を、１に正規化している。第１～第４基本パターンの位相は、１周期目において全て０°であるため、合成ベクトルの位相は０°であり、合成ベクトルの振幅は４である、従って、図７に示す第１～第４基本パターンにおける１周期目の合成位相は、０°である。 FIG. 8 is a diagram showing synthesis of the basic patterns shown in FIG. Referring to FIG. 8, vectors B1-B4 correspond to the first to fourth basic patterns, respectively. The amplitudes of vectors B1-B4 are normalized to one. Since the phases of the first to fourth basic patterns are all 0° in the first period, the phase of the composite vector is 0° and the amplitude of the composite vector is 4. Therefore, the first to fourth basic patterns shown in FIG. The combined phase of the first period in the fourth basic pattern is 0°.
続いて、図７に示す第１～第４基本パターンの２周期目を合成した場合、図８に示すように、ベクトルＢ１、Ｂ３が打ち消し合い、ベクトルＢ２、Ｂ４が打ち消し合う。この結果、合成ベクトルは零ベクトルとなる。従って、図７に示す第１～第４基本パターンの２周期目における合成位相は存在しない。 Subsequently, when the second cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 7 is synthesized, vectors B1 and B3 cancel each other, and vectors B2 and B4 cancel each other as shown in FIG. As a result, the composite vector becomes a zero vector. Therefore, there is no combined phase in the second cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG.
図７に示す第１～第４基本パターンの３周期目を合成した場合、ベクトルＢ１、Ｂ２が打ち消し合い、ベクトルＢ３、Ｂ４が打ち消し合う。図７に示す第１～第４基本パターンの４周期目を合成した場合、ベクトルＢ１、Ｂ３が打ち消し合い、ベクトルＢ２、Ｂ４が互いに打ち消し合う。２周期目と同様に、３、４周期目の合成ベクトルは零ベクトルとなる。従って、図７に示す第１～第４基本パターンの２周期目、３周期目における合成位相は存在しない。 When the third cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 7 is combined, vectors B1 and B2 cancel each other, and vectors B3 and B4 cancel each other. When the fourth cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 7 is combined, vectors B1 and B3 cancel each other, and vectors B2 and B4 cancel each other. As in the second period, the combined vector in the third and fourth periods becomes a zero vector. Therefore, there is no synthesized phase in the second and third cycles of the first to fourth basic patterns shown in FIG.
図７に示す第１～第４基本パターンを合成した場合、２～４周期目において、合成位相を取得することができない。従って、図７に示す合成位相は、位相加算パターンとして用いられない。 When the first to fourth basic patterns shown in FIG. 7 are synthesized, synthesized phases cannot be obtained in the second to fourth cycles. Therefore, the composite phase shown in FIG. 7 is not used as a phase addition pattern.
図９は、図５に示す位相加算パターン１の生成に用いられる基本パターンを示す図である。位相加算パターン１は、図７に示す第２基本パターンの位相加算量を１周期後ろにずらし、図７に示す第４基本パターンの位相加算量を２周期後ろにずらすことによって生成される。具体的には、図７に示す第２基本パターンにおいて、１～４周期目における位相加算量は、２７０°、０°、９０°、１８０°である。図７に示す第４基本パターンにおいて、１～４周期目における位相加算量は、５４０（１８０）°、８１０（９０）°、０°、２７０°である。
FIG. 9 is a diagram showing basic patterns used to generate the
図１０は、図９に示す第１～第４基本パターンの合成を示す図である。図９に示す第１～第４基本パターンの１周期目を合成した場合、ベクトルＢ３、Ｂ４が打ち消し合い、ベクトルＢ１、Ｂ２が合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１、Ｂ２の位相が０°、２７０°であるため、合成ベクトルＧの位相は３１５°である。合成ベクトルＧの振幅は１．４１である。 FIG. 10 is a diagram showing synthesis of the first to fourth basic patterns shown in FIG. When the first cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 9 is combined, the vectors B3 and B4 cancel each other out, and the vectors B1 and B2 generate a combined vector G. FIG. Since the phases of vectors B1 and B2 are 0° and 270°, the phase of combined vector G is 315°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
図９に示す第１～第４基本パターンの２周期目を合成した場合、ベクトルＢ２、Ｂ３が、図１０に示すように打ち消し合い、ベクトルＢ１、Ｂ４が合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１、Ｂ４の位相が０°、８１０°（９０）°であるため、合成ベクトルＧの位相は、４５°である。合成ベクトルＧの振幅は、１．４１である。 When the second cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 9 is synthesized, the vectors B2 and B3 cancel each other as shown in FIG. Since the phases of vectors B1 and B4 are 0° and 810° (90)°, the phase of combined vector G is 45°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
図９に示す第１～第４基本パターンの３周期目を合成した場合、ベクトルＢ１～Ｂ４は、図１０に示すように、打ち消し合うことなく、合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１～Ｂ４の位相は、０°、９０°、３６０（０）°、０°であるため、合成ベクトルＧの位相は、１８．４３°である。合成ベクトルＧの振幅は、３．１６である。 When the third cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 9 is combined, the vectors B1 to B4 generate a combined vector G without canceling each other as shown in FIG. Since the phases of vectors B1 to B4 are 0°, 90°, 360(0)°, and 0°, the phase of combined vector G is 18.43°. The amplitude of the resultant vector G is 3.16.
図９に示す第１～第４基本パターンの４周期目を合成した場合、ベクトルＢ１、Ｂ３は、図１０に示すように打ち消し合い、ベクトルＢ２、Ｂ４が合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ２、Ｂ４の位相は、１８０°、２７０°であるため、合成ベクトルＧの位相は、２２５°である。合成ベクトルＧの振幅は、１．４１である。 When the fourth cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 9 is synthesized, the vectors B1 and B3 cancel each other out as shown in FIG. Since the phases of vectors B2 and B4 are 180° and 270°, the phase of combined vector G is 225°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
このように、図９に示す第１～第４基本パターンの合成により得られた合成位相が、図５に示す位相加算パターン１として用いられる。
In this way, the synthesized phase obtained by synthesizing the first to fourth basic patterns shown in FIG. 9 is used as the
図５に示す位相加算パターン２は、図７に示す第２基本パターンを１周期後ろにずらした上で、第１～第４基本パターンを合成することにより生成される。つまり、第１～第４基本パターンの少なくとも１つをずらした上で、第１～第４基本パターンを合成することにより、位相加算パターンを生成することができる。 The phase addition pattern 2 shown in FIG. 5 is generated by shifting the second basic pattern shown in FIG. 7 backward by one period and synthesizing the first to fourth basic patterns. That is, the phase addition pattern can be generated by synthesizing the first to fourth basic patterns after shifting at least one of the first to fourth basic patterns.
図５に示す位相加算パターン３は、図７に示す第１基本パターンの各周期に９０°を加算した上で、第１～第４基本パターンを合成することにより生成される。図１１は、位相加算パターン３の生成に用いられる基本パターンを示す図である。図１１を参照して、第１基本パターンは、各周期において９０°であり、図７に示す第１基本パターンの位相に９０°が加算されていることが分かる。第２～第４基本パターンは、図７に示す第２～第４基本パターンと同じである。
The
図１２は、図１１に示す基本パターンの合成を示す図である。図１１に示す第１～第４基本パターンの１周期目を合成した場合、ベクトルＢ１～Ｂ４は、打ち消し合うことなく、合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１～Ｂ４の位相が、９０°、０°、０°、０°、であるため、合成ベクトルＧの位相は、１８．４３°である。合成ベクトルＧの振幅は、３．１６である。 FIG. 12 is a diagram showing synthesis of the basic patterns shown in FIG. When the first cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 11 is combined, the vectors B1 to B4 generate a combined vector G without canceling each other out. Since the phases of the vectors B1 to B4 are 90°, 0°, 0°, 0°, the phase of the combined vector G is 18.43°. The amplitude of the resultant vector G is 3.16.
図１１に示す第１～第４基本パターンの２周期目を合成した場合、ベクトルＢ２、Ｂ４は、図１２に示すように打ち消し合い、ベクトルＢ１、Ｂ３が、合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１、Ｂ３の位相が、９０°、１８０°であるため、合成ベクトルＧの位相は、１３５°である。合成ベクトルＧの振幅は、１．４１である。 When the second cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 11 is synthesized, the vectors B2 and B4 cancel each other out as shown in FIG. Since the phases of vectors B1 and B3 are 90° and 180°, the phase of combined vector G is 135°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
図１１に示す第１～第４基本パターンの３周期目を合成した場合、ベクトルＢ３、Ｂ４は、図１２に示すように互いに打ち消し合い、ベクトルＢ１、Ｂ２が、合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ２、Ｂ４の位相が、１８０°、９０°であるため、合成ベクトルＧの位相は、１３５°である。合成ベクトルＧの振幅は、１．４１である。 When the third cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 11 is combined, vectors B3 and B4 cancel each other as shown in FIG. 12, and vectors B1 and B2 generate combined vector G. Since the phases of vectors B2 and B4 are 180° and 90°, the phase of combined vector G is 135°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
図１１に示す第１～第４基本パターンの４周期目を合成した場合、ベクトルＢ２、Ｂ４は、図１２に示すように互いに打ち消し合い、ベクトルＢ１、Ｂ３が、合成ベクトルＧを生成する。ベクトルＢ１、Ｂ３の位相が、９０°、１８０°であるため、合成ベクトルＧの位相は、１３５°である。合成ベクトルＧの振幅は、１．４１である。 When the fourth cycle of the first to fourth basic patterns shown in FIG. 11 is combined, vectors B2 and B4 cancel each other as shown in FIG. 12, and vectors B1 and B3 generate combined vector G. Since the phases of vectors B1 and B3 are 90° and 180°, the phase of combined vector G is 135°. The amplitude of the composite vector G is 1.41.
