JP7034373B2 - DC power supply, power conversion device and refrigeration cycle device - Google Patents

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Description

本発明は、交流を直流に変換して出力する直流電源装置、直流電源装置を備える電力変換装置、及び電力変換装置を備える冷凍サイクル装置に関する。 The present invention relates to a DC power supply device that converts alternating current into direct current and outputs it, a power conversion device including a direct current power supply device, and a refrigeration cycle device including a power conversion device.

下記特許文献１には、同期整流と称されている技術を適用して損失低減を図った直流電源装置が開示されている。 The following Patent Document 1 discloses a DC power supply device in which a technique called synchronous rectification is applied to reduce loss.

特開２０１５－２０８１０９号公報JP-A-2015-208109

しかしながら、上記特許文献１は、ハイサイドのダイオードに発生する逆回復電流によるスイッチング損失の低減を図るものであり、消費電力の範囲が広い製品への適用についての検討は為されていない。即ち、特許文献１に示される技術では、消費電力に応じた効率の改善が充分ではないという課題が存在する。 However, Patent Document 1 aims to reduce the switching loss due to the reverse recovery current generated in the high-side diode, and has not been studied for application to a product having a wide range of power consumption. That is, the technique shown in Patent Document 1 has a problem that the improvement of efficiency according to the power consumption is not sufficient.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善を可能とする直流電源装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device that can be applied to a product having a wide range of power consumption and can improve efficiency according to the power consumption. ..

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、寄生ダイオードを内部に有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタを複数備え、複数の金属酸化物半導体電界効果トランジスタがブリッジ接続され、リアクタを介して交流電源に接続される整流回路を備える。また、直流電源装置は、整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサと、交流電源の出力電圧である電源電圧の極性又は位相を検出する第１の検出器と、整流回路に流れる第１電流を検出する第１の電流検出器と、を備える。制御部は、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングで金属酸化物半導体電界効果トランジスタをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、金属酸化物半導体電界効果トランジスタをパルス幅変調制御してコンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有し、低消費電力時には、第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the DC power supply device according to the present invention includes a plurality of metal oxide semiconductor field effect transistors having a parasitic diode inside, and the plurality of metal oxide semiconductor field effect transistors are bridged. It is equipped with a rectifier circuit that is connected and connected to an AC power supply via a reactor. Further, the DC power supply device includes a capacitor connected between the output terminals of the rectifying circuit, a first detector for detecting the polarity or phase of the power supply voltage which is the output voltage of the AC power supply, and a first current flowing through the rectifying circuit. A first current detector for detecting the above. The control unit controls the first operation mode, which performs synchronous rectification to turn on the metal oxide semiconductor electric field effect transistor at the timing when the current flows in the same direction as the parasitic diode, and pulse width modulation control of the metal oxide semiconductor electric field effect transistor. It has a second operation mode for boosting the voltage across the transistor, and activates the first operation mode when the power consumption is low, and activates the second operation mode when the power consumption is high.

本発明に係る直流電源装置によれば、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善が可能になるという効果を奏する。 According to the DC power supply device according to the present invention, it can be applied to a product having a wide range of power consumption, and has an effect that efficiency can be improved according to the power consumption.

実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the motor drive device which includes the power conversion device which concerns on Embodiment 1. 実施の形態１に係る直流電源装置における金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）の動作説明に使用する第１の図FIG. 1 is a first diagram used for explaining the operation of a metal oxide semiconductor field effect transistor (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) in the DC power supply device according to the first embodiment. 実施の形態１に係る直流電源装置におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第２の図FIG. 2 is a second diagram used for explaining the operation of the MOSFET in the DC power supply device according to the first embodiment. 図１の制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図A block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of the control unit shown in FIG. 図１の制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図A block diagram showing another example of the hardware configuration that realizes the function of the control unit in FIG. 実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図The figure which shows the 1st operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 1. 実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図The figure which shows the 2nd operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 1. 実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第３の動作波形を示す図The figure which shows the 3rd operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 1. 実施の形態１における整流回路のスイッチング素子を動作させる第４の動作波形を示す図The figure which shows the 4th operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 1. 実施の形態１の制御部における動作モードの説明に使用する図The figure used for the explanation of the operation mode in the control part of Embodiment 1. 実施の形態２の整流回路における駆動回路の回路構成を示す回路図A circuit diagram showing a circuit configuration of a drive circuit in the rectifier circuit of the second embodiment. 実施の形態２におけるチャージモード時の動作波形を示す図The figure which shows the operation waveform in the charge mode in Embodiment 2. 実施の形態３における整流回路の動作波形を示す図The figure which shows the operation waveform of the rectifier circuit in Embodiment 3. 実施の形態４における整流回路の動作波形を示す図The figure which shows the operation waveform of the rectifier circuit in Embodiment 4. 実施の形態４における直流電流の検出タイミングの説明に使用する図The figure used for the explanation of the detection timing of the direct current in Embodiment 4. 実施の形態４における整流回路のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図The figure which shows the 1st operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 4. 実施の形態４における整流回路のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図The figure which shows the 2nd operation waveform which operates the switching element of the rectifier circuit in Embodiment 4. 実施の形態５に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the motor drive device which includes the power conversion device which concerns on Embodiment 5. 実施の形態６に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the motor drive device which includes the power conversion device which concerns on Embodiment 6. 実施の形態７に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the motor drive device which includes the power conversion device which concerns on Embodiment 7. 実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the refrigerating cycle apparatus which concerns on Embodiment 8.

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、電力変換装置及び冷凍サイクル装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。 The DC power supply device, the power conversion device, and the refrigeration cycle device according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the following embodiments.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１において、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、コンデンサ４と、インバータ回路５と、電源電圧ゼロクロス検出回路７と、直流電圧検出回路８と、直流電流検出回路９，１０と、制御部１１とを備える。これらの構成部のうち、リアクタ２、整流回路３、コンデンサ４、電源電圧ゼロクロス検出回路７、直流電圧検出回路８、及び制御部１１は、実施の形態１に係る直流電源装置５０を構成する。また、直流電源装置５０、インバータ回路５、直流電流検出回路１０、及び制御部１１は、実施の形態１に係る電力変換装置７０を構成する。なお、図１において、制御部１１は、整流回路３及びインバータ回路５のそれぞれを制御する共通の制御部として構成されているが、整流回路３及びインバータ回路５のそれぞれを個別に制御する２つの制御部を備えて構成されていてもよい。また、リアクタ２は、直流電源装置５０から見て外部の構成要素であってもよい。また、ここでは、コンデンサ４を直流電源装置５０の構成要素としているが、インバータ回路５の構成要素であってもよい。Embodiment 1.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device including a power conversion device according to the first embodiment. In FIG. 1, the motor drive device 100 according to the first embodiment includes a reactor 2, a rectifier circuit 3, a capacitor 4, an inverter circuit 5, a power supply voltage zero cross detection circuit 7, a DC voltage detection circuit 8, and a DC. It includes current detection circuits 9 and 10 and a control unit 11. Among these components, the reactor 2, the rectifier circuit 3, the capacitor 4, the power supply voltage zero cross detection circuit 7, the DC voltage detection circuit 8, and the control unit 11 constitute the DC power supply device 50 according to the first embodiment. Further, the DC power supply device 50, the inverter circuit 5, the DC current detection circuit 10, and the control unit 11 constitute the power conversion device 70 according to the first embodiment. In addition, in FIG. 1, the control unit 11 is configured as a common control unit that controls each of the rectifier circuit 3 and the inverter circuit 5, but two units that individually control each of the rectifier circuit 3 and the inverter circuit 5. It may be configured to include a control unit. Further, the reactor 2 may be an external component when viewed from the DC power supply device 50. Further, although the capacitor 4 is a component of the DC power supply device 50 here, it may be a component of the inverter circuit 5.

整流回路３は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を有し、リアクタ２を介して交流電源１に接続される。４つのスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４はブリッジ接続され、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４のぞれぞれは、内部に寄生ダイオードＤ３－１～Ｄ３－４を有する。なお、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４のうち、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－２を、「上アームのスイッチング素子」もしくは単に「上アーム」と呼ぶことがある。また、スイッチング素子ＳＷ３－３，ＳＷ３－４を、「下アームのスイッチング素子」もしくは単に「下アーム」と呼ぶことがある。また、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３の組、及びスイッチング素子ＳＷ３－２，ＳＷ３－４の組のそれぞれを「上下アーム」と呼ぶことがある。 The rectifier circuit 3 has switching elements SW3-1 to SW3-4 which are MOSFETs, and is connected to the AC power supply 1 via the reactor 2. The four switching elements SW3-1 to SW3-4 are bridge-connected, and each of the switching elements SW3-1 to SW3-4 has a parasitic diode D3-1 to D3-4 inside. Of the switching elements SW3-1 to SW3-4, the switching elements SW3-1 and SW3-2 may be referred to as "upper arm switching element" or simply "upper arm". Further, the switching elements SW3-3 and SW3-4 may be referred to as a "lower arm switching element" or simply a "lower arm". Further, each of the set of switching elements SW3-1 and SW3-3 and the set of switching elements SW3-2 and SW3-4 may be referred to as "upper and lower arms".

整流回路３は、更に、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４のそれぞれを駆動する駆動回路３ａ～３ｄを備える。整流回路３は、リアクタ２を介して供給される交流電源１の交流電力を直流電力に変換する。 The rectifier circuit 3 further includes drive circuits 3a to 3d for driving each of the switching elements SW3-1 to SW3-4. The rectifier circuit 3 converts the AC power of the AC power supply 1 supplied via the reactor 2 into DC power.

リアクタ２は、交流電源１と整流回路３との間に接続され、交流電源１から整流回路３へ供給される電源電流Ｉｓを平滑化する。コンデンサ４は、平滑コンデンサである。コンデンサ４は、正極端子及び負極端子を有する。コンデンサ４は、整流回路３の出力端子間に接続され、整流回路３の出力電圧を平滑化する。 The reactor 2 is connected between the AC power supply 1 and the rectifier circuit 3, and smoothes the power supply current Is supplied from the AC power supply 1 to the rectifier circuit 3. The capacitor 4 is a smoothing capacitor. The capacitor 4 has a positive electrode terminal and a negative electrode terminal. The capacitor 4 is connected between the output terminals of the rectifier circuit 3 and smoothes the output voltage of the rectifier circuit 3.

インバータ回路５は、ブリッジ接続される６つのスイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６を有し、整流回路３の出力端に接続される。整流回路３とインバータ回路５とは、一対の直流母線である正側直流母線１６ａと、負側直流母線１６ｂとによって接続される。図１では、正側直流母線１６ａにおけるコンデンサ４の正極側の接続点をＰとし、負側直流母線１６ｂにおけるコンデンサ４の負極側の接続点をＮとして示している。 The inverter circuit 5 has six switching elements SW5-1 to SW5-6 that are bridge-connected and is connected to the output end of the rectifier circuit 3. The rectifier circuit 3 and the inverter circuit 5 are connected by a pair of DC bus 16a on the positive side and a DC bus 16b on the negative side. In FIG. 1, the connection point on the positive electrode side of the capacitor 4 on the positive DC bus 16a is shown as P, and the connection point on the negative electrode side of the capacitor 4 on the negative DC bus 16b is shown as N.

インバータ回路５は、整流回路３が出力する直流電力を三相交流電力に変換して、三相モータであるモータ６に供給する。即ち、モータ６は、インバータ回路５から出力される三相電力によって駆動される。インバータ回路５において、スイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６の一例は、図示のＭＯＳＦＥＴであるが、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。スイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６のそれぞれは、逆並列に接続されるダイオードＤ５－１～Ｄ５－６を備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。 The inverter circuit 5 converts the DC power output by the rectifier circuit 3 into three-phase AC power and supplies it to the motor 6 which is a three-phase motor. That is, the motor 6 is driven by the three-phase power output from the inverter circuit 5. In the inverter circuit 5, an example of the switching elements SW5-1 to SW5-6 is the MOSFET shown in the figure, but an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used. Each of the switching elements SW5-1 to SW5-6 includes diodes D5-1 to D5-6 connected in antiparallel. The anti-parallel connection means that the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected.

また、モータ駆動装置１００において、電源電圧ゼロクロス検出回路７は、交流電源１の出力電圧である電源電圧Ｖｓに基づいて、電源電圧Ｖｓの極性を判別する。直流電圧検出回路８は、コンデンサ４の両端電圧を検出する。直流電流検出回路９は、整流回路３に流れる電流を検出する。直流電流検出回路１０は、インバータ回路５に流れる電流を検出する。電源電圧ゼロクロス検出回路７、直流電圧検出回路８、直流電流検出回路９及び直流電流検出回路１０の各検出信号は、制御部１１に入力される。なお、以下の記載において、電源電圧ゼロクロス検出回路７を「第１の検出器」と呼び、直流電圧検出回路８を、「第２の検出器」と呼ぶ場合がある。また、整流回路３に流れる電流を「第１電流」と呼び、第１電流を検出する直流電流検出回路９を「第１の電流検出器」と呼ぶ場合がある。また、インバータ回路５に流れる電流を「第２電流」と呼び、第２電流を検出する直流電流検出回路１０を「第２の電流検出器」と呼ぶ場合がある。 Further, in the motor drive device 100, the power supply voltage zero cross detection circuit 7 determines the polarity of the power supply voltage Vs based on the power supply voltage Vs which is the output voltage of the AC power supply 1. The DC voltage detection circuit 8 detects the voltage across the capacitor 4. The direct current detection circuit 9 detects the current flowing through the rectifier circuit 3. The direct current detection circuit 10 detects the current flowing through the inverter circuit 5. Each detection signal of the power supply voltage zero cross detection circuit 7, the DC voltage detection circuit 8, the DC current detection circuit 9, and the DC current detection circuit 10 is input to the control unit 11. In the following description, the power supply voltage zero cross detection circuit 7 may be referred to as a "first detector", and the DC voltage detection circuit 8 may be referred to as a "second detector". Further, the current flowing through the rectifier circuit 3 may be referred to as a "first current", and the DC current detection circuit 9 for detecting the first current may be referred to as a "first current detector". Further, the current flowing through the inverter circuit 5 may be referred to as a "second current", and the DC current detection circuit 10 for detecting the second current may be referred to as a "second current detector".