このように、第１～第４基本パターンの少なくとも１つに所定の角度を加算した上で、第１～第４基本パターンを合成することにより、位相加算パターンを生成することができる。加算される角度は、９０°以外の角度でもよく、特に限定されない。加算される角度は、各周期で同じであればよい。また、第１～第４基本パターンの少なくとも１つの周期をずらした上で、角度を加算してもよい。あるいは、所定の角度を加算する方法と、基本パターンの周期をずらす方法とを組み合わせて、位相加算パターンを生成してもよい。 In this manner, a phase addition pattern can be generated by adding a predetermined angle to at least one of the first to fourth basic patterns and then synthesizing the first to fourth basic patterns. The angle to be added may be an angle other than 90°, and is not particularly limited. The angle to be added should be the same in each cycle. Also, the angles may be added after shifting the period of at least one of the first to fourth basic patterns. Alternatively, the phase addition pattern may be generated by combining a method of adding a predetermined angle and a method of shifting the period of the basic pattern.
｛４．４．位相変化の効果｝
位相変化部１１３は、位相加算パターンを用いて送信信号ＴＳ１の位相を変化させる（図４に示すステップＳ１４）。これにより、位相変化部１１３は、仮想的なドップラシフト周波数を送信信号ＴＳ１に付加することができる。
{4.4. Effect of phase change}
図７を参照して、第１基本パターンに基づいて、送信信号ＴＳ１の位相を変化させた場合を想定する。第１基本パターンにおいて、Ｍ周期目のチャープ信号とＭ＋１周期目のチャープ信号との位相差が０°である。従って、第１基本パターンに基づく送信信号ＴＳ１の位相変化は、チャープ信号の１周期分の時間が経過するたびに位相が０°変化するドップラシフト周波数を送信信号ＴＳ１に付加することを意味する。 Referring to FIG. 7, it is assumed that the phase of transmission signal TS1 is changed based on the first basic pattern. In the first basic pattern, the phase difference between the M-th cycle chirp signal and the M+1-th cycle chirp signal is 0°. Therefore, the phase change of the transmission signal TS1 based on the first basic pattern means adding to the transmission signal TS1 a Doppler shift frequency whose phase changes by 0° each time one cycle of the chirp signal elapses.
同様に、第２基本パターンに基づく送信信号ＴＳ１の位相変化は、チャープ信号の１周期分の時間が経過するたびに位相が９０°変化するドップラシフト周波数を送信信号ＴＳ１に付加することを意味する。第３基本パターンに基づくチャープ信号の位相変化は、チャープ信号の１周期分の時間が経過するたびに位相が１８０°変化するドップラシフト周波数を送信信号ＴＳ１に付加することを意味する。第４基本パターンに基づくチャープ信号の位相変化は、チャープ信号の１周期分の時間が経過するたびに位相が２７０°変化するドップラシフト周波数を送信信号ＴＳ１に付加することを意味する。 Similarly, the phase change of the transmission signal TS1 based on the second basic pattern means adding to the transmission signal TS1 a Doppler-shifted frequency whose phase changes by 90° each time one cycle of the chirp signal elapses. . The phase change of the chirp signal based on the third basic pattern means adding to the transmission signal TS1 a Doppler shift frequency whose phase changes by 180° each time one cycle of the chirp signal elapses. Changing the phase of the chirp signal based on the fourth basic pattern means adding to the transmission signal TS1 a Doppler shift frequency whose phase changes by 270° each time one cycle of the chirp signal elapses.
位相変化部１１３は、第１～第４基本パターンを合成した位相加算パターン１を用いて、送信信号ＴＳ１の位相を周期的に変化させる。この結果、レーダ装置１００は、４つの仮想的なドップラシフト周波数を含むドップラ送信信号ＰＶＳ１を生成することができる。なお、位相加算パターン２、３に基づいて生成されたドップラ送信信号ＰＶＳ１は、位相加算パターン１に基づいて生成されたドップラ送信信号ＰＶＳ１が有するドップラシフト周波数と同じドップラシフト周波数を有する。位相加算パターン１～３は、図７に示す第１～第４基本パターンに基づいて生成されているためである。
レーダ装置２００において、位相変化部２１３は、位相加算パターン２を用いて送信信号ＴＳ２の位相を周期的に変化させる。この結果、ドップラ送信信号ＰＶＳ２と送信波ＰＶＷ２とは、４つ仮想的なドップラシフト周波数を含む。詳細については後述するが、レーダ装置１００は、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２を受信した場合、送信波ＰＶＷ２に含まれる４つの仮想的なドップラシフト周波数に対応するピークを、干渉波ピークとして検出する。
In
なお、本実施の形態では、位相変化部１１３が送信信号ＴＳ１に含まれるチャープ信号の位相を４周期ごとに変化させる例を説明したが、これに限られない。位相変化部１１３は、送信信号ＴＳ１の位相をＫ個のチャープ信号ごとに変化させてもよい。Ｋは、２以上の自然数である。この場合、第１～第Ｋ基本パターンが位相加算パターンの生成に用いられる。第１～第Ｋ基本パターンにおける位相の変化量は、１周期分の位相（３６０°）をＫで除した基本変化量の倍数である。変化量の最小値は、０°であり、変化量の最大値は、基本変化量×（Ｋ－１）°である。第２～第Ｋ基本パターンのうち少なくとも１つをずらすか、あるいは、所定の角度を第２～第Ｋ基本パターンのうち少なくとも１つに加算した上で合成した位相が、位相加算パターンとして用いられる。これにより、レーダ装置１００は、Ｋ個の仮想的なドップラシフト周波数を含む送信波ＰＶＷ１を送信することができる。
In this embodiment, an example in which
｛４．５．受信波ＲＷの受信処理｝
図１３は、レーダ装置１００により実行される受信波ＲＷの受信処理のフローチャートである。レーダ装置１００は、図１３を示す受信処理を実行することにより、受信波ＲＷから物標である車両２Ａを検出する。
{4.5. Reception processing of received wave RW}
FIG. 13 is a flow chart of the reception process of the received wave RW executed by the
以下、レーダ装置１００の位相変化部１１３が、図５に示す位相加算パターン１を用いてドップラ送信信号ＰＶＳ１を生成し、他のレーダ装置２００の位相変化部２１３が、図５に示す位相加算パターン２を用いてドップラ送信信号ＰＶＳ２を生成した場合を例にして、受信波ＲＷの受信処理を説明する。
5, the
受信アンテナ１３は、受信波ＲＷを受信し、その受信した受信波ＲＷを受信信号ＲＳに変換する。受信アンテナ１３は、受信信号ＲＳを受信部１４に出力する。受信部１４において、ミキサ１４１は、受信信号ＲＳを受信アンテナ１３から受け、ドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信部１１から受ける。ミキサ１４１は、受信信号ＲＳをドップラ送信信号ＰＶＳ１とミキシングすることにより、ビート信号ＢＳを生成する。
The receiving
ビート信号ＢＳは、反射信号ＲＦＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数を含まず、干渉信号ＩＳ（他のレーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２）に由来する仮想的なドップラシフト周波数を含む。 The beat signal BS does not contain the virtual Doppler shift frequency derived from the reflected signal RFS, but contains the virtual Doppler shift frequency derived from the interference signal IS (the transmission wave PVW2 from the other radar device 200).
受信信号ＲＳが反射信号ＲＦＳのみを含むと仮定した場合、ビート信号ＢＳは、反射信号ＲＦＳとドップラ送信信号ＰＶＳ１との差分信号である。反射信号ＲＦＳは、ドップラ送信信号ＰＶＳ１が有する仮想的なドップラシフト周波数に加えて、物標（車両２Ａ）の相対速度に相当する真のドップラシフト周波数を含む。ビート信号ＢＳの位相は、ドップラ送信信号ＰＶＳ１と反射信号ＲＦＳとの位相差である。反射信号ＲＦＳとドップラ送信信号ＰＶＳ１とは同じ位相変化を有するため、反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数は、ミキシングにより、ドップラ送信信号ＰＶＳ１に含まれる仮想的なドップラシフト周波数と相殺される。この結果、ビート信号ＢＳは、仮想的なドップラシフト周波数を含まず、真のドップラシフト周波数を含む。
Assuming that the received signal RS contains only the reflected signal RFS, the beat signal BS is the differential signal between the reflected signal RFS and the Doppler transmitted signal PVS1. The reflected signal RFS includes a true Doppler shift frequency corresponding to the relative velocity of the target (
受信信号ＲＳが干渉信号ＩＳのみを含むと仮定した場合、ビート信号ＢＳは、干渉信号ＩＳとドップラ送信信号ＰＶＳ１との差分信号である。干渉信号ＩＳは、ドップラ送信信号ＰＶＳ２が有する仮想的なドップラシフト周波数と、物標（車両２Ａ）の相対速度に相当する真のドップラシフト周波数とを含む。ビート信号ＢＳの位相は、干渉信号ＩＳとドップラ送信信号ＰＶＳ１との位相差である。位相加算パターン１により生成されたドップラ送信信号ＰＶＳ１は、位相加算パターン２により生成されたドップラ送信信号ＰＶＳ２（干渉信号ＩＳ）と異なる位相変化を有するため、干渉信号ＩＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数は、ミキシングにより、ドップラ送信信号ＰＶＳ１に含まれる仮想的なドップラシフト周波数と相殺されない。この結果、ビート信号ＢＳは、真のドップラシフト周波数と、位相加算パターン２に基づく仮想的なドップラシフト周波数とを含む。
Assuming that the received signal RS contains only the interference signal IS, the beat signal BS is the differential signal between the interference signal IS and the Doppler transmission signal PVS1. The interference signal IS includes the virtual Doppler shift frequency of the Doppler transmission signal PVS2 and the true Doppler shift frequency corresponding to the relative velocity of the target (
実際には、受信信号ＲＳが、反射信号ＲＦＳと干渉信号ＩＳとを含むため、ビート信号ＢＳは、車両２Ａの相対速度に基づく真のドップラシフト周波数と、位相加算パターン２に基づく仮想的なドップラシフト周波数とを含む。つまり、ミキサ１４１は、ドップラ送信信号ＰＶＳ１と受信信号ＲＳとをミキシングすることにより、送信信号ＴＳ１に与えられた周期的な位相変化と逆の位相変化を受信信号ＲＳに与える逆位相変化部として機能する。この結果、反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数は打ち消される。レーダ装置１００は、ミキサ１４１とは別に逆位相変化部としてとして動作する機能部を備えなくてもよく、レーダ装置１００の構成を簡略化することができる。反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数を打ち消す
Actually, since the received signal RS includes the reflected signal RFS and the interference signal IS, the beat signal BS consists of the true Doppler shift frequency based on the relative velocity of the
ミキサ１４１により生成されたビート信号ＢＳは、Ａ／Ｄ変換器１４２により離散化される。Ａ／Ｄ変換器１４２は、離散化されたビート信号ＢＳをフーリエ変換部１５１に出力する。
A beat signal BS generated by the
フーリエ変換部１５１は、Ａ／Ｄ変換器１４２から離散化されたビート信号ＢＳを受け、その受けたビート信号ＢＳに対して２次元ＦＦＴを実行する（ステップＳ２１）。フーリエ変換部１５１は、２次元ＦＦＴにより得られた２次元パワースペクトル３３を干渉波検出部１６に出力する。
The
干渉波検出部１６は、フーリエ変換部１５１から２次元パワースペクトル３３を受け、その受けた２次元パワースペクトル３３から、所定の閾値よりも大きいパワーを有するピークを抽出する（ステップＳ２２）。ピークの抽出方法は、特に限定されない。
The interference
干渉波検出部１６は、ステップＳ２２で抽出されたピークの中から、干渉波ピークを検出する（ステップＳ２３）。干渉波検出部１６は、干渉波ピーク以外のピークを、物標を示す物標ピークとして特定し、各物標ピークのレンジビン及び速度ビンを記録したピークデータ３４を物標データ生成部１７に出力する。ステップＳ２３の詳細については、後述する。
The
物標データ生成部１７は、ピークデータ３４を干渉波検出部１６から受け、その受けたピークデータ３４に記録された各物標ピークのレンジビン及び速度ビンに基づいて、レーダ装置１００から物標までの距離と、レーダ装置１００から見た物標の相対速度を決定する（ステップＳ２４）。物標データ生成部１７は、反射波ＲＦＬの到来方向を、物標の方位として推定する（ステップＳ２５）。到来方向を推定する方法は、特に限定されず、例えば、ESPRIT、MUSIC、及びPRISM等を用いることができる。
The target
物標データ生成部１７は、ステップＳ２４で得られた距離及び相対速度と、ステップＳ２５で得られた物標の方位とに基づいて、各物標の位置と、距離と、相対速度とを記録した物標データを生成する（ステップＳ２６）。
The target
物標データ生成部１７は、物標データを１つ以上のクラスタにクラスタリングする（ステップＳ２７）。具体的には、一の物標データに記録された一の物標の位置から、他の物標データに記録された他の物標の位置までの距離が所定の距離よりも短い場合、物標データ生成部１７は、これらの物標データを数珠つなぎにつなぐことによりクラスタを生成する。ステップＳ２７以降の処理では、１つのクラスタが１つの物標に対応する。このため、物標データがクラスタごとに生成される。
The
物標データ生成部１７は、新たに検出された物標（クラスタ）を、過去に検出された物標と対応付ける追跡処理を実行する（ステップＳ２８）。追跡処理の方法は特に限定されない。物標データ生成部１７は、新たに検出された物標を、３種類の物標に分類する（ステップＳ２９）。３種類の物標は、具体的には、静止物標、レーダ装置１００が搭載された自車両１Ａの前方に移動する移動物標、及び自車両１の後方に移動する移動物標である。物標データ生成部１７は、新たに検出された物標の分類を物標データに記録する。
The target
物標データ生成部１７は、不要物に対応する物標データを除去する（ステップＳ３０）。例えば、不要物は、自車両１Ａの車高よりも高い位置に存在する静止物標である。物標データ生成部１７は、ステップＳ３０において除去されなかった物標データのパラメータに基づいて、同一の物体に関する物標データであると推測できる複数の物標データを１つの物標データにグループ化する（ステップＳ３１）。
The
送信制御部１１１は、干渉波検出部１６による干渉波ピークの検出結果に基づいて、干渉抑制処理を実行する（ステップＳ３２）。干渉波ピークが検出された場合、送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１の中心周波数を変更するか否かを判断する。送信制御部１１１は、中心周波数の変更を決定した場合、所定の規則に従って中心周波数を変更する。ステップＳ３２の詳細は後述する。
The
物標データ生成部１７は、ステップＳ３１により得られた物標データを車両制御ＥＣＵ５０に出力する。また、ステップＳ３１により得られた物標データは、メモリ１８に記憶される。物標データ生成部１７は、図１３に示す処理を新たに実行する場合、メモリ１８に記憶された物標データを、過去に検出された物標データとして使用する。
The
｛４．６．干渉波ピークの検出（ステップＳ２３）｝
（干渉波ピーク検出の概略）
図１４は、１回目のＦＦＴにより得られたパワースペクトル３２の一例を示す図である。図１４に示すパワースペクトル３２において、１回目のＦＦＴにより得られる各ビート信号のパワースペクトルが、レンジビン方向及びパワー方向に直交する方向に配列されている。つまり、図１４において、送信信号ＴＳ１に含まれるチャープ信号の数と同じ数のパワースペクトルが、レンジビン方向及びパワー方向に直交する方向に配列されている。パワースペクトル３２は、２つのピークＰ１０、Ｐ２０を含む。ピークＰ１０は、物標ビークであり、送信波ＰＶＷ１が車両２Ａで反射した反射波ＲＦＬに対応する。ピークＰ２０は、干渉波ピークであり、車両２Ａに搭載された他のレーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２に対応する。
{4.6. Detection of interference wave peak (step S23)}
(Outline of interference wave peak detection)
FIG. 14 is a diagram showing an example of the
干渉波検出部１６は、ピークＰ２０を干渉波ピークとして検出することができない。１回目のＦＦＴでは、送信波ＰＶＷ２に付加された仮想的な４つのドップラシフト周波数が分離されていないためである。
The
図１５は、２回目のＦＦＴにより得られる２次元パワースペクトル３３を示す図である。図１５を参照して、２次元パワースペクトル３３は、ピークＰ１１と、ピークＰ２１～Ｐ２４とを含む。ピークＰ１１は、図１４に示すピークＰ１０から抽出された、車両２Ａを示す物標ピークである。ピークＰ２１～Ｐ２４は、図１４に示すピークＰ２０から分離された干渉波ピークである。ピークＰ２１～Ｐ２４は、送信波ＰＶＷ２に含まれる仮想的な４つのドップラシフト周波数に対応するため、レンジビンｆｂにおいて速度ビン方向に一列に並んでいる。干渉波検出部１６は、２次元パワースペクトル３３において、速度軸方向に一列に並び、送信波ＰＶＷ２に含まれる仮想的なドップラシフト周波数に対応するピークを干渉波ピークとして検出する。
FIG. 15 is a diagram showing a two-
（干渉波検出部１６の動作）
図１６は、図１３に示す干渉波ピーク検出（ステップＳ２３）のフローチャートである。図１６を参照して、干渉波検出部１６は、ステップ２３で抽出されたピークのうち、物標ピーク又は干渉波ピークに分類されてないピークを１つ選択し（ステップＳ２３１）、選択したピークのレンジビンを特定する（ステップＳ２３２）。
(Operation of interference wave detector 16)
FIG. 16 is a flow chart of interference wave peak detection (step S23) shown in FIG. Referring to FIG. 16, interference
干渉波検出部１６は、特定したレンジビンにおいて、速度ビン方向に並ぶ複数のピークが存在するか否かを判断する（ステップＳ２３３）。レーダ装置１００が他のレーダ装置２００から送信波ＰＶＷ２を受信した場合、送信波ＰＶＷ２に含まれる４つの仮想的なドップラシフト周波数に対応する干渉波ピークが速度ビン方向に一列に並ぶためである。
The interference
複数のピークが存在しない場合（ステップＳ２３３においてＮｏ）、干渉波検出部１６は、選択したピークが物標ピークであると判断し（ステップＳ２３８）、ステップＳ２３７に進む。一方、複数のピークが存在する場合（ステップＳ２３３においてＹｅｓ）、干渉波検出部１６は、複数のピークの間隔が、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２に含まれる４つの仮想的なドップラシフト周波数の差に対応するか否かを判断する（ステップＳ２３４）。つまり、干渉波検出部１６は、複数のピークの間隔が干渉信号ＩＳに含まれる位相変化から導かれる複数の仮想的なドップラ周波数の差に対応するか否かを判断する。干渉信号ＩＳに含まれる位相変化は、他のレーダ装置２００の位相変化部２１３が送信信号ＴＳ２に与えた位相変化のことである。レーダ装置１００、２００は、図５に示すパターンテーブル３１を保持しているため、干渉波検出部１６は、位相変化部２１３が与える位相変化から導かれる仮想的なドップラシフト周波数を特定することができる。
If a plurality of peaks do not exist (No in step S233), the
複数のピークの間隔が４つの仮想的なドップラシフト周波数の差に対応しない場合（ステップＳ２３４においてＮｏ）、干渉波検出部１６は、複数のピークが物標ピークであると判断する（ステップＳ２３８）。一方、複数のピークの間隔が４つの仮想的なドップラシフト周波数の差に対応する場合（ステップＳ２３４においてＹｅｓ）、干渉波検出部１６は、複数のピークを干渉波ピークの候補に決定し、複数のピークの全てのパワーが所定範囲内にあるか否かを判断する（ステップＳ２３５）。ステップＳ２３４の詳細については後述する。
If the intervals between the peaks do not correspond to the difference between the four virtual Doppler shift frequencies (No in step S234), the
全てのパワーが所定範囲内にある場合（ステップＳ２３５においてＹｅｓ）、干渉波検出部１６は、複数のピークが干渉波ピークであると判断する（ステップＳ２３６）。一方、全てのパワーが所定範囲内にない場合（ステップＳ２３５においてＮｏ）、干渉波検出部１６は、複数のピークが物標ピークであると判断する（ステップＳ２３８）。ステップＳ２３５の詳細については後述する。
If all the powers are within the predetermined range (Yes in step S235), the
干渉波検出部１６は、２次元パワースペクトル３３に現れた全てのピークを物標ピーク又は干渉波ピークに分類した場合（ステップＳ２３７においてＹｅｓ）、図１６に示す処理を終了する。干渉波検出部１６は、未分類のピークがある場合（ステップＳ２３７においてＮｏ）、ステップＳ２４１に戻る。
When all the peaks appearing in the two-
（ピーク間隔の判断（ステップＳＳ２３４））
図１５に示すピークＰ２１～Ｐ２４を例として、ステップＳ２３４について詳しく説明する。
(Determination of Peak Interval (Step SS234))
Taking the peaks P21 to P24 shown in FIG. 15 as an example, step S234 will be described in detail.