直流電流検出回路９は、シャント抵抗９ａに流れる直流電流により生じるシャント抵抗９ａにおける電圧降下を増幅器９ｂにより増幅して制御部１１に与える。同様に、直流電流検出回路１０は、シャント抵抗１０ａに流れる直流電流により生じるシャント抵抗１０ａにおける電圧降下を増幅器１０ｂにより増幅して制御部１１に与える。増幅器９ｂ，１０ｂは、オペアンプを用いて構成することができる。なお、実施の形態１の直流電流検出回路９，１０では、直流電流をシャント抵抗９ａ又はシャント抵抗１０ａにおける電圧降下を増幅することで検出する構成としているが、直流電流を検出可能な変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）を用いた構成としてもよい。また、図１では、シャント抵抗９ａ又はシャント抵抗１０ａとして、１つの抵抗で記載しているが、２つもしくは３つ以上の抵抗を備えていてもよい。 The DC current detection circuit 9 amplifies the voltage drop in the shunt resistance 9a caused by the DC current flowing through the shunt resistance 9a by the amplifier 9b and gives it to the control unit 11. Similarly, the DC current detection circuit 10 amplifies the voltage drop in the shunt resistance 10a caused by the DC current flowing through the shunt resistance 10a by the amplifier 10b and gives it to the control unit 11. The amplifiers 9b and 10b can be configured by using an operational amplifier. The DC current detection circuits 9 and 10 of the first embodiment are configured to detect the DC current by amplifying the voltage drop in the shunt resistance 9a or the shunt resistance 10a, but the current transformer capable of detecting the DC current. (Current Transformer: CT) may be used. Further, in FIG. 1, the shunt resistance 9a or the shunt resistance 10a is described as one resistance, but two or three or more resistances may be provided.

制御部１１は、アナログデジタル（Ａｎａｌｏｇ Ｄｉｇｉｔａｌ：ＡＤ）変換部１２～１４を備える。直流電圧検出回路８の検出信号は、アナログ信号であり、ＡＤ変換部１２によって検出値を示すデジタル信号に変換される。直流電流検出回路９，１０の各検出信号もアナログ信号であり、それぞれは、ＡＤ変換部１３，１４によって検出値を示すデジタル信号に変換される。 The control unit 11 includes analog-to-digital (AD) conversion units 12 to 14. The detection signal of the DC voltage detection circuit 8 is an analog signal, and is converted into a digital signal indicating a detection value by the AD conversion unit 12. Each of the detection signals of the DC current detection circuits 9 and 10 is also an analog signal, and each is converted into a digital signal indicating a detection value by the AD conversion units 13 and 14.

制御部１１は、電源電圧ゼロクロス検出回路７による極性判別信号ｚｃ、及び直流電流検出回路９の検出値に基づいて、整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４におけるそれぞれのオン又はオフを制御する制御信号Ｓａ～Ｓｄを生成する。制御信号Ｓａ～Ｓｄは、それぞれが対応する駆動回路３ａ～３ｄに出力される。駆動回路３ａ～３ｄは、制御信号Ｓａ～Ｓｄのそれぞれに基づいて、対応するスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を駆動する。 The control unit 11 turns on or off the switching elements SW3-1 to SW3-4 of the rectifier circuit 3 based on the polarity discrimination signal zc by the power supply voltage zero cross detection circuit 7 and the detection value of the DC current detection circuit 9. The control signals Sa to Sd to be controlled are generated. The control signals Sa to Sd are output to the corresponding drive circuits 3a to 3d. The drive circuits 3a to 3d drive the corresponding switching elements SW3-1 to SW3-4 based on the control signals Sa to Sd, respectively.

また、制御部１１は、直流電圧検出回路８及び直流電流検出回路１０の各検出値に基づいて、インバータ回路５のスイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６のオン又はオフを制御する制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、それぞれが対応する駆動回路５ａ～５ｆに出力される。駆動回路５ａ～５ｆは、制御信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのそれぞれに基づいて、対応するスイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６を駆動する。 Further, the control unit 11 controls the on / off of the switching elements SW5-1 to SW5-6 of the inverter circuit 5 based on the detection values of the DC voltage detection circuit 8 and the DC current detection circuit 10. Generate VP, WP, UN, VN, WN. The control signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN are output to the corresponding drive circuits 5a to 5f. The drive circuits 5a to 5f drive the corresponding switching elements SW5-1 to SW5-6 based on each of the control signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN.

上記のように構成されたモータ駆動装置１００において、インバータ回路５の出力端には、モータ６が接続されている。インバータ回路５は、モータ６に交流電力を供給することでモータ６を駆動する。モータ６の一例は、永久磁石電動機である。 In the motor drive device 100 configured as described above, the motor 6 is connected to the output end of the inverter circuit 5. The inverter circuit 5 drives the motor 6 by supplying AC power to the motor 6. An example of the motor 6 is a permanent magnet motor.

モータ６は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相巻線からなる三相巻線がＹ形に結線された三相Ｙ形結線の固定子６ａと、永久磁石回転子６ｂとを備える。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相巻線の各一端同士は接続され、それぞれの巻線の他端は、それぞれＵ端子、Ｖ端子及びＷ端子を形成する。実施の形態１では、モータ６の固定子６ａは、三相Ｙ形結線の固定子を例示するが、三相Δ形結線の固定子で構成されていてもよい。なお、三相Ｙ形結線のときと三相Δ形結線のときでは、直流電流から検出できる相電流情報が変わるのは言うまでもない。 The motor 6 includes a stator 6a for a three-phase Y-type connection in which a three-phase winding composed of U-phase, V-phase, and W-phase windings is connected in a Y-shape, and a permanent magnet rotor 6b. One ends of the U-phase, V-phase, and W-phase windings are connected to each other, and the other ends of the respective windings form a U terminal, a V terminal, and a W terminal, respectively. In the first embodiment, the stator 6a of the motor 6 exemplifies a stator of a three-phase Y-type connection, but may be composed of a stator of a three-phase Δ-type connection. Needless to say, the phase current information that can be detected from the DC current changes between the three-phase Y-type connection and the three-phase Δ-type connection.

インバータ回路５のスイッチング素子ＳＷ５－１とスイッチング素子ＳＷ５－４との接続点は、モータ６の端子Ｕに接続され、スイッチング素子ＳＷ５－２とスイッチング素子ＳＷ５－５との接続点は、端子Ｖに接続され、スイッチング素子ＳＷ５－３とスイッチング素子ＳＷ５－６との接続点は、端子Ｗに接続される。実施の形態１では、Ｕ相巻線に流れる電流をＵ相電流と呼び、「Ｉｕ」で表す。以下、同様に、Ｖ相巻線及びＷ相巻線に流れる電流を、それぞれＶ相電流及びＷ相電流と呼び、それぞれを「Ｉｖ」、「Ｉｗ」で表す。 The connection point between the switching element SW5-1 and the switching element SW5-4 of the inverter circuit 5 is connected to the terminal U of the motor 6, and the connection point between the switching element SW5-2 and the switching element SW5-5 is connected to the terminal V. It is connected, and the connection point between the switching element SW5-3 and the switching element SW5-6 is connected to the terminal W. In the first embodiment, the current flowing through the U-phase winding is called a U-phase current and is represented by "Iu". Hereinafter, similarly, the currents flowing through the V-phase winding and the W-phase winding are referred to as V-phase current and W-phase current, respectively, and are represented by “Iv” and “Iw”, respectively.

図２は、実施の形態１に係る直流電源装置５０におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第１の図である。また、図３は、実施の形態１に係る直流電源装置５０におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明に使用する第２の図である。図２には、ゲートオフの場合の電流の流れが示されている。ゲートオフとは、ＭＯＳＦＥＴの内部に構成される寄生ダイオードに電流が流れる状態である。また、図３には、ゲートオンの場合の電流の流れが示されている。ゲートオンとは、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されて、ＭＯＳＦＥＴにおけるＦＥＴ本体側に電流が流れている状態である。ゲートオンの場合に、ＦＥＴ本体側に電流が流れるのは、寄生ダイオードよりもＦＥＴ本体側の方が、インピーダンスが低いからである。 FIG. 2 is a first diagram used for explaining the operation of the MOSFET in the DC power supply device 50 according to the first embodiment. Further, FIG. 3 is a second diagram used for explaining the operation of the MOSFET in the DC power supply device 50 according to the first embodiment. FIG. 2 shows the current flow when the gate is off. Gate-off is a state in which a current flows through a parasitic diode configured inside the MOSFET. Further, FIG. 3 shows the current flow when the gate is turned on. Gate-on is a state in which a voltage is applied between the gate and the source of the MOSFET and a current is flowing to the FET main body side of the MOSFET. When the gate is turned on, the current flows on the FET main body side because the impedance on the FET main body side is lower than that on the parasitic diode.

上記の現象は、一般的に同期整流と呼ばれる。即ち、同期整流は、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン動作させてＦＥＴ本体側に電流を流す制御手法である。 The above phenomenon is generally called synchronous rectification. That is, synchronous rectification is a control method in which the MOSFET is turned on at the timing when the current flows in the same direction as the parasitic diode to flow the current to the FET main body side.

特に、ワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードにおける順方向電圧降下（いわゆるＶｆ）が３Ｖ程度発生する。このため、ＦＥＴ本体側よりも寄生ダイオード側の電圧特性が悪く、損失も大きくなる。また、ＷＢＧ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、ＦＥＴ本体のオン抵抗も低い。このため、同期整流を積極的に活用することで、更なる低損失化が図れる。なお、ここでは、ＷＢＧ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴについて説明したが、これに限定されない。同期整流が活用できる素子であればどのような素子を用いてもよい。 In particular, in the case of a MOSFET formed of a wide band gap (WBG) semiconductor, a forward voltage drop (so-called Vf) in the parasitic diode occurs by about 3V. Therefore, the voltage characteristics on the parasitic diode side are worse than those on the FET main body side, and the loss is large. Further, in the case of a MOSFET made of a WBG semiconductor, the on-resistance of the FET main body is also low. Therefore, by positively utilizing synchronous rectification, further reduction in loss can be achieved. Although MOSFETs made of WBG semiconductors have been described here, the present invention is not limited to this. Any element may be used as long as it can utilize synchronous rectification.

図４は、図１の制御部１１の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。また、図５は、図１の制御部１１の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。 FIG. 4 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the function of the control unit 11 of FIG. Further, FIG. 5 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that realizes the function of the control unit 11 of FIG.

下述する制御部１１による制御機能を実現する場合には、図４に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。 When the control function by the control unit 11 described below is realized, as shown in FIG. 4, the processor 300 that performs the calculation, the memory 302 that stores the program read by the processor 300, and the input / output of the signal are performed. It can be configured to include the interface 304.

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。 The processor 300 may be an arithmetic unit such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor). Further, the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Project ROM), and an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). It can be exemplified.

具体的に、メモリ３０２には、制御部１１における制御機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、下述するモータ制御を実行することができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。 Specifically, the memory 302 stores a program that executes the control function of the control unit 11. The processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, the processor 300 executes a program stored in the memory 302, and the processor 300 refers to a table stored in the memory 302. Control can be performed. The calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.

また、図４に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図５のように処理回路３０５に置き換えてもよい。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０４を介して行うことができる。 Further, the processor 300 and the memory 302 shown in FIG. 4 may be replaced with the processing circuit 305 as shown in FIG. The processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof. The information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be performed via the interface 304.

図６は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を動作させる第１の動作波形を示す図である。図６（ａ）には、交流電源１の出力電圧である電源電圧Ｖｓの波形が示され、図６（ｂ）には、電源電圧ゼロクロス検出回路７から出力される極性判別信号ｚｃが示されている。なお、極性判別信号ｚｃの極性は、図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正として扱う。この定義により、極性判別信号ｚｃの極性は図６（ｂ）に示されるものとなり、電源電圧Ｖｓの極性が正の場合、極性判別信号ｚｃは「Ｈ」（ハイ：Ｈｉｇｈ）となる。また、電源電圧Ｖｓの極性が負の場合、極性判別信号ｚｃは「Ｌ」（ロー：Ｌｏｗ）となる。 FIG. 6 is a diagram showing a first operation waveform for operating the switching elements SW3-1 to SW3-4 of the rectifier circuit 3 in the first embodiment. FIG. 6A shows a waveform of the power supply voltage Vs which is the output voltage of the AC power supply 1, and FIG. 6B shows the polarity discrimination signal zc output from the power supply voltage zero cross detection circuit 7. ing. The polarity of the polarity discrimination signal zc is treated as positive in the direction of the arrow of the power supply voltage Vs shown in FIG. According to this definition, the polarity of the polarity discrimination signal zc is as shown in FIG. 6B, and when the polarity of the power supply voltage Vs is positive, the polarity discrimination signal zc becomes “H” (high). When the polarity of the power supply voltage Vs is negative, the polarity discrimination signal zc becomes “L” (low).

図６（ｃ）には、直流電流Ｉｄｃ１の波形が示されている。直流電流Ｉｄｃ１の極性は、図１で示される矢印の向きを正とする。この定義の場合、図１に記載されたグラウンド（ｇｒｏｕｎｄ：ＧＮＤ）位置との関係で、矢印の向きの電流は、シャント抵抗９ａにおいて負極性で検出されるが、制御部１１の処理において、極性反転は自由に行うことができる。なお、図６（ｃ）では、見やすさのため、直流電流Ｉｄｃ１の波形を正極性で示している。 FIG. 6C shows the waveform of the direct current Idc1. The polarity of the direct current Idc1 is positive in the direction of the arrow shown in FIG. In the case of this definition, the current in the direction of the arrow is detected as a negative electrode in the shunt resistor 9a in relation to the ground (ground) position shown in FIG. 1, but is polar in the processing of the control unit 11. Inversion can be done freely. In FIG. 6C, the waveform of the direct current Idc1 is shown as a positive electrode for easy viewing.

上記では、直流電流Ｉｄｃ１の極性について説明したが、直流電流Ｉｄｃ１の極性のみで、過電流の原因を判別することができる。例えば、図１で示される矢印の向きに直流電流Ｉｄｃ１が流れるときを負極性とする。そして、正極性の過電流が検出された場合、その過電流は、上下アーム短絡時に発生した過電流であると判定できる。上下アーム短絡時では、正極性の直流電流Ｉｄｃ１が流れるからである。また、負極性の過電流が検出された場合、その過電流は、過負荷時に発生した過電流であると判定できる。過負荷時では、負極性の直流電流Ｉｄｃ１が流れるからである。このように、直流電流検出回路９における極性判別によって、上下アーム短絡による過電流であるのか、過負荷時の過電流であるのかを瞬時に判別することができる。これにより、高速での遮断が必要な上下アームの短絡保護を高速、且つ確実に実施することができる。また、極性判別だけで短絡保護を実施できるので、制御部１１が、図４に示すようなソフトウェア処理で実現される場合でも、高速遮断を実施することができる。これにより、信頼性の高く、故障の少ない電力変換装置７０を小型、且つ安価に提供することができる。 In the above, the polarity of the direct current Idc1 has been described, but the cause of the overcurrent can be determined only by the polarity of the direct current Idc1. For example, when the direct current Idc1 flows in the direction of the arrow shown in FIG. 1, the negative electrode property is defined. When a positive overcurrent is detected, it can be determined that the overcurrent is an overcurrent generated when the upper and lower arms are short-circuited. This is because when the upper and lower arms are short-circuited, a positive DC current Idc1 flows. Further, when a negative electrode overcurrent is detected, it can be determined that the overcurrent is an overcurrent generated at the time of overload. This is because a negative DC current Idc1 flows during an overload. In this way, by determining the polarity in the DC current detection circuit 9, it is possible to instantly determine whether the overcurrent is due to a short circuit between the upper and lower arms or an overcurrent at the time of overload. As a result, short-circuit protection of the upper and lower arms, which requires high-speed cutoff, can be reliably performed at high speed. Further, since short-circuit protection can be performed only by determining the polarity, high-speed shutoff can be performed even when the control unit 11 is realized by software processing as shown in FIG. As a result, it is possible to provide a power conversion device 70 with high reliability and few failures in a small size and at low cost.

また、図１の構成において、直流電流検出回路９は、共通ＧＮＤ端子と、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３－３，ＳＷ３－４のソース端子側の接続点との間に挿入されている。これにより、図１に示す電力変換装置７０は、共通ＧＮＤによる非絶縁型の電力変換装置として構成することができる。これにより、絶縁アンプ又はフォトカプラといった絶縁回路を使用せずに装置を構成できるので、信号の授受を高速化することができる。また、高応答性の電力変換装置を安価に提供することができる。 Further, in the configuration of FIG. 1, the DC current detection circuit 9 is inserted between the common GND terminal and the connection point on the source terminal side of the switching elements SW3 and SW3-4 which are MOSFETs. As a result, the power conversion device 70 shown in FIG. 1 can be configured as a non-isolated power conversion device using a common GND. As a result, the device can be configured without using an insulating circuit such as an isolated amplifier or a photocoupler, so that signal transmission / reception can be speeded up. In addition, a highly responsive power conversion device can be provided at low cost.

次に、実施の形態１における整流回路３の要部の動作について説明する。前述の通り、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４は、電源電圧ゼロクロス検出回路７による極性判別信号ｚｃ、及び直流電流検出回路９の検出値に基づいて制御される。 Next, the operation of the main part of the rectifier circuit 3 in the first embodiment will be described. As described above, the switching elements SW3-1 to SW3-4 are controlled based on the polarity discrimination signal zc by the power supply voltage zero cross detection circuit 7 and the detection value of the DC current detection circuit 9.

制御部１１は、直流電流Ｉｄｃ１の検出値が予め定められた閾値以上であった場合、下述のスイッチング素子をオンさせ、閾値以下になった場合に下述のスイッチング素子をオフさせる。この閾値は、図６（ｃ）において、「Ｉｄｃ_ｏｎ」で示している。なお、図６では、オンの閾値とオフの閾値を同値で記載しているが、これに限定されない。オンの閾値とオフの閾値との間でヒステリシスを持たせ、オンの閾値とオフの閾値とを異ならせてもよい。また、ここでは、閾値以上、閾値以下と説明したが、閾値超過、閾値未満であってもよいことは言うまでもない。 The control unit 11 turns on the switching element described below when the detected value of the DC current Idc1 is equal to or higher than a predetermined threshold value, and turns off the switching element described below when the detected value becomes equal to or lower than the threshold value. This threshold is indicated by "Idc_on" in FIG. 6 (c). In FIG. 6, the on threshold value and the off threshold value are described with the same value, but the present invention is not limited to this. Hysteresis may be provided between the on threshold and the off threshold so that the on threshold and the off threshold are different. Further, although it has been described here that the threshold value is equal to or greater than the threshold value, it is needless to say that the threshold value may be exceeded or the threshold value may be less than the threshold value.

直流電流Ｉｄｃ１の検出値が予め定められた閾値以上になった場合にオンさせるスイッチング素子は、ＳＷ３－１～３－４のうちの２つである。この２つは、電源電圧ゼロクロス検出回路７で検出された交流電源１の極性、即ち極性判別信号ｚｃに基づいて決定される。電源電圧ゼロクロス検出回路７が「Ｈ」を検出した場合、図６（ｄ）、（ｇ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４がオンに制御される。また、電源電圧ゼロクロス検出回路７が「Ｌ」を検出した場合、図６（ｅ）、（ｆ）に示すようにスイッチング素子ＳＷ３－２，ＳＷ３－３がオンに制御される。そして、直流電流Ｉｄｃ１の検出値が閾値以上から閾値未満となった場合、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４のうちでオンしているスイッチング素子は、オフに制御される。図６の（ｄ）～（ｇ）には、電源電圧Ｖｓの１周期の間の様子が示されている。 Two of SW3-1 to 3-4 are switching elements to be turned on when the detected value of the direct current Idc1 becomes equal to or higher than a predetermined threshold value. These two are determined based on the polarity of the AC power supply 1 detected by the power supply voltage zero cross detection circuit 7, that is, the polarity discrimination signal zc. When the power supply voltage zero cross detection circuit 7 detects “H”, the switching elements SW3-1 and SW3-4 are controlled to be ON as shown in FIGS. 6 (d) and 6 (g). Further, when the power supply voltage zero cross detection circuit 7 detects "L", the switching elements SW3-2 and SW3-3 are controlled to be ON as shown in FIGS. 6 (e) and 6 (f). When the detected value of the direct current Idc1 is changed from the threshold value or more to the threshold value or less, the switching element among the switching elements SW3-1 to SW3-4 that is on is controlled to be turned off. 6 (d) to 6 (g) show the state during one cycle of the power supply voltage Vs.

前述したように、整流回路３はＭＯＳＦＥＴで構成されているため、図１に示す通り、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが付与されている。従って、ＭＯＳＦＥＴのゲートにオン信号を供給しなくとも、寄生ダイオードがオンして、コンデンサインプットと呼ばれる電流が交流電源１から流れる。この電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオンすることで、図２で示した通り、オン抵抗の低いＦＥＴ本体側に電流が流れる同期整流によって、整流回路３の損失を低減できる。 As described above, since the rectifier circuit 3 is composed of MOSFETs, as shown in FIG. 1, the MOSFET is provided with a parasitic diode. Therefore, even if the ON signal is not supplied to the gate of the MOSFET, the parasitic diode is turned on and a current called a capacitor input flows from the AC power supply 1. By turning on the MOSFET at the timing when this current flows, as shown in FIG. 2, the loss of the rectifier circuit 3 can be reduced by the synchronous rectification in which the current flows to the FET main body side having a low on-resistance.

次に、図６とは異なる動作について説明する。図７は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を動作させる第２の動作波形を示す図である。なお、図７における信号波形の並びは、図６と同じである。 Next, an operation different from that of FIG. 6 will be described. FIG. 7 is a diagram showing a second operation waveform for operating the switching elements SW3-1 to SW3-4 of the rectifier circuit 3 in the first embodiment. The arrangement of the signal waveforms in FIG. 7 is the same as that in FIG.

図７の動作波形において、図６との差異点は、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３は、制御部１１によってパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御される点である。ＰＷＭ制御することで、交流電源１から整流回路３に流れる電流を正弦波に波形生成することが可能となる。加えて、コンデンサ４の両端電圧である接続点ＰＮ間の電圧を電源電圧Ｖｓの実効値の√２倍以上に上昇させる昇圧制御も可能となる。なお、入力電流を正弦波に波形生成できるためできる、電源力率をほぼ１に制御でき、電源高調波電流をほぼ０に制御できることは言うまでもない。 In the operation waveform of FIG. 7, the difference from FIG. 6 is that the switching elements SW3-1 and SW3-3 are controlled by the control unit 11 for pulse width modulation (PWM). By PWM control, it is possible to generate a sine wave waveform of the current flowing from the AC power supply 1 to the rectifier circuit 3. In addition, boost control that raises the voltage between the connection point PN, which is the voltage across the capacitor 4, to √2 times or more the effective value of the power supply voltage Vs is also possible. Needless to say, since the input current can generate a sine wave waveform, the power supply factor can be controlled to almost 1, and the power supply harmonic current can be controlled to almost 0.

上述のように、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３をＰＷＭ制御することで、コンデンサ４の両端電圧を昇圧することができるので、昇圧電圧を高くすることで、消費電力の大きい動作範囲を満たすことができる。インバータ回路５及びモータ６は電流容量が決まっており、モータ６の電流容量に応じて、インバータ回路５におけるスイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６の電流容量が選定されている。例えば、電流容量の大きなスイッチング素子をインバータ回路５に用いると、スイッチング素子ＳＷ５－１～ＳＷ５－６がオンした場合に発生する導通損失及びスイッチング損失は、電流容量の小さいスイッチング素子よりも大きくなる傾向がある。仮に損失の小さい電流容量の大きいスイッチング素子を選定すると、インバータ回路５は非常に高価な回路となる。従って、消費電力の範囲が広い製品を使用者に適切な販売価格で提供するためには、電流容量の小さいスイッチング素子を選定することが要請される。 As described above, the voltage across the capacitor 4 can be boosted by PWM-controlling the switching elements SW3-1 and SW3-3. Therefore, by increasing the boost voltage, the operating range with large power consumption is satisfied. be able to. The current capacities of the inverter circuit 5 and the motor 6 are fixed, and the current capacities of the switching elements SW5-1 to SW5-6 in the inverter circuit 5 are selected according to the current capacity of the motor 6. For example, when a switching element having a large current capacity is used in the inverter circuit 5, the conduction loss and the switching loss generated when the switching elements SW5-1 to SW5-6 are turned on tend to be larger than those of the switching element having a small current capacity. There is. If a switching element having a small loss and a large current capacity is selected, the inverter circuit 5 becomes a very expensive circuit. Therefore, in order to provide a product with a wide range of power consumption to a user at an appropriate selling price, it is required to select a switching element having a small current capacity.

上記の要請に対し、実施の形態１の技術を適用する。具体的に、消費電力の大きい動作範囲では、整流回路３を構成するスイッチング素子ＳＷ３－１及びＳＷ３－３をＰＷＭ制御する。ＰＷＭ制御により整流回路３の出力電圧は昇圧される。整流回路３の出力電圧は昇圧されるので、インバータ回路５及びモータ６の電流容量を大きくすることなく、電圧上昇分だけ消費電力を増大することが可能となる。これにより、高効率な製品に適用できる電力変換装置を得ることができる。 In response to the above request, the technique of the first embodiment is applied. Specifically, in the operating range where the power consumption is large, the switching elements SW3-1 and SW3-3 constituting the rectifier circuit 3 are PWM-controlled. The output voltage of the rectifier circuit 3 is boosted by PWM control. Since the output voltage of the rectifier circuit 3 is boosted, it is possible to increase the power consumption by the amount of the voltage increase without increasing the current capacity of the inverter circuit 5 and the motor 6. This makes it possible to obtain a power conversion device applicable to a highly efficient product.

更に言うと、実施の形態１の技術を適用すれば、電流容量が小さいスイッチング素子を用いることができる。これにより、消費電力の小さい動作範囲において、インバータ回路５の損失を小さくすることができる。そして、消費電力の範囲が狭いという条件から、消費電力の範囲が広いという条件までの何れの条件下においても、損失の少ない電力変換装置を構成することが可能となる。更に、整流回路３の出力電圧の昇圧により、最大負荷量を上昇させることも可能となる。従って、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、低負荷時の効率改善による省エネルギー特性と、最大負荷を引き上げたハイパワー特性との両立が可能となる。 Furthermore, if the technique of the first embodiment is applied, a switching element having a small current capacity can be used. As a result, the loss of the inverter circuit 5 can be reduced in the operating range where the power consumption is small. Then, it is possible to configure a power conversion device with low loss under any condition from the condition that the range of power consumption is narrow to the condition that the range of power consumption is wide. Further, it is possible to increase the maximum load amount by boosting the output voltage of the rectifier circuit 3. Therefore, according to the power conversion device according to the first embodiment, it is possible to achieve both the energy saving characteristic by improving the efficiency at the time of low load and the high power characteristic in which the maximum load is raised.

また、図８は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を動作させる第３の動作波形を示す図である。図８は、図６及び図７とは異なる動作波形を示すものである。図８では、図６及び図７に示す信号波形のうち、（ｃ）を除く、（ａ），（ｂ），（ｄ）～（ｇ）の信号波形を１．５周期分示している。また、（ｂ）と（ｄ）との間に、電源電流Ｉｓの波形を示している。 Further, FIG. 8 is a diagram showing a third operation waveform for operating the switching elements SW3-1 to SW3-4 of the rectifier circuit 3 in the first embodiment. FIG. 8 shows an operation waveform different from that of FIGS. 6 and 7. In FIG. 8, among the signal waveforms shown in FIGS. 6 and 7, the signal waveforms of (a), (b), (d) to (g) excluding (c) are shown for 1.5 cycles. Further, a waveform of the power supply current Is is shown between (b) and (d).