ピークＰ２１～Ｐ２４は、レンジビンｆｂにおいて、速度ビン方向に一例に並んでいる（ステップＳ２３３においてＹｅｓ）。このため、ピークＰ２１～Ｐ２４の間隔が仮想的なドップラシフト周波数の差に対応するか否かが判断される（ステップＳ２３４）。 The peaks P21 to P24 are aligned in the speed bin direction in the range bin fb (Yes in step S233). Therefore, it is determined whether or not the interval between the peaks P21 to P24 corresponds to the virtual Doppler shift frequency difference (step S234).
上述のように、ビート信号ＢＳは、干渉信号ＩＳ（他のレーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２）に由来する４つの仮想的なドップラシフト周波数を含む。従って、２次元パワースペクトル３３は、送信波ＰＶＷ２に含まれる４つの仮想的なドップラシフト周波数に対応する４つのピークを有すると考えられる。また、これら４つのピークは、一のレンジビンにおいて速度方向に一列に並ぶと考えられる。以上のことから、ピークＰ２１～Ｐ２４の速度ビン方向における間隔が、送信波ＰＶＷ２に含まれる４つのドップラシフト周波数の差に対応する場合、干渉波検出部１６は、ピークＰ２１～Ｐ２４が干渉波ピークであると判断する。
As described above, the beat signal BS includes four virtual Doppler-shifted frequencies derived from the interference signal IS (the transmission wave PVW2 from the other radar device 200). Therefore, the two-
具体的には、他のレーダ装置２００において、送信信号ＴＳ２の位相変化がＫ個のチャープ信号ごとに行われ、送信信号ＴＳ２のチャープ数がｎである場合を想定する。Ｋは、２以上の自然数であり、ｎは、Ｋ＋１以上の自然数である。２次元パワースペクトル３３において速度ビン方向に並ぶ２つのピークの間隔が、（１／Ｋ）×ｎの倍数に対応する場合、これら２つのピークは、干渉波ピークであると判断される。送信信号ＴＳ２に付加されるドップラシフト周波数は、送信信号ＴＳ２のチャープ数であるｎと、送信信号ＴＳ２におけるチャープ信号の位相変化を示すＫとに基づいて決定される。従って、２つのピークが干渉波ピークである場合、これら２つのピークの速度ビン方向の間隔は、各ピークに対応するドップラシフト周波数の差に相当する。
Specifically, it is assumed that in another
上記の考えに基づいて、干渉波検出部１６は、ピークＰ２１～Ｐ２４が干渉波ピークであるか否かを判断する。具体的には、干渉波検出部１６は、ピークＰ２１～Ｐ２４において、２つのピークを選択する。干渉波検出部１６は、選択した２つのピークの速度ビン方向の間隔が、（１／Ｋ）×ｎの倍数に対応する場合、選択した２つのピークが干渉波ピークであると判断する。例えば、ピークＰ２１、Ｐ２２が選択された場合、ピークＰ２１とピークＰ２２との間隔は、（１／Ｋ）×ｎに対応する。ピークＰ２１、Ｐ２３が選択された場合、ピークＰ２１とピークＰ２３との間隔は、（１／Ｋ）×ｎの２倍に対応する。ピークＰ２１、Ｐ２４が選択された場合、ピークＰ２１とピークＰ２４との間隔は、（１／Ｋ）×ｎの３倍に対応する。従って、干渉波検出部１６は、ピークＰ２１～Ｐ２４が干渉波ピークの候補であると判断する（ステップＳ２３４においてＹｅｓ）。
Based on the above idea, the
なお、レーダ装置１００から見た車両２Ａの相対速度が０ｋｍ／ｈでない場合、相対速度に基づく真のドップラ成分の位相が、送信波ＰＶＷ２に含まれる４つの仮想的なドップラ成分の位相に加算される。真のドップラ成分の位相が加わったとしても、４つの仮想的なドップラシフト周波数の間隔は一定である。従って、干渉波検出部１６は、相対速度に基づく真のドップラ成分の影響を受けることなく、ピークＰ２１～Ｐ２４を、送信波ＰＶＷ２に由来する干渉波ピークの候補として検出することができる。
Note that when the relative velocity of the
なお、図１５を参照して、ピークＰ２１～Ｐ２４は、レンジビンｆｂに位置するが、レンジビンｆｂは、レーダ装置１００から車両２Ａまでの距離を示さない。レンジビンｆｂは、レーダ装置１００による送信波ＰＶＷ１の送信タイミングと、他のレーダ装置２００による送信波ＰＶＷ２の送信タイミングとのずれによって決まり、送信波ＰＶＷ２の送信タイミングは、送信波ＰＶＷ１の送信タイミングと無関係に決まるためである。
15, peaks P21 to P24 are located at range bin fb, but range bin fb does not indicate the distance from
このように、他のレーダ装置２００が、２つ以上の仮想的なドップラシフト周波数を付加された送信波ＰＶＷ２を送信することにより、レーダ装置１００は、送信波ＰＶＷ２に由来するピークを干渉波ピークの候補として検出することができる。同様に、他のレーダ装置２００は、レーダ装置１００により送信される送信波ＰＶＷ１に由来するピークを干渉波ピークとして検出することができる。これにより、レーダ装置１００、２００は、受信信号に含まれる反射信号と干渉信号とを区別することが可能となる。
In this way, the
なお、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２が仮想的なドップラシフト周波数を含まない場合であっても、レーダ装置１００は、送信波ＰＶＷ２に由来するピークを干渉波ピークとして検出することができる。この場合、ミキサ１４１が、受信信号ＲＳをドップラ送信信号ＰＶＳ１とミキシングすることにより、位相変化部１１３が送信信号ＴＳ１に与えた周期的な位相変化が、干渉信号ＩＳに付加される。位相変化部１１３が位相加算パターン１（図５参照）を用いた場合、ビート信号ＢＳは、真のドップラシフト周波数と、位相加算パターン１に基づく仮想的なドップラシフト周波数を含む。この結果、２次元パワースペクトル３３が速度軸方向に並び、位相加算パターン１から導かれる仮想的なドップラシフト周波数の差に対応する少なくとも２つのピークを含むか否かを判断することにより、干渉波ピークを検出することができる。
Note that even if the transmission wave PVW2 from the
（ピークのばらつきの判断）
図１５に示すピークＰ２１～Ｐ２４を例として、ピークのパワーが所定範囲内であるか否かの判断（ステップＳ２３５）について詳しく説明する。
(Determination of peak dispersion)
Taking the peaks P21 to P24 shown in FIG. 15 as an example, the determination (step S235) of whether or not the peak power is within a predetermined range will be described in detail.