図８では、電源電圧Ｖｓの半周期に１パルスだけ、図６で示した交流電源１の極性でオンさせないスイッチング素子をオンさせている。具体的に説明すると、電源電圧Ｖｓの最初の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３－１をオンにするために制御信号Ｓａが「Ｈ」になっているが、その直前にスイッチング素子ＳＷ３－３をオンにするために制御信号Ｓｃが「Ｈ」になっている。また、電源電圧Ｖｓの次の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３－３をオンにするために制御信号Ｓｃが「Ｈ」になっているが、その直前にスイッチング素子ＳＷ３－１をオンにするために制御信号Ｓａが「Ｈ」になっている。これらの動作は、交流電源１の出力を短絡させる、いわゆる「電源短絡」と呼ばれる動作である。これらの動作によって、力率を改善することができる。ここで、このような力率改善動作は、上述した実施の形態１の効果を阻害するものではなく、併用しても何ら問題は無い。逆に、図６と図７の動作の中間に、図８のような力率改善動作を挟んでもよい。このようにすることで、上述した効果に加え、力率改善効果をも得ることができる。 In FIG. 8, only one pulse is turned on in a half cycle of the power supply voltage Vs, and the switching element which is not turned on by the polarity of the AC power supply 1 shown in FIG. 6 is turned on. Specifically, in the first half cycle of the power supply voltage Vs, the control signal Sa is set to "H" in order to turn on the switching element SW3-1, but the switching element SW3-3 is turned on immediately before that. The control signal Sc is set to "H". Further, in the next half cycle of the power supply voltage Vs, the control signal Sc is set to "H" in order to turn on the switching element SW3-3, but in order to turn on the switching element SW3-1 immediately before that. The control signal Sa is "H". These operations are so-called "power short circuits" in which the output of the AC power supply 1 is short-circuited. These movements can improve the power factor. Here, such a power factor improving operation does not hinder the effect of the above-described first embodiment, and there is no problem even if it is used in combination. On the contrary, the power factor improving operation as shown in FIG. 8 may be inserted between the operations of FIGS. 6 and 7. By doing so, in addition to the above-mentioned effect, a power factor improving effect can also be obtained.

なお、図８では、電源半周期に１パルスだけ電源短絡動作を行わせているが、これに限定されない。電源半周期に複数パルスの電源短絡動作を行っても、本発明の目的を逸脱せずに実施することが可能である。 In FIG. 8, the power supply short-circuit operation is performed by only one pulse in the power supply half cycle, but the present invention is not limited to this. Even if a power short-circuit operation of a plurality of pulses is performed in a power supply half cycle, it can be carried out without deviating from the object of the present invention.

また、図８の閾値Ｉｄｃ_ｏｎは、図６のものよりも高く設定されている。図８では、電源電圧Ｖｓの正極性時において、極性判別信号ｚｃから「Ｈ」が出力されると、予め設定された時間の経過後に、まずは、スイッチング素子ＳＷ３－３がオン動作して電源短絡状態が形成されている。そして、閾値Ｉｄｃ_ｏｎによって、正極性での動作であるスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４がオン動作している。この動作において、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４のオフを閾値Ｉｄｃ_ｏｎで実施させると、同期整流状態が早く終了してしまい、寄生ダイオードに電流が流れる時間が長くなる。そこで、図８では、同期整流を終了させるタイミング、即ちスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４をオフにするタイミングは、閾値Ｉｄｃ_ｏｆｆで実施させている。これにより、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４のオフを閾値Ｉｄｃ_ｏｎで実施させるときと比べて、ＦＥＴ本体に電流が流れる同期整流の状態を長く維持できる。 Further, the threshold value Idc_on in FIG. 8 is set higher than that in FIG. In FIG. 8, when “H” is output from the polarity discrimination signal zc when the power supply voltage Vs is positive, the switching element SW3-3 is first turned on to short-circuit the power supply after a preset time has elapsed. The state is formed. Then, the switching elements SW3-1 and SW3-4, which are operations in the positive electrode property, are turned on by the threshold value Idc_on. In this operation, if the switching elements SW3-1 and SW3-4 are turned off at the threshold value Idc_on, the synchronous rectification state ends early and the time for the current to flow through the parasitic diode becomes long. Therefore, in FIG. 8, the timing for ending the synchronous rectification, that is, the timing for turning off the switching elements SW3-1 and SW3-4 is set by the threshold value Idc_off. As a result, the state of synchronous rectification in which a current flows through the FET main body can be maintained for a long time as compared with the case where the switching elements SW3-1 and SW3-4 are turned off at the threshold value Idc_on.

また、図９は、実施の形態１における整流回路３のスイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４を動作させる第４の動作波形を示す図である。図９は、図６～図８の各図面とは異なる動作波形を示すものである。なお、図９における信号波形の並びは、図６と同じである。また、図９における閾値Ｉｄｃ_ｏｎの値は、図６のものと同じである。 Further, FIG. 9 is a diagram showing a fourth operation waveform that operates the switching elements SW3-1 to SW3-4 of the rectifier circuit 3 in the first embodiment. FIG. 9 shows an operation waveform different from that of each of the drawings of FIGS. 6 to 8. The arrangement of the signal waveforms in FIG. 9 is the same as that in FIG. Further, the value of the threshold value Idc_on in FIG. 9 is the same as that of FIG.

図９では、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－４がオンに制御された後、スイッチング素子ＳＷ３－３をオンに制御する場合のみ、スイッチング素子ＳＷ３－１がオフに制御されている。この場合、制御部１１は、閾値Ｉｄｃ_ｏｎとは別の閾値を設け、スイッチング素子ＳＷ３－１からスイッチング素子ＳＷ３－３へオン動作が切り替わるように、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３を制御することになる。この動きは、図９中には示していないが、如何なる手法で実現してもよく、実現手法は問わない。 In FIG. 9, after the switching elements SW3-1 and SW3-4 are controlled to be ON, the switching element SW3-1 is controlled to be OFF only when the switching element SW3-3 is controlled to be ON. In this case, the control unit 11 sets a threshold value different from the threshold value Idc_on, and controls the switching elements SW3-1 and SW3-3 so that the ON operation is switched from the switching element SW3-1 to the switching element SW3-3. become. Although this movement is not shown in FIG. 9, it may be realized by any method, and the realization method does not matter.

実施の形態１の制御において、図６及び図７の制御は、制御部１１によって、選択的に実施される。具体的に、制御部１１は、交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より低い場合には図６に示す制御を行い、予め設定された設定値より高い場合には図７に示す制御を行う。交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より低い場合とは、モータ６に接続される図示しない負荷の消費電力が低い場合を意味する。このような状態を「低消費電力時」と呼ぶ。また、交流電源１から供給される電力が予め設定された設定値より高い場合とは、負荷の消費電力が高い場合を意味する。このような状態を「高消費電力時」と呼ぶ。また、低消費電力時と、高消費電力時との間の中間の状態を「中消費電力時」と呼ぶ。なお、負荷の消費電力が高い場合には、整流回路３からインバータ回路５に供給される電力も大きくなる。このため、整流回路３からインバータ回路５に供給される電力の高低に応じたそれぞれの状態を、「低消費電力時」、「中消費電力時」及び「高消費電力時」と称してもよい。 In the control of the first embodiment, the control of FIGS. 6 and 7 is selectively performed by the control unit 11. Specifically, the control unit 11 performs the control shown in FIG. 6 when the power supplied from the AC power supply 1 is lower than the preset set value, and when it is higher than the preset set value, FIG. 7 The control shown in is performed. The case where the power supplied from the AC power supply 1 is lower than the preset value means that the power consumption of the load (not shown) connected to the motor 6 is low. Such a state is called "low power consumption". Further, the case where the power supplied from the AC power supply 1 is higher than the preset value means the case where the power consumption of the load is high. Such a state is called "high power consumption". Further, the intermediate state between the low power consumption time and the high power consumption time is called "medium power consumption time". When the power consumption of the load is high, the power supplied from the rectifier circuit 3 to the inverter circuit 5 also becomes large. Therefore, each state according to the level of the power supplied from the rectifying circuit 3 to the inverter circuit 5 may be referred to as "low power consumption", "medium power consumption", and "high power consumption". ..

図１０は、実施の形態１の制御部１１における動作モードの説明に使用する図である。図１０に示すように、制御部１１は、第１の動作モード、第２の動作モード及び第３の動作モードという３つの動作モードを少なくとも有している。第１の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図６に示す同期整流を実施させる動作モードである。第２の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図７に示すＰＷＭ制御を実施させる動作モードである。第３の動作モードは、整流回路３の各スイッチング素子に対して、図８に示す制御を実施させる動作モードである。制御部１１は、負荷の消費電力に応じて、これらの３つの動作モードのうちの何れか１つを起動して、整流回路３の各スイッチング素子を制御する。 FIG. 10 is a diagram used for explaining an operation mode in the control unit 11 of the first embodiment. As shown in FIG. 10, the control unit 11 has at least three operation modes, that is, a first operation mode, a second operation mode, and a third operation mode. The first operation mode is an operation mode in which each switching element of the rectifier circuit 3 is subjected to the synchronous rectification shown in FIG. The second operation mode is an operation mode in which the PWM control shown in FIG. 7 is performed on each switching element of the rectifier circuit 3. The third operation mode is an operation mode in which the control shown in FIG. 8 is performed on each switching element of the rectifier circuit 3. The control unit 11 activates any one of these three operation modes according to the power consumption of the load to control each switching element of the rectifier circuit 3.

図１０の横軸は、負荷の消費電力Ｐｓを示しており、右方向に行くに連れて消費電力が大きくなっている。また、図１０において、「Ｐｓ_ＰＳ」は、第１の動作モードから第３の動作モードに移行させるときの閾値である。以下同様に、「Ｐｓ_ＳＰ」は、第３の動作モードから第１の動作モードに移行させるときの閾値であり、「Ｐｓ_ＳＦ」は、第３の動作モードから第２の動作モードに移行させるときの閾値であり、「Ｐｓ_ＦＳ」は、第２の動作モードから第３の動作モードに移行させるときの閾値である。また、第１の動作モードは、低消費電力時に実施される動作モードであり、第２の動作モードは、高低消費電力時に実施される動作モードであり、第３の動作モードは、中消費電力時に実施される動作モードである。「Ｐｓ_ＰＳ」及び「Ｐｓ_ＳＰ」という２つの閾値は、制御を安定化させるためにヒステリシス特性を持たせたものである。「Ｐｓ_ＳＦ」及び「Ｐｓ_ＦＳ」という２つの閾値についても同様である。 The horizontal axis of FIG. 10 shows the power consumption Ps of the load, and the power consumption increases toward the right. Further, in FIG. 10, "Ps_PS" is a threshold value when shifting from the first operation mode to the third operation mode. Similarly, "Ps_SP" is a threshold value when shifting from the third operation mode to the first operation mode, and "Ps_SF" is a threshold value when shifting from the third operation mode to the second operation mode. It is a threshold value, and "Ps_FS" is a threshold value when shifting from the second operation mode to the third operation mode. Further, the first operation mode is an operation mode carried out at the time of low power consumption, the second operation mode is the operation mode carried out at the time of high and low power consumption, and the third operation mode is the medium power consumption. This is the operation mode that is sometimes implemented. The two threshold values "Ps_PS" and "Ps_SP" have a hysteresis characteristic in order to stabilize the control. The same applies to the two thresholds "Ps_SF" and "Ps_FS".

なお、図１０の例では、第３の動作モードにおいて、図８に示す制御を実施すると記載しているが、図８に代えて図９に示す制御を実施してもよい。 In the example of FIG. 10, it is described that the control shown in FIG. 8 is performed in the third operation mode, but the control shown in FIG. 9 may be performed instead of FIG.

また、上記では、負荷の消費電力Ｐｓが、低消費電力であるか、中消費電力であるか、高消費電力であるかの判定に、交流電源１から供給される電力を用いると説明しているが、この例に限定されない。例えば、直流電流検出回路９及び直流電圧検出回路８で検出した検出値から演算で求めた電力を用いてもよい。また、交流電源１から供給電力される電力を検出する図示しない電力検出回路での検出値に基づいて、判定してもよい。 Further, in the above description, it is described that the power supplied from the AC power source 1 is used for determining whether the power consumption Ps of the load is low power consumption, medium power consumption, or high power consumption. However, it is not limited to this example. For example, the electric power obtained by calculation from the detection values detected by the DC current detection circuit 9 and the DC voltage detection circuit 8 may be used. Further, the determination may be made based on a detection value in a power detection circuit (not shown) that detects the power supplied from the AC power supply 1.

また、負荷の消費電力Ｐｓに代えて、モータ６の回転数、又はモータ６に流れるモータ電流に基づいて切り替えてもよい。また、本発明の目的を逸脱しない範囲であれば、どのような検出値を用いてもよい。 Further, instead of the power consumption Ps of the load, switching may be performed based on the rotation speed of the motor 6 or the motor current flowing through the motor 6. Further, any detected value may be used as long as it does not deviate from the object of the present invention.

以上説明したように、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングでＭＯＳＦＥＴをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、ＭＯＳＦＥＴをパルス幅変調制御してコンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有する。そして、直流電源装置に具備される制御部は、低消費電力時には、第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する。これにより、消費電力の範囲が広い製品に対して適用でき、消費電力に応じた効率の改善が可能になる。 As described above, according to the DC power supply device according to the first embodiment, the first operation mode for performing synchronous rectification for turning on the MOSFET at the timing when the current flows in the same direction as the parasitic diode, and the pulse width of the MOSFET. It has a second operation mode in which modulation control is performed to boost the voltage across the capacitor. Then, the control unit provided in the DC power supply device activates the first operation mode when the power consumption is low, and activates the second operation mode when the power consumption is high. This can be applied to products with a wide range of power consumption, and efficiency can be improved according to the power consumption.

また、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、低消費電力時においては、スイッチングの回数を極力少なくして、ＭＯＳＦＥＴの同期整流による低損失効果を得ることができる。また、高消費電力時においては、ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御することで直流電圧を昇圧し、インバータ回路及びモータに流れる電流を小さくすることができる。これにより、安価で損失の少ないＭＯＳＦＥＴを適用することができる。これより、低損失な電力変換装置を提供することができる。 Further, according to the DC power supply device according to the first embodiment, when the power consumption is low, the number of switchings can be reduced as much as possible, and a low loss effect can be obtained by synchronous rectification of the MOSFET. Further, when the power consumption is high, the DC voltage can be boosted by PWM control of the MOSFET, and the current flowing through the inverter circuit and the motor can be reduced. This makes it possible to apply a MOSFET that is inexpensive and has low loss. This makes it possible to provide a power conversion device with low loss.