干渉波検出部１６は、干渉波ピークの候補と判断されたピークＰ２１～Ｐ２４におけるパワーの最小値及び最大値を特定する。干渉波検出部１６は、特定した最小値と特定した最大値との差分絶対値を算出し、算出した差分絶対値が予め設定された閾値以下であるか否かを判断する。算出した差分絶対値が閾値以下である場合、ピークＰ２１～Ｐ２４の全てのパワーが所定範囲内であると判断する（ステップＳ２３５においてＹｅｓ）。
The
図１７は、図１５に示す２次元パワースペクトル３３における、速度ビン方向のパワースペクトルの一例である。具体的には、図１７に示すパワースペクトルは、図１５に示す２次元パワースペクトル３３を、レンジビンｆｂの位置で、レンジビン方向に垂直な平面により切断した切断面の一部に相当する。図１７を参照して、ピークＰ２１～Ｐ２４のパワーは、約－１３ｄＢであり、ほぼ同じ値を有する。つまり、ピークＰ２１～Ｐ２４におけるパワーの最小値と最大値との差分絶対値が所定の閾値（例えば、５ｄＢ）以下であるため、干渉波検出部１６は、ピークＰ２１～Ｐ２４のパワーが所定範囲内であると判断する（ステップＳ２３５においてＹｅｓ）。この結果、ピークＰ２１～Ｐ２４が、干渉波ピークであると特定される（ステップＳ２３６）。
FIG. 17 is an example of the power spectrum in the velocity bin direction in the two-
ピークＰ２１～Ｐ２４が干渉波ピークである場合、ピークＰ２１～Ｐ２４のパワーが図１７に示すようにほぼ一定にならないことがある。例えば、図９に示す位相加算パターン３において、振幅は、１周期目において３．１６であり、２～４周期目において１．４１である。他のレーダ装置２００において、位相変化部２１３が、位相加算パターン３に基づいてチャープ信号の位相のみを変化させた場合、上記の振幅に応じたパワー差がピーク２１～Ｐ２４において現れる。この場合、ステップＳ２３５において用いられる閾値は、位相加算パターンの各周期における振幅に基づいて設定される。
When the peaks P21 to P24 are interference wave peaks, the power of the peaks P21 to P24 may not be substantially constant as shown in FIG. For example, in
他のレーダ装置２００において、位相変化部２１３は、送信信号ＴＳ２の位相を変化させる際に、送信信号ＴＳ２に含まれるチャープ信号の振幅を調整することにより、２次元パワースペクトル３３におけるピークＰ２１～Ｐ２４のパワーを揃えることができる。図１１を参照して、位相変化部２１３が位相加算パターン３を使用する場合、位相変化部２１３は、送信信号ＴＳ２における１周期目のチャープ信号の振幅を１／３．１６倍に調整し、２～４周期目のチャープ信号の振幅を１／１．４１倍に調整すればよい。
In
以上説明したように、ピークＰ２１～Ｐ２４が干渉波ピークである場合、ピークＰ２１～Ｐ２４のパワーは、位相加算パターンに依存する。従って、２次元パワースペクトルに現れる干渉波ピークのパワーは、一定の範囲内にばらつくと想定される。干渉波検出部１６は、この考えに基づいて、干渉波ピークの候補におけるパワーのばらつきが小さい場合、これら複数のピークを干渉波ピークに決定する。これにより、干渉波検出部１６は、干渉波ピークを検出する精度を向上させることができる。
As described above, when the peaks P21 to P24 are interference wave peaks, the power of the peaks P21 to P24 depends on the phase addition pattern. Therefore, it is assumed that the power of the interference wave peak appearing in the two-dimensional power spectrum varies within a certain range. Based on this idea, the
なお、干渉波検出部１６は、ステップＳ２４５の実行時に、差分絶対値に代えて、ピークＰ２１～Ｐ２４のパワーの分散又は標準偏差を用いてもよい。つまり、ステップＳ２４５において、パワーが所定の範囲内であるか否かを判断できれば、その方法は特に限定されない。
Note that the
（物標ピークの検出）
図１５に示す２次元パワースペクトル３３に含まれるピークＰ１１を物標ピークとして特定する際の干渉波検出部１６の動作を説明する。干渉波検出部１６は、ピークＰ１１を選択し（ステップＳ２３１）、ピークＰ１１のレンジビンｆａを特定する（ステップＳ２３２）。ピークＰ１１以外のピークが、レンジビンｆａに存在しないため（ステップＳ２３３においてＮｏ）、干渉波検出部１６は、ピークＰ１１が物標ピークであると判断する（ステップＳ２３７）。
(Detection of target peak)
The operation of the
ピークＰ１１は、仮想的なドップラシフト周波数が打ち消された反射信号ＲＦＳに由来する。従って、ピークＰ１１のレンジビンｆａにおいて、仮想的なドップラシフト周波数に基づくピークは、速度ビン方向に現れない。レンジビンｆａにおいて、仮想的なドップラシフト周波数の差に対応する２つのピークが検出されないため、ピークＰ１１は、物標ピークであると判断される。 The peak P11 originates from the reflected signal RFS with the virtual Doppler shift frequency cancelled. Therefore, in the range bin fa of the peak P11, no peak based on the virtual Doppler shift frequency appears in the velocity bin direction. Since two peaks corresponding to the difference in virtual Doppler shift frequencies are not detected in range bin fa, peak P11 is determined to be the target peak.
なお、反射信号ＲＦＳは、レーダ装置１００と車両２Ａとの相対速度に基づく真のドップラシフト周波数を含む。従って、ピークＰ１１の速度ビンは、レーダ装置１００と車両２Ａとの相対速度に基づくドップラシフト周波数に相当する。
The reflected signal RFS includes the true Doppler shift frequency based on the relative speed between the
｛４．７．干渉抑制処理（ステップＳ３２）｝
送信波ＰＶＷ１の周波数帯域が、送信波ＰＶＷ２の周波数帯域と重複する場合、レーダ装置１００、２００の各々は、干渉波ピークを検出する。この場合、レーダ装置１００，２００が干渉抑制処理（図１３のステップＳ３２）を実行することにより、送信波ＰＶＷ１、ＰＶＷ２のいずれか一方の中心周波数が変更される。これにより、送信波ＰＶＷ１と送信波ＰＶＷ２とが互いに干渉することを抑制することができる。
{4.7. Interference suppression processing (step S32)}
When the frequency band of transmission wave PVW1 overlaps with the frequency band of transmission wave PVW2, each of
図１８は、図１３に示す干渉抑制処理（ステップＳ３２）のフローチャートである。以下、図１８を参照しながら、送信制御部１１１により実行される干渉抑制処理（ステップＳ３２）を説明する。
FIG. 18 is a flow chart of the interference suppression process (step S32) shown in FIG. The interference suppression processing (step S32) executed by the
送信制御部１１１は、検出フラグ３５に基づいて、干渉波ピークが検出されたか否かを判断する（ステップＳ３２１）。検出フラグ３５がクリアされている場合、干渉波ピークが検出されていない（ステップＳ３２１においてＮｏ）。この場合、送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１がレーダ装置１００以外の他のレーダ装置からの送信波と干渉していないと判断する。送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１の中心周波数を変更することなく、図１８に示す処理を終了する。
The
一方、検出フラグ３５がセットされている場合、干渉波ピークが検出されている（ステップＳ３２１においてＹｅｓ）。この場合、送信制御部１１１は、他のレーダ装置からの送信波を干渉波として受信していると判断し、ステップＳ３２２～Ｓ３２５を実行する。
On the other hand, if the
以下、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２が干渉波である場合を例にして、ステップＳＳ３２２～Ｓ３２５を説明する。送信制御部１１１は、干渉波と位相加算パターンとの相関係数を算出する（ステップＳ３２２）。相関係数は、位相変化部１１３が使用している位相加算パターンだけでなく、パターンテーブル３１に記録されているすべての位相加算パターンに関して算出される。
Hereinafter, steps SS322 to S325 will be described by taking as an example a case where the transmission wave PVW2 from the
具体的には、送信制御部１１１は、干渉波ピークとして検出されたピークＰ２１～Ｐ２４のレンジビンｆｂに基づいて、１回目のＦＦＴにより得られたパワースペクトル３２におけるピークＰ２０を取得する。送信制御部１１１は、ピークＰ２０を構成する各チャープ信号の位相と、パターンテーブル３１に記録されている位相加算パターンとの相関係数を算出する。相関係数は、式（１）に基づいて算出される。
Specifically,
式（１）において、ρは、相関係数である。Ｘは、位相加算パターンにおける加算位相であり、Ｙは、ピークＰ２０を構成するチャープ信号の位相である。σＸＹは、加算位相とチャープ信号の位相との共分散である。σＸは、加算位相の標準偏差であり、σＹは、チャープ信号の位相の標準偏差である。 In Equation (1), ρ is the correlation coefficient. X is the additive phase in the phase additive pattern and Y is the phase of the chirp signal that makes up the peak P20. σXY is the covariance between the additive phase and the phase of the chirp signal. σX is the standard deviation of the additive phase and σY is the standard deviation of the phase of the chirp signal.
送信制御部１１１は、ステップＳ３２２で算出した相関係数の最大値に対応する位相加算パターンを特定する（ステップＳ３２３）。送信制御部１１１は、干渉波の送信元（レーダ装置２００）がステップＳ３２３で特定された位相加算パターンを使用していると判断する。
The
送信制御部１１１は、レーダ装置１００で使用されている位相加算パターンの番号を、ステップＳ３３３で特定された位相加算パターンの番号と比較する。送信制御部１１１は、その比較結果に基づいて、中心周波数を変更するか否かを判断する（ステップＳ３２４）。例えば、自装置で用いられている位相加算パターンの番号が、ステップＳ３２３で特定された位相加算パターンの番号よりも小さい場合、送信制御部１１１は、中心周波数の変更を決定する。他のレーダ装置２００の送信制御部２１１は、送信制御部１１１と同じ基準で中心周波数の変更を決定する。レーダ装置１００が位相加算パターン１を使用し、レーダ装置２００が位相加算パターン２を使用している場合、送信制御部１１１は、レーダ装置１００が使用している位相加算パターンの番号が、レーダ装置２００が使用している位相加算パターンの番号よりも小さいと判断する。
The
この場合、送信制御部１１１は、送信波ＰＶＷ１の中心周波数を変更することを決定し（ステップＳ３２４においてＹｅｓ）、送信波ＰＶＷ１の中心周波数を新たに決定する（ステップＳ３２５）。例えば、送信制御部１１１は、予め設定されている複数の中心周波数の中から、新たな中心周波数をランダムで選択する。なお、現在使用中の中心周波数は、選択対象から除かれる。この場合、他のレーダ装置２００が使用されている位相加算パターンの番号が、レーダ装置１００で使用されている位相加算パターンの番号以上であるため、送信制御部２１１は、中心周波数を維持することを決定する。
In this case, the
一方、レーダ装置１００で使用されている位相加算パターンの番号が、ステップＳ３３３で特定された他のレーダ装置２００で使用中の位相加算パターンの番号以上である場合、送信制御部１１１は、中心周波数を維持することを決定する（ステップＳ３３４においてＮｏ）。この場合、送信波ＰＶＷ２の送信元である他のレーダ装置２００が、中心周波数を変更する。
On the other hand, if the number of the phase addition pattern used by the
このように、干渉波ピークが検出された場合、レーダ装置１００、２００のいずれか一方が、送信波の中心周波数を変更する。この結果、レーダ装置１００が、レーダ装置２００から送信される送信波ＰＶＷ２を干渉波として受信することを抑制できるため、物標の検出精度を向上することができる。
Thus, when an interference wave peak is detected, one of
なお、図１８に示す例では、レーダ装置１００、２００が送信波の中心周波数を変更する例を説明したが、これに限られない。レーダ装置１００、２００は、送信波の送信期間をずらしてもよい。例えば、レーダ装置１００、２００は、送信波を出力してから次の送信波を出力するまでの間隔をランダムに変更すればよい。この場合であっても、レーダ装置１００は、送信波ＰＶＷ２を干渉波として受信することがないため、物標の検出精度をさらに向上させることが可能となる。
In the example shown in FIG. 18, the example in which the
［第２の実施の形態］
図１９は、本発明の第２の実施の形態に係るレーダ装置１００Ａの構成を示す機能ブロック図である。図１９を参照して、レーダ装置１００Ａは、送信部１１に代えて送信部１１Ａを備え、受信部１４に代えて受信部１４Ａを備える。レーダ装置１００Ａは、図１に示すレーダ装置１００が用いる方法と異なる方法で、反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数を相殺する。
[Second embodiment]
FIG. 19 is a functional block diagram showing the configuration of a
送信部１１Ａは、位相変化部１１３に代えて、位相変化部１１３Ａを備える。また、送信部１１Ａは、分岐部１１４をさらに備える。分岐部１１４は、発振器１１６の出力端子（図示省略）と接続される。位相変化部１１３Ａは、送信アンテナ１２と分岐部１１４との間に配置される。
Transmitting
発振器１１６は、生成した送信信号ＴＳ１を、分岐部１１４に出力する。分岐部１１４は、発振器１１６から受けた送信信号ＴＳ１を、位相変化部１１３Ａ及びミキサ１４１に出力する。位相変化部１１３Ａは、発振器１１６から受けた送信信号ＴＳ１の位相を変化させることにより、ドップラ送信信号ＰＶＳ１を生成する。位相変化部１１３Ａは、生成したドップラ送信信号ＰＶＳ１を送信アンテナ１２に出力する。位相変化部１１３Ａの動作は、図３に示す位相変化部１１３の動作と同じであるため、その説明を省略する。
図２０は、図１９に示す受信部１４Ａの構成を示す機能ブロック図である。図２０を参照して、受信部１４Ａは、ミキサ１４１と、Ａ／Ｄ変換器１４２と、逆位相変化部１４３とを含む。
FIG. 20 is a functional block diagram showing the configuration of the
ミキサ１４１は、送信信号ＴＳ１と受信信号ＲＳとをミキシングしてビート信号ＢＳＡを生成する。ビート信号ＢＳＡは、反射信号ＲＦＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数と、干渉信号ＩＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数とを含む。
The
反射信号ＲＦＳは、位相変化部１１３Ａが送信信号ＴＳ１に付加した仮想的なドップラシフト周波数を含む。干渉信号ＩＳは、レーダ装置２００が送信信号ＴＳ２に付加した仮想的なドップラシフト周波数を含む。一方、送信信号ＴＳ１は、仮想的なドップラシフト周波数を含まない。従って、反射信号ＲＦＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数と、干渉信号ＩＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数は、ミキシングの際に打ち消されることなく、ビート信号ＢＳＡに残存する。
The reflected signal RFS includes the virtual Doppler-shifted frequency added to the transmission signal TS1 by the
逆位相変化部１４３は、位相変化部１１３Ａが送信信号ＴＳ１に与えた位相変化と逆の位相変化を、ミキサ１４１から受けたビート信号ＢＳＡに与える。例えば、位相変化部１１３Ａが、図５に示す位相加算パターン１を用いて送信信号ＴＳ１の位相を変化させた場合を想定する。この場合、逆位相変化部１４３は、１周期目のビート信号ＢＳＡの位相を３１５°戻し、２周期目のビート信号ＢＳＡの位相を４５°戻し、３周期目のビート信号ＢＳＡの位相を１８．４３°戻し、４周期目のビート信号ＢＳＡの位相を２２５°戻す。
The
この結果、ビート信号ＢＳＡに含まれる仮想的なドップラシフト周波数のうち、反射信号ＲＦＳに由来する仮想的なドップラシフト周波数が打ち消される。反射信号ＲＦＳは、位相変化部１１３Ａが送信信号ＴＳ１に与えた位相変化と同じ位相変化を有するためである。一方、干渉信号ＩＳに由来するドップラシフト周波数は、逆位相変化部１４３により打ち消されない。干渉信号ＩＳは、位相変化部１１３Ａが送信信号ＰＶＳ１に与えた位相変化とは別の位相変化を有するためである。
As a result, the virtual Doppler shift frequency derived from the reflected signal RFS is canceled out of the virtual Doppler shift frequencies contained in the beat signal BSA. This is because the reflected signal RFS has the same phase change as the phase change given to the transmission signal TS1 by the
逆位相変化部１４３は、逆の位相変化を与えたビート信号ＢＳＡを、位相調整ビート信号ＢＳＲとしてＡ／Ｄ変換器１４２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１４２は、逆位相変化部１４３から受けた位相調整ビート信号ＢＳＲを離散化して、フーリエ変換部１５１に出力する。
The opposite
再び、図１９を参照して、フーリエ変換部１５１は、位相調整ビート信号ＢＳＲを受信部１４Ａから受ける。フーリエ変換部１５１は、その受けた位相調整ビート信号ＢＳＲに対して２次元ＦＦＴを行って、２次元パワースペクトル３３を生成する。
Referring to FIG. 19 again,
この結果、レーダ装置１００Ａは、第１の実施の形態に係るレーダ装置１００と同様に、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２に起因する干渉波ピークを検出することができる。また、位相変化部１１３を、信号生成部１１２とミキサ１４１との間に配置することができない場合においても、反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数を打ち消すことができる。従って、レーダ装置１００Ａは、設計の自由度を向上することができる。
As a result, the
なお、レーダ装置１００Ａは、複数の送信アンテナ１２を備える場合、複数の送信アンテナ１２に対応する複数の位相変化部１１３Ａを備えてもよい。この場合、位相変化部１１３Ａは、送信アンテナ１２と１対１に対応して設けられる。位相加算パターンは、複数の位相変化部１１３Ａの各々に対して個別に設定される。逆位相変化部１４３は、複数の位相変化部１１３Ａに設定された複数の位相加算パターンによる位相変化と逆の位相変化を、ビート信号ＢＳＡに施せばよい。
In addition, when the
［第３の実施の形態］
図２１は、本発明の第３の実施の形態に係るレーダ装置が備える信号処理部１５Ｂの構成を示す機能ブロック図である。図２１を参照して、本実施の形態に係るレーダ装置は、下記の点を除き、図１９に示すレーダ装置１００Ａと同じ構成である。本実施の形態に係るレーダ装置において、受信部１４Ａは、逆位相変化部１４３を備えない。このため、Ａ／Ｄ変換器１４２は、ビート信号ＢＳＡを離散化する。また、本実施の形態に係るレーダ装置は、信号処理部１５に代えて、図２１に示す信号処理部１５Ｂを備える。
[Third Embodiment]
FIG. 21 is a functional block diagram showing the configuration of the
信号処理部１５Ｂは、離散化されたビート信号ＢＳＡを受信部１４Ａから受け、２次元パワースペクトル３３を生成する。信号処理部１５Ｂは、第１フーリエ変換部１５１Ｂと、逆位相変化部１５２Ｂと、第２フーリエ変換部１５３Ｂとを含む。
The
第１フーリエ変換部１５１Ｂは、受信部１４Ａから受けたビート信号ＢＳＡに対して、物標の距離を求めるための１回目のＦＦＴを実行して、ビート信号ＢＳＡの各々に対応するスペクトル情報を取得する。ビート信号ＢＳＡの各々に対応するスペクトル情報は、パワースペクトルであり、複素数で表現される。
The first
逆位相変化部１５２Ｂは、１回目のＦＦＴ結果（ビート信号ＢＳＡの各々に対応するスペクトル情報）に対して、位相変化部１１３Ａが送信信号ＴＳ１に与えた位相変化と逆の位相変化を与える。例えば、位相変化部１１３Ａが図５に示す位相加算パターン１を使用した場合、逆位相変化部１５２Ｂは、１周期目のビート信号ＢＳに対応するスペクトル情報に対して、－２２５°の位相変化を与える。逆位相変化部１５２Ｂは、２、３、及び４周期目のビート信号ＢＳに対応するスペクトル情報に対して、－４５°、－１８．４３°、及び－２２５°の位相変化を与える。逆位相変化部１５２Ｂは、逆の位相変化が与えられた１回目のＦＦＴ結果を第２フーリエ変換部１５３Ｂに出力する。
The
第２フーリエ変換部１５３Ｂは、逆の位相変化が与えられた１回目のＦＦＴ結果に対して２回目のＦＦＴを行うことにより、２次元パワースペクトル３３を生成する。
The second
信号処理部１５Ｂを用いた場合であっても、図１５に示す２次元パワースペクトル３３を取得することができる。本実施の形態に係るレーダ装置は、第１の実施の形態に係るレーダ装置１００と同様に、レーダ装置２００からの送信波ＰＶＷ２に起因する干渉波ピークを検出することができる。また、位相変化部１１３を、信号生成部１１２とミキサ１４１との間に配置することができない場合においても、反射信号ＲＦＳに含まれる仮想的なドップラシフト周波数を打ち消すことができる。従って、本実施の形態に係るレーダ装置は、設計の自由度を向上することができる。
Even when the
つまり、本発明に係るレーダ装置は、相対速度を求めるためのＦＦＴを開始する前に、受信信号、ビート信号、ビート信号のパワースペクトルのいずれかに対して、送信信号ＴＳ１に与えた位相変化と逆の位相変化を与えればよい。これにより、干渉波検出部１６は、送信波ＰＶＷ２に基づく干渉波ピークを検出することができる。相対速度を求めるためのＦＦＴを開始する前の受信信号には、受信信号ＲＳと、ビート信号ＢＳ、ＢＳＡと、１回目のＦＦＴにより得られたビート信号に対応するスペクトル情報が含まれる。
That is, the radar apparatus according to the present invention, before starting FFT for obtaining the relative velocity, for any of the received signal, the beat signal, and the power spectrum of the beat signal. A reverse phase change should be given. Thereby, the
｛変形例｝
上記実施の形態では、送信信号に含まれるチャープ信号の位相を周期的に変化させるＦＣＭ方式のレーダ装置を説明した。しかし、ＯＦＤＭ方式のレーダ装置において、送信信号の位相を周期的に変化させてもよい。
{Modification}
In the above embodiment, an FCM radar apparatus that periodically changes the phase of the chirp signal included in the transmission signal has been described. However, in the OFDM radar apparatus, the phase of the transmission signal may be changed periodically.