実施の形態２．
図１１は、実施の形態２の整流回路３における駆動回路３ａ～３ｄの回路構成を示す回路図である。図１１において、駆動回路３ａは、ＭＯＳＦＥＴのソース端子がリアクタ２を介して交流電源１と電気的に接続しているスイッチング素子ＳＷ３－１を駆動する駆動回路である。また、駆動回路３ｂは、ＭＯＳＦＥＴのソース端子がリアクタ２を介して交流電源１と電気的に接続しているスイッチング素子ＳＷ３－２を駆動する駆動回路である。なお、図１に示す実施の形態１と同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。Embodiment 2.
FIG. 11 is a circuit diagram showing a circuit configuration of drive circuits 3a to 3d in the rectifier circuit 3 of the second embodiment. In FIG. 11, the drive circuit 3a is a drive circuit that drives the switching element SW3-1 in which the source terminal of the MOSFET is electrically connected to the AC power supply 1 via the reactor 2. Further, the drive circuit 3b is a drive circuit for driving the switching element SW3-2 in which the source terminal of the MOSFET is electrically connected to the AC power supply 1 via the reactor 2. The same or equivalent components as those in the first embodiment shown in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and duplicated explanations will be omitted.

スイッチング素子ＳＷ３－３，ＳＷ３－４は、ＭＯＳＦＥＴのソース端子が直流電流検出回路９を介して、共通ＧＮＤに電気的に接続されている。このため、駆動回路３ｃ，３ｄは共通ＧＮＤに接続されている制御電源２２から直接、ＭＯＳＦＥＴの駆動電力の供給を受けることができる。これに対して、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－２は、ＭＯＳＦＥＴのソース端子が交流電源１と電気的に接続されているため、制御電源２２から直接、駆動電力の供給を受けることができない。 In the switching elements SW3-3 and SW3-4, the source terminal of the MOSFET is electrically connected to the common GND via the DC current detection circuit 9. Therefore, the drive circuits 3c and 3d can receive the drive power of the MOSFET directly from the control power supply 22 connected to the common GND. On the other hand, the switching elements SW3-1 and SW3-2 cannot receive the drive power directly from the control power supply 22 because the source terminal of the MOSFET is electrically connected to the AC power supply 1.

そこで、駆動回路３ａは、ダイオード２０ａ及び抵抗２１ａの直列回路を介して制御電源２２に接続される。これにより、ＳＷ３－３がオンしている場合に、ダイオード２０ａがオンして制御電源２２と駆動回路３ａは電気的に接続され、ＭＯＳＦＥＴをゲート駆動させる駆動電力の供給を受けることができる。このときに供給された電力は、コンデンサ２３ａにおいてチャージされる。このため、ダイオード２０ａがオフして駆動電力の供給が無い場合でもスイッチング素子ＳＷ３－１に駆動電力の供給が可能になる。駆動回路３ｂも、ダイオード２０ｂ及び抵抗２１ｂの直列回路を介して制御電源２２に接続される。これらは、一般的にブートストラップと呼ばれる技術であり、公知である。このため、これ以上の動作説明は割愛する。 Therefore, the drive circuit 3a is connected to the control power supply 22 via a series circuit of the diode 20a and the resistor 21a. As a result, when the SW3-3 is turned on, the diode 20a is turned on, the control power supply 22 and the drive circuit 3a are electrically connected, and the drive power for driving the MOSFET to the gate can be supplied. The electric power supplied at this time is charged in the capacitor 23a. Therefore, even when the diode 20a is turned off and the drive power is not supplied, the drive power can be supplied to the switching element SW3-1. The drive circuit 3b is also connected to the control power supply 22 via a series circuit of the diode 20b and the resistor 21b. These are techniques commonly referred to as boot straps and are known. Therefore, further explanation of the operation is omitted.

このブートストラップは、ダイオード２０ａ，２０ｂ、及びコンデンサ２３ａ，２３ｂが重要なキー部品となる。なお、以下の説明では、ダイオード２０ａ，２０ｂを「ブートダイオード２０ａ，２０ｂ」と呼び、コンデンサ２３ａ，２３ｂを「ブートコンデンサ２３ａ，２３ｂ」と呼ぶ。また、以下では、ブートダイオード２０ａ及びブートコンデンサ２３ａを中心に動作説明を行う。 Diodes 20a and 20b and capacitors 23a and 23b are important key components for this bootstrap. In the following description, the diodes 20a and 20b are referred to as "boot diodes 20a and 20b", and the capacitors 23a and 23b are referred to as "boot capacitors 23a and 23b". Further, in the following, the operation will be described focusing on the boot diode 20a and the boot capacitor 23a.

ブートコンデンサ２３ａの負極端子は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ３－１のソース端子に接続され、ブートコンデンサ２３ａの正極端子は、ダイオード２０ａ及び抵抗２１ａの直列回路を介して制御電源２２に接続される。 The negative electrode terminal of the boot capacitor 23a is connected to the source terminal of the switching element SW3-1 which is a MOSFET, and the positive electrode terminal of the boot capacitor 23a is connected to the control power supply 22 via a series circuit of the diode 20a and the resistor 21a.

ブートコンデンサ２３ａの負極性側に接続されているスイッチング素子ＳＷ３－３がオンすると、ブートコンデンサ２３ａに電荷がチャージされ、駆動電力が確保される。実施の形態１の整流回路３であれば、スイッチング素子ＳＷ３－３のＭＯＳＦＥＴが特にオンしなくとも、コンデンサ４へ交流電源１からの充電電流が流れれば、寄生ダイオードＤ３－３がオンするので、ブートコンデンサ２３ａのチャージが実現される。ブートコンデンサ２３ｂのチャージも同様な動作で実現される。 When the switching element SW3-3 connected to the negative electrode side of the boot capacitor 23a is turned on, the boot capacitor 23a is charged with electric charge and the driving power is secured. In the rectifier circuit 3 of the first embodiment, even if the MOSFET of the switching element SW3-3 is not turned on, the parasitic diode D3-3 is turned on if the charging current from the AC power supply 1 flows to the capacitor 4. , The charge of the boot capacitor 23a is realized. Charging of the boot capacitor 23b is also realized by the same operation.

その一方で、例えばワイドバンドギャップ半導体で形成されたＭＯＳＦＥＴの場合、寄生ダイオードの電圧特性が悪く、寄生ダイオードでの電圧効果が大きい。このため、ブートコンデンサのチャージ電圧は、寄生ダイオードのＶｆ分だけ高い電位が必要となる。このＶｆによって、ＭＯＳＦＥＴの駆動が不安定になる場合がある。ここで言う「不安定」とは、例えば、直列接続された上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との間において、ｄｖ／ｄｔなどのスイッチング特性のバランスが崩れることである。スイッチング特性のバランスが崩れると、整流回路３の挙動が不安定になることがある。 On the other hand, for example, in the case of a MOSFET formed of a wide bandgap semiconductor, the voltage characteristics of the parasitic diode are poor, and the voltage effect of the parasitic diode is large. Therefore, the charge voltage of the boot capacitor needs to have a potential as high as Vf of the parasitic diode. Due to this Vf, the drive of the MOSFET may become unstable. The term "unstable" as used herein means that, for example, the balance of switching characteristics such as dv / dt is lost between the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm connected in series. If the switching characteristics are out of balance, the behavior of the rectifier circuit 3 may become unstable.

そこで、実施の形態２では、ブートコンデンサ２３ａ，２３ｂへのチャージを制御する新たな動作モードを用意する。ここでは、新たな動作モードを「チャージモード」と呼ぶ。また、このチャージモードを「第４の動作モード」と呼ぶ場合がある。図１２は、実施の形態２におけるチャージモード時の動作波形を示す図である。なお、図１２における信号波形の並びは、図６と同じである。 Therefore, in the second embodiment, a new operation mode for controlling the charging of the boot capacitors 23a and 23b is prepared. Here, the new operation mode is called "charge mode". Further, this charge mode may be referred to as a "fourth operation mode". FIG. 12 is a diagram showing an operation waveform in the charge mode in the second embodiment. The arrangement of the signal waveforms in FIG. 12 is the same as that in FIG.

図１２の動作波形において、電源電圧Ｖｓの極性が正の半周期では、電源電圧Ｖｓのピーク値の前後において、コンデンサ４を充電する充電電流が流れる。このため、実施の形態２のチャージモード時においては、電源電圧Ｖｓの極性が正の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３－４がオンに制御される。このとき、ブートコンデンサ２３ｂの負極端子は、寄生ダイオードではなく、ＭＯＳＦＥＴのＦＥＴ本体側を介してＧＮＤ電位に電気的に接続される。これによりブートコンデンサ２３ｂに蓄えられる駆動電力の電位と制御電源２２の電位との差がＶｆ分抑制されるので、安定したＭＯＳＦＥＴの駆動を実現できる。 In the operation waveform of FIG. 12, in a half cycle in which the polarity of the power supply voltage Vs is positive, a charging current for charging the capacitor 4 flows before and after the peak value of the power supply voltage Vs. Therefore, in the charge mode of the second embodiment, the switching element SW3-4 is controlled to be ON in a half cycle in which the polarity of the power supply voltage Vs is positive. At this time, the negative electrode terminal of the boot capacitor 23b is electrically connected to the GND potential via the FET main body side of the MOSFET instead of the parasitic diode. As a result, the difference between the potential of the drive power stored in the boot capacitor 23b and the potential of the control power supply 22 is suppressed by Vf, so that stable MOSFET drive can be realized.

なお、電源電圧Ｖｓの極性が負の半周期では、スイッチング素子ＳＷ３－３がオンに制御され、ブートコンデンサ２３ａのチャージ動作が改善される。以降の動作はブートコンデンサ２３ｂと同様であり、重複する説明は割愛する。 In the half cycle in which the polarity of the power supply voltage Vs is negative, the switching element SW3-3 is controlled to be ON, and the charging operation of the boot capacitor 23a is improved. Subsequent operations are the same as those of the boot capacitor 23b, and duplicate explanations are omitted.

以上説明したように、実施の形態２に係る直流電源装置によれば、ブートコンデンサに電荷をチャージすることで、スイッチング素子ＳＷ３－１及びＳＷ３－２を駆動することができるようになる。また、駆動回路３ａ，３ｂ専用に制御電源を設けることなく、スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－２を駆動できるので、直流電源装置及び電力変換装置を小型化することができる。 As described above, according to the DC power supply device according to the second embodiment, the switching elements SW3-1 and SW3-2 can be driven by charging the boot capacitor with an electric charge. Further, since the switching elements SW3-1 and SW3-2 can be driven without providing a control power supply exclusively for the drive circuits 3a and 3b, the DC power supply device and the power conversion device can be miniaturized.

実施の形態３．
図１３は、実施の形態３における整流回路３の動作波形を示す図である。図１３に対応する動作波形図は、図７である。Embodiment 3.
FIG. 13 is a diagram showing an operating waveform of the rectifier circuit 3 according to the third embodiment. The operation waveform diagram corresponding to FIG. 13 is FIG. 7.

図１３の動作波形において、図７との差異点は、交流電源１の周期である電源周期ごとにＰＷＭ動作するスイッチング素子が入れ替わっている点にある。図１３を用いて具体的に説明すると、まず、スイッチング素子ＳＷ３－１とスイッチング素子ＳＷ３－４とがセットで動作し、スイッチング素子ＳＷ３－２とスイッチング素子ＳＷ３－３とがセットで動作する。そして、スイッチング素子ＳＷ３－１がＰＷＭ動作しているときは、スイッチング素子ＳＷ３－４は同期整流を実現するために、ＰＷＭとは無関係にオン動作を継続する。また、スイッチング素子ＳＷ３－１のＰＷＭ動作の後に、スイッチング素子ＳＷ３－４がＰＷＭ動作となり、スイッチング素子ＳＷ３－１がＰＷＭと無関係なオン動作を継続する動作に変化する。これらの動作は、スイッチング素子ＳＷ３－２とスイッチング素子ＳＷ３－３とのセットにおいても同様である。 In the operation waveform of FIG. 13, the difference from FIG. 7 is that the switching element that operates in PWM is replaced for each power supply cycle, which is the cycle of the AC power supply 1. Specifically, with reference to FIG. 13, first, the switching element SW3-1 and the switching element SW3-4 operate as a set, and the switching element SW3-2 and the switching element SW3-3 operate as a set. Then, when the switching element SW3-1 is in PWM operation, the switching element SW3-4 continues to operate independently of PWM in order to realize synchronous rectification. Further, after the PWM operation of the switching element SW3-1, the switching element SW3-4 becomes the PWM operation, and the switching element SW3-1 changes to the operation of continuing the on operation unrelated to the PWM. These operations are the same in the set of the switching element SW3-2 and the switching element SW3-3.

ＰＷＭ動作を交互に入れ替えて実施することで、スイッチング損失が平均的に発生し、これら４つのスイッチング素子での発熱が均等化される。これにより、４つのスイッチング素子を同じ特性の部品で設計でき、部品標準化によるコストを抑えた低コストの製品を実現できる。 By performing the PWM operations alternately, switching loss occurs on average, and heat generation in these four switching elements is equalized. As a result, four switching elements can be designed with parts having the same characteristics, and a low-cost product can be realized with reduced costs due to parts standardization.

また、発熱量が分散されるので、放熱対策もスイッチング素子ごとに個別な設計を行う必要がなく、共通の設計が可能である。 Further, since the amount of heat generated is dispersed, it is not necessary to individually design each switching element for heat dissipation measures, and a common design is possible.

なお、図７のように、ＰＷＭ動作を交互に入れ替えない実施態様も別な観点での効果がある。例えば、発熱量を２つのスイッチング素子に多く集めることで、放熱設計を当該２つのスイッチング素子に集約することができる。これにより、当該２つのスイッチング素子の信頼性を高めることで、装置全体の信頼性を高めることができる。即ち、製品の品質面では、図７の動作であっても図１３の動作であってもよく、何れの動作を実施させてもよい。 In addition, as shown in FIG. 7, the embodiment in which the PWM operations are not alternately replaced is also effective from another viewpoint. For example, by collecting a large amount of heat generation in the two switching elements, the heat dissipation design can be integrated into the two switching elements. As a result, the reliability of the entire device can be increased by increasing the reliability of the two switching elements. That is, in terms of product quality, the operation shown in FIG. 7 or the operation shown in FIG. 13 may be performed, and any operation may be performed.