つまり、レーダ装置１００において、位相変化部は、信号生成部１１２により生成された送信信号ＴＳ１に周期的な位相変化を与えて、ドップラ送信信号を生成し、生成したドップラ送信信号を送信アンテナに供給する。信号処理部は、受信アンテナにより取得された受信信号を処理してパワースペクトルを取得する。パワースペクトルは、２次元でなくてもよい。干渉波検出部は、信号処理部により取得されたパワースペクトルが所定の位置関係を満たす少なくとも２つピークを含むか否かを判断する。パワースペクトルがこれら少なくとも２つのピークを含む場合、これら少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する。レーダ装置１００が、このような位相変化部及び干渉波検出部を備えていれば、送信波の送信方式は特に限定されない。
That is, in the
これにより、レーダ装置１００から送信される送信波の周波数帯域が、他のレーダ装置２００から送信される送信波の周波数帯域と重複する場合であっても、レーダ装置１００は、レーダ装置１００から送信される送信波が物標で反射した反射波を、干渉波（別のレーダ装置２００から送信される送信波）と区別することができる。
As a result, even if the frequency band of the transmission wave transmitted from the
上記実施の形態では、所定の位置関係が、複数のピークが速度ビン方向に一列に並び、かつ、これら複数のピークの間隔が位相変化部１１３、２１３により与えられた位相変化から導かれる複数の周波数の差に対応することである例を説明したが、これに限られない。図１５に示す２次元パワースペクトル３３において、干渉波ピークであるピークＰ２１～Ｐ２４は、速度ビン方向に一列に並ぶとともに、その間隔が一定である。この考えに基づいて、所定の位置関係が、複数のピークが速度ビン方向に一列に並び、かつ、これら福栖のピークの間隔が一定であることであってもよい。つまり、干渉波検出部１６は、パワースペクトルが所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークを含むか否かを判断すればよい。これにより、レーダ装置１００は、受信波に含まれる反射波と干渉波とを区別することができる。
In the above-described embodiment, the predetermined positional relationship includes a plurality of peaks arranged in a row in the velocity bin direction, and a plurality of peaks whose intervals are derived from the phase changes given by the
上記実施の形態において、レーダ装置が干渉抑制処理（図１３に示すステップＳ３２）を実行する例を説明した。しかし、レーダ装置は、干渉抑制処理を実行しなくてもよい。この場合、レーダ装置間の干渉を防ぐために、送信波の周波数帯域をレーダ装置ごとに設定しなくてもよい。送信波の周波数帯域を広げることができるため、レーダ装置の距離分解能を向上させることができる。 In the above embodiment, an example in which the radar device executes the interference suppression process (step S32 shown in FIG. 13) has been described. However, the radar device does not have to execute the interference suppression process. In this case, it is not necessary to set the frequency band of the transmission wave for each radar device in order to prevent interference between radar devices. Since the frequency band of the transmission wave can be widened, the range resolution of the radar device can be improved.
上記実施の形態において、干渉波検出部１６が、干渉波ピークの候補を特定した後に、干渉波ピークの候補におけるパワーのばらつきが所定範囲内であるか否かを判定する例（図１６に示すステップＳ２３５）を説明したが、これに限られない。干渉波検出部１６は、ステップＳ２４５を実行しなくてもよい。つまり、干渉波検出部１６は、ステップＳ２４４において、周期性を有する複数のピークが存在すると判断した場合、これら複数のピークを干渉波ピークとして決定してもよい。
In the above-described embodiment, an example in which the interference
上記実施の形態において、レーダ装置が車両の前端面に設置される例を説明したが、これに限られない。車両は、上記実施の形態に係る複数のレーダ装置を搭載してもよい。この場合であっても、１台の車両に搭載された複数のレーダ装置において、隣り合う２台のレーダ装置の一方は、他方からの送信波に由来する干渉波ピークを検出できる。 In the above embodiment, an example in which the radar device is installed on the front end surface of the vehicle has been described, but the present invention is not limited to this. A vehicle may be equipped with a plurality of radar devices according to the above embodiments. Even in this case, in a plurality of radar devices mounted on one vehicle, one of two adjacent radar devices can detect an interference wave peak derived from the transmission wave from the other.
上記実施の形態において、フーリエ変換部が、１回目のＦＦＴにおいて、レーダ装置から物標までの距離を求め、２回目のＦＦＴにおいて、レーダ装置と物標との相対速度を求める例を説明したが、これに限られない。フーリエ変換部は、１回目のＦＦＴにおいて、レーダ装置と物標との相対速度を求め、２回目のＦＦＴにおいて、レーダ装置から物標までの距離を求めてもよい。この場合、１回目のＦＦＴにより得られるパワースペクトルから、干渉波ピークを検出することができる。 In the above embodiment, an example was described in which the Fourier transform unit obtains the distance from the radar device to the target in the first FFT, and obtains the relative velocity between the radar device and the target in the second FFT. , but not limited to this. The Fourier transform unit may obtain the relative velocity between the radar device and the target in the first FFT, and may obtain the distance from the radar device to the target in the second FFT. In this case, an interference wave peak can be detected from the power spectrum obtained by the first FFT.
また、上記実施の形態において、送信アンテナ１２及び受信アンテナ１３以外のレーダ装置の各機能ブロックは、ＬＳＩなどの半導体装置により個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全部を含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
Further, in the above embodiment, each functional block of the radar device other than the transmitting
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。 Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be implemented by a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure connections and settings of circuit cells inside the LSI may be used.
また、送信アンテナ１２及び受信アンテナ１３以外のレーダ装置の各機能ブロックにより実行される処理の一部または全部は、プログラムにより実現されるものであってもよい。そして、上記各実施の形態の各機能ブロックの処理の一部または全部は、コンピュータにおいて、中央演算装置（ＣＰＵ）により行われる。また、それぞれの処理を行うためのプログラムは、ハードディスク、ＲＯＭなどの記憶装置に格納されており、ＲＯＭにおいて、あるいはＲＡＭに読み出されて実行される。
Also, part or all of the processing executed by each functional block of the radar apparatus other than the transmitting
また、上記実施の形態の各処理をハードウェアにより実現してもよいし、ソフトウェア（ＯＳ（オペレーティングシステム）、ミドルウェア、あるいは、所定のライブラリとともに実現される場合を含む。）により実現してもよい。さらに、ソフトウェアおよびハードウェアの混在処理により実現しても良い。 Further, each process of the above embodiment may be realized by hardware, or may be realized by software (including cases where it is realized together with an OS (operating system), middleware, or a predetermined library). . Furthermore, it may be realized by mixed processing of software and hardware.
例えば、上記実施の形態（変形例を含む）の各機能ブロックを、ソフトウェアにより実現する場合、図２２に示したハードウェア構成（例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、入力部、出力部等をバスＢｕｓにより接続したハードウェア構成）を用いて、各機能部をソフトウェア処理により実現するようにしてもよい。 For example, when the functional blocks of the above embodiments (including modifications) are implemented by software, the hardware configuration shown in FIG. Each functional unit may be realized by software processing using a hardware configuration connected by
また、上記実施の形態における処理方法の実行順序は、必ずしも、上記実施の形態の記載に制限されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲で、実行順序を入れ替えてもよい。 Also, the execution order of the processing methods in the above embodiments is not necessarily limited to the description of the above embodiments, and the execution order may be changed without departing from the spirit of the invention.
前述した方法をコンピュータに実行させるコンピュータプログラム及びそのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、本発明の範囲に含まれる。ここで、コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＡＭ、大容量ＤＶＤ、次世代ＤＶＤ、半導体メモリを挙げることができる。 A computer program that causes a computer to execute the method described above and a computer-readable recording medium that records the program are included in the scope of the present invention. Examples of computer-readable recording media include flexible disks, hard disks, CD-ROMs, MOs, DVDs, DVD-ROMs, DVD-RAMs, large-capacity DVDs, next-generation DVDs, and semiconductor memories. .
上記コンピュータプログラムは、上記記録媒体に記録されたものに限られず、電気通信回線、無線又は有線通信回線、インターネットを代表とするネットワーク等を経由して伝送されるものであってもよい。 The computer program is not limited to being recorded on the recording medium, and may be transmitted via an electric communication line, a wireless or wired communication line, a network represented by the Internet, or the like.
なお、本発明の具体的な構成は、前述の実施形態に限られるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更および修正が可能である。 The specific configuration of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various changes and modifications are possible without departing from the gist of the invention.