なお、図１３では、交流電源１の１周期ごとに２つのスイッチング素子のセットを入れ替えているが、これに限定されない。入れ替えの周期は、２周期ごとに入れ替えてもよいし、３以上の整数倍の周期で入れ替えてもよい。 In FIG. 13, the set of two switching elements is exchanged for each cycle of the AC power supply 1, but the present invention is not limited to this. The replacement cycle may be replaced every two cycles, or may be replaced at a cycle of an integral multiple of 3 or more.

また、４つのスイッチング素子の持つバラツキによって、交流電源１から流入する入力電流において、入力電流における正極性の波形と負極性の波形とが非対称形状となるアンバランスが生じることも想定される。しかしながら、上述したＰＷＭ動作を入れ替える制御を行うことにより、素子間のバラツキが均一化される。これにより、入力電流における波形のアンバランスは抑制される。 Further, it is assumed that the variation of the four switching elements causes an imbalance in which the positive waveform and the negative waveform of the input current have an asymmetrical shape in the input current flowing from the AC power supply 1. However, by controlling the above-mentioned PWM operation to be replaced, the variation between the elements is made uniform. As a result, the imbalance of the waveform in the input current is suppressed.

なお、上記の制御でも、波形のアンバランスが生じる場合には、４つのスイッチング素子のうちの何れかのスイッチング素子を基準として、相対的なアンバランスが抑制されるように、ＰＷＭ動作によるスイッチング素子のオン時間を調整してもよい。このような制御によっても、入力電流における波形のアンバランスを抑制できる。これにより、交流電源１の偶数次など、本来生じない高調波電流の発生を抑制することができる。また、高調波電流をより少なくできるので、交流電源１への障害を発生させない電力変換装置を提供することができる。 Even with the above control, if a waveform imbalance occurs, a switching element by PWM operation is used so that the relative imbalance is suppressed with reference to any of the four switching elements. You may adjust the on-time of. Even by such control, the imbalance of the waveform in the input current can be suppressed. As a result, it is possible to suppress the generation of harmonic currents that do not originally occur, such as the even-numbered order of the AC power supply 1. Further, since the harmonic current can be further reduced, it is possible to provide a power conversion device that does not cause a failure to the AC power supply 1.

更に、ある閾値まで補正しても、アンバランスが抑制されない場合には、何れかのスイッチング素子の開放故障と判断する。開放故障は、電流が流れる経路がオープン状態であるため、通常の制御では検出することができない。ところが、ＰＷＭ動作を入れ替えることで、アンバランスの発生パターンに変化が生じる。この変化により、何れのスイッチング素子が開放故障しているか否かを判別することができる。 Further, if the imbalance is not suppressed even if the correction is made to a certain threshold value, it is determined that one of the switching elements has an open failure. The open failure cannot be detected by normal control because the path through which the current flows is open. However, by exchanging the PWM operation, the imbalance generation pattern changes. From this change, it is possible to determine which switching element has an open failure.

また、ある閾値までの補正を実施せずに、アンバランス発生量だけでスイッチング素子の開放故障を判別してもよい。また、アンバランス検出するため、補正を実施しない動作態様を意図的又は強制的に作成してもよい。なお、その他、幾つかの応用も想定できるが、本発明の目的を逸脱しない範囲であれば、どのような手法を用いてもよい。 Further, the open failure of the switching element may be determined only by the amount of imbalance generated without performing the correction up to a certain threshold value. Further, in order to detect imbalance, an operation mode in which correction is not performed may be intentionally or forcibly created. Although some other applications can be assumed, any method may be used as long as it does not deviate from the object of the present invention.

実施の形態４．
図１４は、実施の形態４における整流回路３の動作波形を示す図である。図１４には、図７又は図１３で示すＰＷＭ動作を行う場合でのスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３の駆動波形と、ＰＷＭ信号の生成に使用するキャリアの波形とが示されている。Embodiment 4.
FIG. 14 is a diagram showing an operating waveform of the rectifier circuit 3 according to the fourth embodiment. FIG. 14 shows a drive waveform of the switching elements SW3-1 and SW3-3 in the case of performing the PWM operation shown in FIG. 7 or 13, and a waveform of a carrier used for generating a PWM signal.

図１４において、「Ｓａ」はスイッチング素子ＳＷ３－１を制御するための制御信号であり、「Ｓｃ」はスイッチング素子ＳＷ３－３を制御するための制御信号である。一般的なＰＷＭ制御を実現するプロセッサでは、相補ＰＷＭと呼ばれる方式が採用される。相補ＰＷＭ方式では、上下アームのスイッチング素子が同時オンとならないように、排他関係となる制御信号が生成される。 In FIG. 14, “Sa” is a control signal for controlling the switching element SW3-1, and “Sc” is a control signal for controlling the switching element SW3-3. In a processor that realizes general PWM control, a method called complementary PWM is adopted. In the complementary PWM method, control signals having an exclusive relationship are generated so that the switching elements of the upper and lower arms are not turned on at the same time.

相補ＰＷＭ方式では、ＰＷＭ周期の基準である三角波の山もしくは谷、いずれか一方又は両方が制御の基準時刻とされる。具体的に、制御アルゴリズムが動作を開始する時刻は、山又は谷が基準とされる。また、検出信号のＡＤ変換を行うＡＤ変換部１２～１４では、検出信号をホールドする時刻、ＡＤ変換を開始するタイミング時刻などは、山又は谷が基準とされる。 In the complementary PWM method, one or both of the peaks and valleys of the triangular wave, which is the reference of the PWM cycle, is set as the reference time for control. Specifically, the time when the control algorithm starts operating is based on a peak or a valley. Further, in the AD conversion units 12 to 14 that perform AD conversion of the detection signal, a peak or a valley is used as a reference for the time for holding the detection signal, the timing time for starting the AD conversion, and the like.

ここで、図１４の例に示すように、変調波信号が毎キャリア周期で変更されるような動作になることも想定される。ここで、三角波のキャリアの山を基準に変調波信号のｄｕｔｙを設定する。この場合、スイッチング素子ＳＷ３－１を制御する制御信号Ｓａは、山を基準とする図中の点線に対して、左右対称の波形となる。一方、スイッチング素子ＳＷ３－３を制御する制御信号Ｓｃは、谷を基準とする図中の点線に対して、左右非対称の波形となる。また、制御信号Ｓｃの中心は、キャリア周期に対して、ズレが生じてしまう。 Here, as shown in the example of FIG. 14, it is assumed that the modulated wave signal is changed in each carrier cycle. Here, the duty of the modulated wave signal is set with reference to the peak of the carrier of the triangular wave. In this case, the control signal Sa that controls the switching element SW3-1 has a waveform that is symmetrical with respect to the dotted line in the figure with respect to the mountain. On the other hand, the control signal Sc that controls the switching element SW3-3 has a left-right asymmetric waveform with respect to the dotted line in the figure with respect to the valley. Further, the center of the control signal Sc is deviated from the carrier cycle.

従って、キャリア周期の山もしくは谷の何れかで直流電流を検出し続けていると、検出電流は、スイッチング素子のオンの中央タイミングでは無くなり、検出誤差を生じさせる。この検出誤差は、入力電流のアンバランスを引き起こし、制御アルゴリズムを破綻させるトリガにもなり得る。 Therefore, if the DC current is continuously detected at either the peak or the valley of the carrier cycle, the detected current disappears at the center timing when the switching element is turned on, causing a detection error. This detection error causes an imbalance in the input current and can also be a trigger to break the control algorithm.

上記の点を踏まえ、実施の形態４では、例えば直列接続された上下アームのスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３は、必ず、制御信号Ｓａ，Ｓｃがオンとなる期間の中心タイミングで直流電流が検出されるように、キャリアの半周期よりも短い時間でサンプリングするためのタイミング信号を発生するように制御部１１を構成する。これにより、意図しない検出誤差を抑制でき、整流回路３の動作の安定性を向上させることができる。 Based on the above points, in the fourth embodiment, for example, the switching elements SW3-1 and SW3-3 of the upper and lower arms connected in series always have a direct current at the center timing of the period during which the control signals Sa and Sc are turned on. The control unit 11 is configured to generate a timing signal for sampling in a time shorter than the half cycle of the carrier so as to be detected. As a result, an unintended detection error can be suppressed, and the stability of the operation of the rectifier circuit 3 can be improved.

また、制御信号Ｓａ，Ｓｃがオンとなる期間の中心タイミングでなくてもよい。例えば、制御信号Ｓａ，Ｓｃにおけるオンパルスにおいて、オンパルスが立ち上がる時刻と直流電流の検出時刻との間の第１の時間と、オンパルスの幅である第２の時間との時比率が、制御信号Ｓａ，Ｓｃとの間で同じであれば、パルス先頭部もしくはパルス後方部であってもよい。但し、中央部以外の場合、スイッチング素子ＳＷ３－１とスイッチング素子ＳＷ３－３とが同一ｄｕｔｙで無い場合がほとんどであり、両者のオンパルスの幅は異なる。従って、上記時比率を同じにするタイミング時刻を演算するのは複雑である。このため、パルス中央部を検出する手法が、簡単でよい。 Further, it does not have to be the central timing of the period during which the control signals Sa and Sc are turned on. For example, in the on-pulse of the control signals Sa, Sc, the time ratio between the first time between the time when the on-pulse rises and the time when the DC current is detected and the second time, which is the width of the on-pulse, is the control signal Sa, If it is the same as Sc, it may be a pulse head portion or a pulse rear portion. However, in most cases other than the central portion, the switching element SW3-1 and the switching element SW3-3 do not have the same duty, and the on-pulse widths of the two are different. Therefore, it is complicated to calculate the timing and time for making the above time ratios the same. Therefore, the method of detecting the central portion of the pulse may be simple.

図１５は、実施の形態４における直流電流Ｉｄｃ１の検出タイミングの説明に使用する図である。図１５には、直流電流Ｉｄｃ１の波形が示され、その波形上には、直流電流Ｉｄｃ１の検出タイミングの時刻を表す黒丸の点がプロットされている。図１５において、黒丸の点のプロット間隔は、半キャリア周期である。 FIG. 15 is a diagram used for explaining the detection timing of the direct current Idc1 in the fourth embodiment. FIG. 15 shows a waveform of the direct current Idc1, and black circle dots representing the time of detection timing of the direct current Idc1 are plotted on the waveform. In FIG. 15, the plot interval of the black circle points is a half carrier period.

図１５のケースは、電流検出サンプリングが比較的荒い場合の例である。また、図１５では、プロセッサにおける処理開始タイミングを下向きの矢印で示している。図１５において、矢印の間隔は、２キャリア周期である。この２キャリア周期は、制御アルゴリズムの周期であり、キャリア半周期で検出した検出電流の幾つかを間引いた間引き制御が実施される。 The case of FIG. 15 is an example of a case where the current detection sampling is relatively rough. Further, in FIG. 15, the processing start timing in the processor is indicated by a downward arrow. In FIG. 15, the intervals between the arrows are two carrier cycles. These two carrier cycles are the cycles of the control algorithm, and thinning control is performed by thinning out some of the detected currents detected in the carrier half cycle.

実施の形態４では、電流検出のサンプリング周期を短くできないことを想定した電流検出制御を行う。具体的には、過去の検出電流から現在の検出電流を推定する。そして、前回のサンプリング時刻と今回のサンプリング時刻との間に閾値を超えることを予測すると、閾値を超えると予測される時刻がサンプリング時刻となるようにサンプリング間隔を制御して、当該サンプリング時刻において強制的に電流を検出する制御とする。或いは、スイッチング素子のオンとオフを予測時刻において、強制的に切り替えてもよい。これらの制御により、図１５に示されるような間引き制御であっても、必要時刻に電流サンプリングを実施でき、必要な電流を比較的正確に検出することができる。これにより、安価なプロセッサを使用しつつ、より高性能な昇圧機能を具備する電力変換装置を提供することができる。 In the fourth embodiment, the current detection control is performed on the assumption that the sampling cycle of the current detection cannot be shortened. Specifically, the current detected current is estimated from the past detected current. Then, when it is predicted that the threshold will be exceeded between the previous sampling time and the current sampling time, the sampling interval is controlled so that the time predicted to exceed the threshold becomes the sampling time, and the sampling time is forced. The control is to detect the current. Alternatively, the switching element may be forcibly switched on and off at the predicted time. With these controls, even with the thinning control as shown in FIG. 15, current sampling can be performed at the required time, and the required current can be detected relatively accurately. This makes it possible to provide a power conversion device having a higher performance boosting function while using an inexpensive processor.

図１６は、実施の形態４における整流回路３のスイッチング素子を動作させる第１の動作波形を示す図である。図１６に対応する動作波形図は、図６又は図１２である。図１６では、図６又は図１２に示される動作波形に加え、電源電圧Ｖｓの位相θｓの波形が示されている。即ち、図１６の動作を制御する実施の形態４の整流回路３では、電源電圧Ｖｓの位相θｓを検出又は演算する機能が付加されている。 FIG. 16 is a diagram showing a first operation waveform for operating the switching element of the rectifier circuit 3 in the fourth embodiment. The operation waveform diagram corresponding to FIG. 16 is FIG. 6 or FIG. In FIG. 16, in addition to the operation waveform shown in FIG. 6 or FIG. 12, the waveform of the phase θs of the power supply voltage Vs is shown. That is, in the rectifier circuit 3 of the fourth embodiment that controls the operation of FIG. 16, a function of detecting or calculating the phase θs of the power supply voltage Vs is added.

図１６において、スイッチング素子ＳＷ３－１のオン又はオフを制御する制御信号Ｓａは、電源電圧Ｖｓの位相θｓに基づいて制御される。これにより、検出遅れなどで生じる同期整流範囲の縮小を抑制でき、より広い範囲で同期整流を実現することで高効率な電力変換装置を提供できる。 In FIG. 16, the control signal Sa that controls the on / off of the switching element SW3-1 is controlled based on the phase θs of the power supply voltage Vs. As a result, it is possible to suppress the reduction of the synchronous rectification range caused by the detection delay or the like, and it is possible to provide a highly efficient power conversion device by realizing synchronous rectification in a wider range.

また、図１６の例では、図示しているように、極性反転する際のスイッチング素子の同時オンを避けるため、同時オン防止位相角（図中では±５度）が設定されている。これにより、上下アーム短絡の抑制を確実に実施することができる。 Further, in the example of FIG. 16, as shown in the figure, a simultaneous on prevention phase angle (± 5 degrees in the figure) is set in order to avoid simultaneous on of the switching element when the polarity is reversed. As a result, it is possible to reliably suppress the short circuit between the upper and lower arms.

また、図１７は、実施の形態４における整流回路３のスイッチング素子を動作させる第２の動作波形を示す図である。図１６では、電源電圧Ｖｓの位相θｓに基づいて、スイッチング素子ＳＷ３－１を制御する制御信号Ｓａが制御されていたが、図１７では、スイッチング素子ＳＷ３－４を制御する制御信号Ｓｄが制御されている。このとき、上アーム側のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが逆回復特性を維持している状態で同期整流に入ることができる。これにより、電力変換装置をより安定に動作させることが可能となる。 Further, FIG. 17 is a diagram showing a second operation waveform for operating the switching element of the rectifier circuit 3 in the fourth embodiment. In FIG. 16, the control signal Sa that controls the switching element SW3-1 is controlled based on the phase θs of the power supply voltage Vs, but in FIG. 17, the control signal Sd that controls the switching element SW3-4 is controlled. ing. At this time, synchronous rectification can be performed while the parasitic diode of the MOSFET on the upper arm side maintains the reverse recovery characteristic. This makes it possible to operate the power conversion device more stably.

実施の形態５．
図１８は、実施の形態５に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１８において、実施の形態５に係るモータ駆動装置１００Ａでは、図１に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成において、直流電源装置５０が直流電源装置５０Ａに置き替えられ、電力変換装置７０が電力変換装置７０Ａに置き替えられている。直流電源装置５０Ａでは、リアクタ２に並列接続されるリレー１５と、リアクタ２に直列接続されるリアクタ２ａとが追加されている。なお、リアクタ２ａを「第２のリアクタ」と呼ぶ場合がある。また、その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。Embodiment 5.
FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a motor drive device including the power conversion device according to the fifth embodiment. In FIG. 18, in the motor drive device 100A according to the fifth embodiment, in the configuration of the motor drive device 100 according to the first embodiment shown in FIG. 1, the DC power supply device 50 is replaced with the DC power supply device 50A, and power conversion is performed. The device 70 has been replaced by a power conversion device 70A. In the DC power supply device 50A, a relay 15 connected in parallel to the reactor 2 and a reactor 2a connected in series to the reactor 2 are added. The reactor 2a may be referred to as a "second reactor". Further, other configurations are the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted.

図１８の構成において、リアクタ２のインダクタンス値Ｌ０と、第２のリアクタであるリアクタ２ａのインダクタンス値Ｌａとの関係は、Ｌ０＞Ｌａに設定される。リレー１５の開閉は、制御部１１により、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４の動作モードに応じて制御される。 In the configuration of FIG. 18, the relationship between the inductance value L0 of the reactor 2 and the inductance value La of the second reactor 2a is set to L0> La. The opening and closing of the relay 15 is controlled by the control unit 11 according to the operation modes of the switching elements SW3-1 to SW3-4.

具体的に、図６に示す第１の動作モードの場合、リレー１５は開状態に制御される。このとき、回路のインダクタンス値は、Ｌ０＋Ｌａとなる。これにより、第１の動作モードに適したリアクタのインダクタンス値に設定することができる。 Specifically, in the case of the first operation mode shown in FIG. 6, the relay 15 is controlled to be in the open state. At this time, the inductance value of the circuit is L0 + La. Thereby, the inductance value of the reactor suitable for the first operation mode can be set.

また、図７に示す第２の動作モードの場合、リレー１５は閉状態に制御される。このとき、回路のインダクタンス値は、必要最小限のインダクタンス値Ｌａとなる。これにより、第２の動作モードに適したリアクタのインダクタンス値に設定することができる。 Further, in the case of the second operation mode shown in FIG. 7, the relay 15 is controlled to be in the closed state. At this time, the inductance value of the circuit becomes the minimum necessary inductance value La. This makes it possible to set the inductance value of the reactor suitable for the second operation mode.

なお、前述の通り、第２の動作モードはＰＷＭ制御を実施する動作モードである。ＰＷＭ制御において、必要以上に大きいインダクタンス値のリアクタを使用すると、リアクタでの両端電圧が大きくなり過ぎて、絶縁劣化を起こす可能性がある。このため、第１の動作モードと第２の動作モードとで共通のリアクタを用いると、より高価な部品が必要となる。一方、実施の形態５では、リレー１５により、動作モードに応じて、好適なリアクタのインダクタンス値で制御することができる。これにより、より高効率且つ高力率で整流回路３を動作させることができる。また、整流回路３を高調波電流の発生の少ない動作をさせることができる。また、安価且つ小型の部品で電力変換装置を実現できる。 As described above, the second operation mode is an operation mode in which PWM control is performed. In PWM control, if a reactor with an inductance value larger than necessary is used, the voltage across the reactor becomes too large, which may cause insulation deterioration. Therefore, if a common reactor is used in the first operation mode and the second operation mode, more expensive parts are required. On the other hand, in the fifth embodiment, the relay 15 can control the inductance value of a suitable reactor according to the operation mode. As a result, the rectifier circuit 3 can be operated with higher efficiency and higher power factor. Further, the rectifier circuit 3 can be operated with less generation of harmonic current. In addition, a power conversion device can be realized with inexpensive and small parts.

更に、図１８では、リレー１５を用いてリアクタのインダクタンス値を切り替えて構成としているが、これに限定されない。リアクタ２の両端を短絡できる開閉器であればどのような手段を使用してもよい。 Further, in FIG. 18, the relay 15 is used to switch the inductance value of the reactor, but the configuration is not limited to this. Any means may be used as long as it is a switch that can short-circuit both ends of the reactor 2.

実施の形態６．
図１９は、実施の形態６に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図１９において、実施の形態６に係るモータ駆動装置１００Ｂでは、図１８に示す実施の形態５に係るモータ駆動装置１００Ａの構成において、直流電源装置５０Ａが直流電源装置５０Ｂに置き替えられ、電力変換装置７０Ａが電力変換装置７０Ｂに置き替えられている。直流電源装置５０Ｂでは、整流回路３が整流回路３Ａに置き替えられ、リアクタ２に並列接続されるリアクタ２ａ’が追加されている。なお、リアクタ２ａ’を「第３のリアクタ」と呼ぶ場合がある。Embodiment 6.
FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a motor drive device including the power conversion device according to the sixth embodiment. In FIG. 19, in the motor drive device 100B according to the sixth embodiment, in the configuration of the motor drive device 100A according to the fifth embodiment shown in FIG. 18, the DC power supply device 50A is replaced with the DC power supply device 50B, and power conversion is performed. The device 70A has been replaced by the power conversion device 70B. In the DC power supply device 50B, the rectifier circuit 3 is replaced with the rectifier circuit 3A, and the reactor 2a'that is connected in parallel to the reactor 2 is added. The reactor 2a'may be referred to as a "third reactor".

整流回路３Ａは、６つのスイッチング素子で構成される。整流回路３Ａには、内部に寄生ダイオードＤ３－１’を有するスイッチング素子ＳＷ３－１’と、内部に寄生ダイオードＤ３－３’を有するスイッチング素子ＳＷ３－３’とが追加されている。また、整流回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ３－１’，ＳＷ３－３’のそれぞれを駆動する駆動回路３ａ’，３ｃ’が追加されている。制御部１１は、スイッチング素子ＳＷ３－１’，ＳＷ３－３’のそれぞれを制御するための制御信号Ｓａ’，Ｓｃ’を出力する。その他の構成については、実施の形態５の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。 The rectifier circuit 3A is composed of six switching elements. A switching element SW3-1'having a parasitic diode D3-1'inside and a switching element SW3-3' having a parasitic diode D3-3'inside are added to the rectifier circuit 3A. Further, drive circuits 3a'and 3c'that drive each of the switching elements SW3-1'and SW3-3' are added to the rectifier circuit 3A. The control unit 11 outputs control signals Sa'and Sc'for controlling each of the switching elements SW3-1'and SW3-3'. Other configurations are the same as or equivalent to the configuration of the fifth embodiment, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted.

図１９において、リアクタ２ａは、直列接続される素子対であるスイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３の接続点に接続され、リアクタ２ａ’は、直列接続される素子対であるスイッチング素子ＳＷ３－１’，ＳＷ３－３’の接続点に接続される。スイッチング素子ＳＷ３－１，ＳＷ３－３の組を「第１の素子対」と呼び、スイッチング素子ＳＷ３－１’，ＳＷ３－３’の組を「第２の素子対」と呼ぶ場合がある。 In FIG. 19, the reactor 2a is connected to the connection point of the switching elements SW3-1 and SW3-3 which are the element pairs connected in series, and the reactor 2a'is the switching element SW3-1 which is the element pair connected in series. It is connected to the connection point of', SW3-3'. The set of switching elements SW3-1 and SW3-3 may be referred to as a "first element pair", and the set of switching elements SW3-1'and SW3-3' may be referred to as a "second element pair".

リアクタ２ａ’は、リアクタ２ａと同じインダクタンス値で構成される。なお、公称のインダクタンス値が等しければ、両者のインダクタンス値は等しいと見なすことができ、測定の誤差、経年変化による誤差、劣化による誤差等があっても同じと扱ってよい。また、スイッチング素子ＳＷ３－１と、スイッチング素子ＳＷ３－１’とは、互いに位相が１８０度反転した状態で動作する。スイッチング素子ＳＷ３－３，ＳＷ３－３’との関係も同様である。位相を１８０度反転した状態で動作させる制御は、インターリーブとして公知の制御方法であり、ここでの説明は割愛する。 The reactor 2a'is configured with the same inductance value as the reactor 2a. If the nominal inductance values are equal, the two inductance values can be regarded as equal, and even if there are measurement errors, errors due to aging, errors due to deterioration, etc., they may be treated as the same. Further, the switching element SW3-1 and the switching element SW3-1'operate in a state where the phases are reversed by 180 degrees from each other. The same applies to the relationship with the switching elements SW3-3 and SW3-3'. The control for operating in a state where the phase is inverted by 180 degrees is a control method known as interleaving, and the description thereof is omitted here.

実施の形態６によれば、直流電源装置をインターリーブ化の構成とすることにより、インダクタンス値のより小さいリアクタを用いて構成することができる。インダクタの個数は増えるが、安価なリアクタで構成できるので、コストの増加を抑制しつつ、高調波電流の抑制が可能となる。 According to the sixth embodiment, the DC power supply device can be configured by using an interleaved configuration, so that a reactor having a smaller inductance value can be used. Although the number of inductors increases, since it can be configured with an inexpensive reactor, it is possible to suppress the harmonic current while suppressing the increase in cost.

また、実施の形態６によれば、整流回路３Ａとして、一般的なインバータ用の６素子モジュールを適用することができる。これにより、汎用性及び部品調達性が向上でき、直流電源装置を安価に構成することができる。 Further, according to the sixth embodiment, a general 6-element module for an inverter can be applied as the rectifier circuit 3A. As a result, versatility and parts procurement can be improved, and a DC power supply device can be constructed at low cost.

更に、実施の形態６に係る直流電源装置によれば、インターリーブ化の構成とすることで、ＰＷＭ動作時の電流リップルをほぼ半減することができ、ノイズを低減することができる。また、発熱量の分散により、部品の熱寿命を均等化することができるので、直流電源装置の長寿命化を安価に実現できる。 Further, according to the DC power supply device according to the sixth embodiment, the current ripple at the time of PWM operation can be substantially halved and noise can be reduced by adopting the interleaved configuration. Further, since the heat life of the parts can be equalized by dispersing the calorific value, the life of the DC power supply device can be extended at low cost.

実施の形態７．
図２０は、実施の形態７に係る電力変換装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図である。図２０において、実施の形態７に係るモータ駆動装置１００Ｃでは、図１に示す実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成において、直流電源装置５０が直流電源装置５０Ｃに置き替えられ、電力変換装置７０が電力変換装置７０Ｃに置き替えられている。直流電源装置５０Ｃでは、リアクタ２に直列接続されるサーミスタ１６と、サーミスタ１６に並列接続されるリレー１５とが追加されている。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。Embodiment 7.
FIG. 20 is a diagram showing a configuration of a motor drive device including the power conversion device according to the seventh embodiment. In FIG. 20, in the motor drive device 100C according to the seventh embodiment, in the configuration of the motor drive device 100 according to the first embodiment shown in FIG. 1, the DC power supply device 50 is replaced with the DC power supply device 50C, and power conversion is performed. The device 70 has been replaced by the power conversion device 70C. In the DC power supply device 50C, a thermistor 16 connected in series to the reactor 2 and a relay 15 connected in parallel to the thermistor 16 are added. Other configurations are the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment, and the same or equivalent components are designated by the same reference numerals, and duplicate explanations are omitted.

サーミスタ１６は、正の温度係数を有するＰＴＣ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）サーミスタである。 The thermistor 16 is a PTC (Positive Temperature Cofficient) thermistor having a positive temperature coefficient.

図２０において、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４のうちの少なくとも１つが短絡故障している場合、短絡故障していない他のスイッチング素子の寄生ダイオードを介して、電源短絡となり、大電流が整流回路３へ流れ込む。このとき、リアクタ２と直列にサーミスタ１６が挿入されているので、サーミスタ１６の発熱でサーミスタ１６が高抵抗化し、短絡故障による過電流が抑制される。これにより、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４の短絡故障に起因する２次損傷が抑止されるので、スイッチング素子ＳＷ３－１～ＳＷ３－４の短絡故障が電力変換装置７０Ｃ全体に及ぶのを抑止することができる。 In FIG. 20, when at least one of the switching elements SW3-1 to SW3-4 has a short-circuit failure, the power supply is short-circuited via the parasitic diode of the other switching element that has not short-circuited, and a large current is rectified. It flows into the circuit 3. At this time, since the thermistor 16 is inserted in series with the reactor 2, the thermistor 16 becomes high in resistance due to the heat generated by the thermistor 16, and the overcurrent due to the short circuit failure is suppressed. As a result, secondary damage caused by the short-circuit failure of the switching elements SW3-1 to SW3-4 is suppressed, so that the short-circuit failure of the switching elements SW3-1 to SW3-4 is suppressed from extending to the entire power conversion device 70C. can do.