１００、１００Ａ、２００ レーダ装置
１１ 送信部
１２ 送信アンテナ
１３ 受信アンテナ
１４ 受信部
１５、１５Ａ、１５Ｂ 信号処理部
１６ 干渉波検出部
１１１ 送信制御部
１１２ 信号生成部
１１３、１１３Ａ 位相変化部
１４１ ミキサ
１４２ Ａ／Ｄ変換器
１４３、１５２Ｂ 逆位相変化部
１５１ フーリエ変換部
１５１Ｂ 第１フーリエ変換部
１５３Ｂ 第２フーリエ変換部
100, 100A, 200
Claims (12)
送信信号を生成する信号生成部と、
前記信号生成部により生成された送信信号に周期的な位相変化を与え、前記周期的な位相変化を与えられた送信信号を送信アンテナに供給する位相変化部と、
前記周期的な位相変化と逆の位相変化を、受信アンテナにより取得された受信信号に与える逆位相変化部と、
前記逆の位相変化が与えられた受信信号を処理して、パワースペクトルを生成する信号処理部と、
所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークが前記信号処理部により生成されたパワースペクトルに含まれるか否かを判断する干渉波検出部と、を備え、
前記信号処理部は、前記逆の位相変化が与えられた受信信号から２次元パワースペクトルを生成する、レーダ装置。 A radar device,
a signal generator that generates a transmission signal;
a phase change unit that periodically changes the phase of the transmission signal generated by the signal generation unit and supplies the transmission signal that has undergone the periodic phase change to a transmission antenna;
an opposite phase change unit that applies a phase change opposite to the periodic phase change to a received signal acquired by a receiving antenna;
a signal processing unit that processes the received signal given the opposite phase change to generate a power spectrum;
an interference wave detector that determines whether at least two peaks that satisfy a predetermined positional relationship are included in the power spectrum generated by the signal processor ;
The radar device , wherein the signal processing unit generates a two-dimensional power spectrum from the received signal given the opposite phase change .
前記２次元パワースペクトルは、さらに、
前記レーダ装置から見た物標の相対速度に相当する速度軸、を含み、
前記干渉波検出部は、前記少なくとも２つのピークが前記速度軸の方向に並び、かつ、前記少なくとも２つのピークの間隔が前記周期的な位相変化から導かれる複数の周波数の差に対応する場合、前記少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出するレーダ装置。 The radar device according to claim 1 ,
The two-dimensional power spectrum is further
including a speed axis corresponding to the relative speed of the target viewed from the radar device,
When the at least two peaks are aligned in the direction of the velocity axis, and the interval between the at least two peaks corresponds to a plurality of frequency differences derived from the periodic phase change, the interference wave detector detects , a radar apparatus for detecting said at least two peaks as interference wave peaks.
前記受信アンテナにより取得された受信信号は、
前記レーダ装置とは別のレーダ装置から送信された送信波に由来する干渉信号、を含み、
前記干渉信号は、
前記周期的な位相変化と異なる位相変化、を含み、
前記２次元パワースペクトルは、
前記レーダ装置から見た物標の相対速度に相当する速度軸、を含み、
前記干渉波検出部は、前記少なくとも２つのピークが前記速度軸の方向に並び、かつ、前記少なくとも２つのピークの間隔が前記異なる位相変化から導かれる複数の周波数の差に対応する場合、前記少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出するレーダ装置。 The radar device according to claim 1 ,
The received signal obtained by the receiving antenna is
An interference signal derived from a transmission wave transmitted from a radar device different from the radar device,
The interference signal is
a phase change different from the periodic phase change;
The two-dimensional power spectrum is
including a speed axis corresponding to the relative speed of the target viewed from the radar device,
When the at least two peaks are aligned in the direction of the velocity axis, and the interval between the at least two peaks corresponds to a plurality of frequency differences derived from the different phase changes, the interference wave detector detects the A radar system that detects at least two peaks as interference wave peaks.
前記干渉波検出部は、前記少なくとも２つのピークの各々のパワーが所定範囲内にある場合、前記少なくとも２つのピークを干渉波ピークとして検出する、レーダ装置。 The radar device according to claim 2 or 3 ,
The radar device, wherein the interference wave detector detects the at least two peaks as interference wave peaks when the power of each of the at least two peaks is within a predetermined range.
前記信号生成部により生成された送信信号は、複数のチャープ信号を含み、
前記位相変化部は、予め設定された位相加算パターンに基づいて、前記複数のチャープ信号の各々の位相を変化させ、
前記位相加算パターンにおいて、Ｋ（Ｋは３以上の自然数）個のチャープ信号を１単位として前記Ｋ個のチャープ信号の各々に加算すべき位相加算量が設定されている、レーダ装置。 The radar device according to any one of claims 1 to 4 ,
The transmission signal generated by the signal generator includes a plurality of chirp signals,
The phase changing unit changes the phase of each of the plurality of chirp signals based on a preset phase addition pattern,
In the phase addition pattern, a phase addition amount to be added to each of the K chirp signals is set with K (K is a natural number of 3 or more) chirp signals as one unit.
前記位相加算パターンに設定された位相加算量は、複数の基本パターンに設定された位相加算量の合成位相であり、
前記複数の基本パターンにおける位相加算量は、時間の経過とともに増加する、レーダ装置。 The radar device according to claim 5 ,
The phase addition amount set in the phase addition pattern is a composite phase of the phase addition amounts set in a plurality of basic patterns,
The radar device, wherein the amount of phase addition in the plurality of basic patterns increases over time.
基本加算量が、３６０°をＫで除した値である場合、前記複数の基本パターンの各々において、第Ｍ（Ｍは、１以上Ｋ－１以下の自然数）チャープ信号に加算される位相加算量と第Ｍ＋１チャープ信号に加算される位相加算量との差は、前記基本加算量の倍数であるレーダ装置。 A radar device according to claim 6 ,
When the basic addition amount is a value obtained by dividing 360° by K, the phase addition amount added to the M-th (M is a natural number of 1 or more and K−1 or less) chirp signal in each of the plurality of basic patterns. and a phase addition amount added to the M+1th chirp signal is a multiple of the basic addition amount.
前記逆位相変化部は、前記受信アンテナにより取得された受信信号と前記周期的な位相変化を与えられた送信信号とをミキシングしてビート信号を生成するミキサであり、
前記信号処理部は、
前記逆位相変化部により生成されたビート信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部、を含むレーダ装置。 The radar device according to any one of claims 1 to 7 ,
The opposite phase change unit is a mixer that generates a beat signal by mixing the received signal acquired by the receiving antenna and the transmission signal to which the periodic phase change is given,
The signal processing unit is
A radar apparatus comprising a Fourier transform unit that Fourier transforms the beat signal generated by the antiphase change unit.
前記受信アンテナにより取得された受信信号と前記信号生成部により生成された送信信号とをミキシングしてビート信号を生成するミキサ、を備え、
前記逆位相変化部は、前記逆の位相変化を前記ミキサにより生成されたビート信号に与え、
前記信号処理部は、
前記逆の位相変化が与えられたビート信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部、を含むレーダ装置。 The radar device according to any one of claims 1 to 7 , further comprising
A mixer that mixes the received signal acquired by the receiving antenna and the transmitted signal generated by the signal generation unit to generate a beat signal,
The opposite phase change unit applies the opposite phase change to the beat signal generated by the mixer,
The signal processing unit is
A radar apparatus comprising a Fourier transform unit that Fourier transforms the beat signal to which the opposite phase change is applied.
前記受信アンテナにより取得された受信信号と前記信号生成部により生成された送信信号とをミキシングしてビート信号を生成するミキサ、を備え、
前記信号処理部は、
前記ビート信号に対して１回目のフーリエ変換を行うことにより前記ビート信号に対応する複数のスペクトル情報を生成する第１フーリエ変換部と、
前記逆位相変化部と、
第２フーリエ変換部と、を含み、
前記逆位相変化部は、前記逆の位相変化を前記第１フーリエ変換部により生成された複数のスペクトル情報に与え、
前記第２フーリエ変換部は、前記逆の位相変化が与えられた複数のスペクトル情報に対して２回目のフーリエ変換を行うことにより前記２次元パワースペクトルを生成する、レーダ装置。 The radar device according to any one of claims 1 to 7 , further comprising
A mixer that mixes the received signal acquired by the receiving antenna and the transmitted signal generated by the signal generation unit to generate a beat signal,
The signal processing unit is
a first Fourier transform unit that generates a plurality of pieces of spectral information corresponding to the beat signal by performing a first Fourier transform on the beat signal;
the opposite phase change section;
a second Fourier transform unit;
The opposite phase change unit gives the opposite phase change to the plurality of spectral information generated by the first Fourier transform unit,
The radar device, wherein the second Fourier transform unit generates the two-dimensional power spectrum by performing a second Fourier transform on the plurality of pieces of spectrum information given the opposite phase changes.
前記干渉波検出部により干渉波ピークが検出された場合、前記送信アンテナにより送信される送信波の中心周波数又は送信期間を変更する送信制御部、を備えるレーダ装置。 The radar device according to any one of claims 1 to 10 , further comprising:
A radar apparatus comprising a transmission control section that changes a center frequency or a transmission period of a transmission wave transmitted by the transmission antenna when an interference wave peak is detected by the interference wave detection section.
ｂ）前記生成された送信信号に周期的な位相変化を与え、前記周期的な位相変化を与えられた送信信号を送信アンテナに供給するステップと、
ｃ）前記周期的な位相変化と逆の位相変化を、受信アンテナにより取得された受信信号に与えるステップと、
ｄ）前記逆の位相変化が与えられた受信信号を処理して、パワースペクトルを生成するステップと、
ｅ）所定の位置関係を満たす少なくとも２つのピークが前記生成されたパワースペクトルに含まれるか否かを判断するステップと、を備え、
前記パワースペクトルを生成するステップは、前記逆の位相変化が与えられた受信信号から２次元パワースペクトルを生成する、干渉波検出方法。 a) generating a transmission signal;
b) imparting a periodic phase variation to the generated transmission signal and providing the periodic phase variation to a transmission antenna;
c) imparting a phase change opposite to said periodic phase change to a received signal obtained by a receiving antenna;
d) processing the opposite phase-changed received signal to generate a power spectrum;
e) determining whether at least two peaks satisfying a predetermined positional relationship are included in the generated power spectrum ;
The interference wave detection method , wherein the step of generating the power spectrum generates a two-dimensional power spectrum from the received signal given the opposite phase change .
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