実施の形態８．
図２１は、実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成例を示す図である。図２１に示す冷凍サイクル装置１２０は、実施の形態１～７に係るモータ駆動装置の応用例である。なお、図２１では、セパレート形の空気調和機を例示しているが、セパレート形には限定されない。また、実施の形態８では、冷凍サイクル装置１２０が空気調和機を構成する例を説明するが、冷凍サイクル装置１２０は空気調和機に限定されず、冷蔵庫及び冷凍庫といった冷凍サイクルを備える機器に適用可能である。また、図２１では、実施の形態１～４に係るモータ駆動装置１００を冷凍サイクル装置１２０に使用しているが、これに限定されない。実施の形態１～４に係るモータ駆動装置１００に代えて、実施の形態５～７に係るモータ駆動装置１００Ａ～１００Ｃのうちの何れかを冷凍サイクル装置１２０に使用してもよい。Embodiment 8.
FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of the refrigeration cycle device according to the eighth embodiment. The refrigeration cycle device 120 shown in FIG. 21 is an application example of the motor drive device according to the first to seventh embodiments. Although FIG. 21 illustrates a separate type air conditioner, it is not limited to the separate type. Further, in the eighth embodiment, an example in which the refrigerating cycle device 120 constitutes an air conditioner will be described, but the refrigerating cycle device 120 is not limited to the air conditioner and can be applied to devices having a refrigerating cycle such as a refrigerator and a freezer. Is. Further, in FIG. 21, the motor drive device 100 according to the first to fourth embodiments is used for the refrigeration cycle device 120, but the present invention is not limited to this. Instead of the motor drive device 100 according to the first to fourth embodiments, any one of the motor drive devices 100A to 100C according to the fifth to seventh embodiments may be used for the refrigeration cycle device 120.

図１に示すように、実施の形態８に係る冷凍サイクル装置１２０は、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４、室内熱交換器１０５、冷媒配管１０６及びモータ駆動装置１００を備える。冷凍サイクル装置１２０では、圧縮機１０１、四方弁１０２、室外熱交換器１０３、膨張弁１０４および室内熱交換器１０５が冷媒配管１０６を介して取り付けられた冷凍サイクルを構成する。また、冷凍サイクル装置１２０における圧縮機１０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構１０７とこれを動作させるモータ６とが設けられている。圧縮機１０１のモータ６は、モータ駆動装置１００と電気的に接続されている。モータ駆動装置１００は、冷媒を圧縮する圧縮機１０１に用いられるモータ６を駆動するために用いられる。 As shown in FIG. 1, the refrigeration cycle device 120 according to the eighth embodiment includes a compressor 101, a four-way valve 102, an outdoor heat exchanger 103, an expansion valve 104, an indoor heat exchanger 105, a refrigerant pipe 106, and a motor drive device. Equipped with 100. In the refrigeration cycle device 120, a compressor 101, a four-way valve 102, an outdoor heat exchanger 103, an expansion valve 104, and an indoor heat exchanger 105 are attached via a refrigerant pipe 106 to form a refrigeration cycle. Further, inside the compressor 101 in the refrigeration cycle device 120, a compression mechanism 107 for compressing the refrigerant and a motor 6 for operating the compression mechanism 107 are provided. The motor 6 of the compressor 101 is electrically connected to the motor drive device 100. The motor drive device 100 is used to drive the motor 6 used in the compressor 101 that compresses the refrigerant.

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above embodiments is an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is configured without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.

例えば、上述した各実施の形態において、交流電源１は単相電源で説明しているが、これに限定されない。上述した各実施の形態の効果が得られるのであれば、単相電源に代えて、三相電源又は多相電源を用いてもよい。このような類の変形は、柔軟に行うことが可能である。 For example, in each of the above-described embodiments, the AC power supply 1 is described as a single-phase power supply, but the present invention is not limited thereto. If the effects of each of the above-described embodiments can be obtained, a three-phase power supply or a multi-phase power supply may be used instead of the single-phase power supply. This kind of transformation can be done flexibly.

１ 交流電源、２，２ａ，２ａ’ リアクタ、３，３Ａ 整流回路、３ａ～３ｄ，３ａ’，３ｃ’，５ａ～５ｆ 駆動回路、４ コンデンサ、５ インバータ回路、６ モータ、６ａ 固定子、６ｂ 永久磁石回転子、７ 電源電圧ゼロクロス検出回路、８ 直流電圧検出回路、９，１０ 直流電流検出回路、９ａ，１０ａ シャント抵抗、９ｂ，１０ｂ 増幅器、１１ 制御部、１２～１４ ＡＤ変換部、１５ リレー、１６ サーミスタ、１６ａ 正側直流母線、１６ｂ 負側直流母線、２０ａ，２０ｂ ダイオード（ブートダイオード）、２１ａ，２１ｂ 抵抗、２２ 制御電源、２３ａ，２３ｂ コンデンサ（ブートコンデンサ）、５０，５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ 直流電源装置、７０，７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃ 電力変換装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ モータ駆動装置、１０１ 圧縮機、１０２ 四方弁、１０３ 室外熱交換器、１０４ 膨張弁、１０５ 室内熱交換器、１０６ 冷媒配管、１０７ 圧縮機構、１２０ 冷凍サイクル装置、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４ インタフェース、３０５ 処理回路、Ｄ３－１～Ｄ３－４，Ｄ３－１’，Ｄ３－３’ 寄生ダイオード、Ｄ５－１～Ｄ５－６ ダイオード、ＳＷ３－１～ＳＷ３－４，ＳＷ３－１’，ＳＷ３－３’，ＳＷ５－１～ＳＷ５－６ スイッチング素子。 1 AC power supply, 2,2a, 2a'reactor, 3,3A rectifier circuit, 3a to 3d, 3a', 3c', 5a to 5f drive circuit, 4 condenser, 5 inverter circuit, 6 motor, 6a stator, 6b permanent Magnet rotor, 7 power supply voltage zero cross detection circuit, 8 DC voltage detection circuit, 9,10 DC current detection circuit, 9a, 10a shunt resistance, 9b, 10b amplifier, 11 control unit, 12-14 AD converter, 15 relay, 16 thermista, 16a positive DC bus, 16b negative DC bus, 20a, 20b diode (boot diode), 21a, 21b resistor, 22 control power supply, 23a, 23b capacitor (boot condenser), 50, 50A, 50B, 50C DC Power supply, 70, 70A, 70B, 70C power converter, 100, 100A, 100B, 100C motor drive, 101 compressor, 102 four-way valve, 103 outdoor heat exchanger, 104 expansion valve, 105 indoor heat exchanger, 106 Coolant piping, 107 compression mechanism, 120 refrigeration cycle device, 300 processor, 302 memory, 304 interface, 305 processing circuit, D3-1 to D3-4, D3-1', D3-3'parasitic diode, D5-1 to D5 -6 Diodes, SW3-1 to SW3-4, SW3-1', SW3-3', SW5-1 to SW5-6 Switching elements.

Claims (15)

寄生ダイオードを内部に有する金属酸化物半導体電界効果トランジスタを複数備え、複数の前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタがブリッジ接続され、リアクタを介して交流電源に接続される整流回路と、
前記整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサと、
前記交流電源の出力電圧である電源電圧の極性又は位相を検出する第１の検出器と、
前記整流回路に流れる第１電流を検出する第１の電流検出器と、
前記寄生ダイオードと同方向に電流が流れるタイミングで前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタをオン動作させる同期整流を行う第１の動作モードと、
前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタをパルス幅変調制御して前記コンデンサの両端電圧を昇圧する第２の動作モードと、を有し、
低消費電力時には、前記第１の動作モードを起動し、高消費電力時には、第２の動作モードを起動する制御部と、
を備えた直流電源装置。A rectifying circuit having a plurality of metal oxide semiconductor field effect transistors having a parasitic diode inside, the plurality of metal oxide semiconductor field effect transistors being bridge-connected, and connected to an AC power supply via a reactor.
A capacitor connected between the output terminals of the rectifier circuit and
A first detector that detects the polarity or phase of the power supply voltage, which is the output voltage of the AC power supply, and
A first current detector that detects the first current flowing through the rectifier circuit, and
The first operation mode in which synchronous rectification is performed to turn on the metal oxide semiconductor field effect transistor at the timing when a current flows in the same direction as the parasitic diode, and
It has a second operation mode in which the metal oxide semiconductor field effect transistor is pulse-width modulated and controlled to boost the voltage across the capacitor.
A control unit that activates the first operation mode when the power consumption is low, and activates the second operation mode when the power consumption is high.
DC power supply equipped with. 前記制御部は、前記第１の動作モードで動作させる前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタと異なる金属酸化物半導体電界効果トランジスタに電源短絡動作を行わせる第３の動作モードを有し、
前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとの中間の消費電力時に前記第３の動作モードにて前記整流回路を制御する
請求項１に記載の直流電源装置。The control unit has a third operation mode in which a metal oxide semiconductor field effect transistor different from the metal oxide semiconductor field effect transistor operated in the first operation mode is subjected to a power supply short-circuit operation.
The DC power supply device according to claim 1, wherein the rectifier circuit is controlled in the third operation mode when power consumption is intermediate between the first operation mode and the second operation mode. 前記制御部は、前記第１電流を負極性で検出し、且つ、前記整流回路における上下アーム短絡電流を正極性で検出する
請求項１又は２に記載の直流電源装置。The DC power supply device according to claim 1 or 2, wherein the control unit detects the first current as a negative electrode and detects the upper and lower arm short-circuit current in the rectifier circuit as a positive electrode. 前記第２の動作モードにおいてパルス幅変調動作させる前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタを前記交流電源の１周期又は複数周期ごとに入れ替える
請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。The DC power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the metal oxide semiconductor field effect transistor to be operated in the pulse width modulation operation in the second operation mode is replaced every one cycle or a plurality of cycles of the AC power supply. 前記第２の動作モードにおいて、前記交流電源から入力される電流にアンバランスが生じた場合に、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのオン時間を調整することで前記アンバランスを抑制する
請求項４に記載の直流電源装置。4. Claim 4 that suppresses the imbalance by adjusting the on-time of the metal oxide semiconductor field effect transistor when an imbalance occurs in the current input from the AC power supply in the second operation mode. DC power supply according to. 前記アンバランスが抑制されない場合に前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが故障していると判定する
請求項５に記載の直流電源装置。The DC power supply device according to claim 5, wherein it is determined that the metal oxide semiconductor field effect transistor has failed when the imbalance is not suppressed. 前記第１の電流検出器は、直列接続された前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタの双方がオンとなる期間の中心のタイミングで前記第１電流を検出する
請求項１から６の何れか１項に記載の直流電源装置。The first current detector is any one of claims 1 to 6, wherein the first current detector detects the first current at the center timing of the period during which both of the metal oxide semiconductor field effect transistors connected in series are turned on. DC power supply device described in. 前記制御部は、前記第１電流が閾値を超える時刻を予測し、前記閾値を超えると予測される時刻がサンプリング時刻となるようにサンプリング間隔を制御する
請求項１から７の何れか１項に記載の直流電源装置。The control unit predicts the time when the first current exceeds the threshold value, and controls the sampling interval so that the time when the first current exceeds the threshold value becomes the sampling time. The DC power supply described. 前記リアクタと並列に接続された開閉器と、
前記リアクタと直列に接続され、前記リアクタよりも小さいインダクタンス容量の第２のリアクタを具備する
請求項１から８の何れか１項に記載の直流電源装置。A switch connected in parallel with the reactor,
The DC power supply according to any one of claims 1 to 8, which is connected in series with the reactor and includes a second reactor having an inductance capacity smaller than that of the reactor. 前記第２のリアクタと同じインダクタンス値の第３のリアクタを備え、
前記第２のリアクタは、２つの前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが直列接続された第１の素子対の接続点に接続され、
前記第３のリアクタは、２つの前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタが直列接続された第２の素子対の接続点に接続され、
前記第２のリアクタと前記第３のリアクタとは、互いに位相が１８０度反転した状態で動作する
請求項９に記載の直流電源装置。A third reactor having the same inductance value as the second reactor is provided.
The second reactor is connected to the connection point of the first element pair in which the two metal oxide semiconductor field effect transistors are connected in series.
The third reactor is connected to the connection point of the second element pair in which the two metal oxide semiconductor field effect transistors are connected in series.
The DC power supply device according to claim 9, wherein the second reactor and the third reactor operate in a state where the phases are reversed by 180 degrees from each other. 前記リアクタと直列接続されるサーミスタを有し、
前記サーミスタは、正の温度係数を有する
請求項１から１０の何れか１項に記載の直流電源装置。It has a thermistor connected in series with the reactor and has
The DC power supply device according to any one of claims 1 to 10, wherein the thermistor has a positive temperature coefficient. 前記整流回路は、前記コンデンサの正極端子と接続された前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタのソース端子に接続されるブートコンデンサを備え、
前記制御部は、前記ブートコンデンサを充電させる第４の動作モードを有する
請求項１から１１の何れか１項に記載の直流電源装置。The rectifier circuit comprises a boot capacitor connected to the source terminal of the metal oxide semiconductor field effect transistor connected to the positive electrode terminal of the capacitor.
The DC power supply device according to any one of claims 1 to 11, wherein the control unit has a fourth operation mode for charging the boot capacitor. 請求項１２に記載の直流電源装置と、
前記直流電源装置から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータに前記交流電力を供給することで前記モータを駆動するインバータ回路と、
を備え
前記インバータ回路により消費電力量が変化する
電力変換装置。The DC power supply device according to claim 12,
An inverter circuit that drives the motor by converting the DC power supplied from the DC power supply device into AC power and supplying the AC power to the motor.
A power conversion device whose power consumption is changed by the inverter circuit. 前記制御部は、
前記ブートコンデンサに充電された電荷にて前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタを駆動させることにより非絶縁で構成された
請求項１３に記載の電力変換装置。The control unit
The power conversion device according to claim 13, wherein the metal oxide semiconductor field effect transistor is driven by a charge charged in the boot capacitor so as to be non-insulated. 請求項１３又は１４に記載の電力変換装置を備え、
前記モータは圧縮機に内蔵されたモータである
冷凍サイクル装置。The power conversion device according to claim 13 or 14 is provided.
The motor is a refrigeration cycle device that is a motor built into the compressor.
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