JP2020150586A - Power conversion device, motor driving apparatus, refrigeration cycle apparatus, air blower, air conditioner, and refrigerator - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置、当該電力変換装置を備えたモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。 The present invention comprises a power converter that converts AC power supplied from an AC power source into DC power and supplies it to a load, a motor drive device provided with the power converter, a blower and a compressor provided with the motor drive device, and the like. In addition, the present invention relates to the blower or an air conditioner equipped with the compressor.
電力変換装置においては、電流が流れる回路上の損失を抑制して高効率化を図ることが課題の1つとされる。高効率化を目的とした電力変換装置として、下記の特許文献1に記載された電力変換装置においては、4つのダイオードのうちの2つをMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)に置き換えた構成の整流器が開示されている。整流器は、2つのダイオードと、2つのMOSFETとがブリッジ接続されてブリッジ回路を構成している。
In the power conversion device, one of the problems is to suppress the loss on the circuit through which the current flows to improve the efficiency. As a power conversion device for the purpose of improving efficiency, in the power conversion device described in
特許文献1の電力変換装置では、ブリッジ回路に電流が流れ始めるタイミング及びブリッジ回路に流れる電流がゼロに変化するタイミングに同期させてMOSFETを制御することにより、導通損失の低減を図っている。この技術は、同期整流と呼ばれている。
In the power conversion device of
上記のような背景に加え、近年はより広範囲な運転領域に対応するために、特に高負荷運転領域において通流電流を抑制し、システムの高効率化を行いたいという課題があった。 In addition to the above background, in recent years, in order to correspond to a wider operating range, there has been a problem that it is desired to suppress the flowing current and improve the efficiency of the system, especially in the high load operating range.
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであって、整流回路の一部をMOSFETで置き換えた構成の整流器において、よりシステムとして損失を少なく、広範囲な駆動レンジに対応することができる電力変換装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and in a rectifier having a configuration in which a part of a rectifier circuit is replaced with a MOSFET, the loss as a system is smaller and a wide drive range is supported. The purpose is to obtain a power converter that can be used.
本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチまたはダイオードで構成される上アーム及び下アームからなるレグを複数備え、交流電源の交流電力を直流電力に整流するブリッジ回路と、前記直流電力を平滑するコンデンサと一端が交流電源の一端に接続され、他端が前記上アームと下アームの接続点に接続される統合磁気部品と、前記交流電源の電流または前記交流電源の電流と相関のある電流を検出する電流検出部と、前記直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する電圧検出部と、前記半導体スイッチの開閉を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記電流検出部の検出値、前記電圧検出部の検出値、のうちのいずれか一つまたは二つに基づいて前記半導体スイッチの導通モードを切り替え、前記統合磁気部品に流れる電流パターンを変更することを特徴とする。 The power conversion device according to the present invention includes a plurality of legs consisting of an upper arm and a lower arm composed of a semiconductor switch or a diode, a bridge circuit that rectifies the AC power of the AC power supply into DC power, and smoothes the DC power. An integrated magnetic component whose one end is connected to one end of the AC power supply and the other end is connected to the connection point between the upper arm and the lower arm, and the current of the AC power supply or the current correlated with the current of the AC power supply. The control unit includes a current detection unit for detecting, a voltage detection unit for detecting the voltage of the DC power or a voltage correlated with the voltage of the DC power, and a control unit for controlling the opening and closing of the semiconductor switch. To switch the conduction mode of the semiconductor switch based on any one or two of the detected value of the current detection unit and the detection value of the voltage detection unit, and change the current pattern flowing through the integrated magnetic component. It is characterized by.
本発明に係る電力変換装置によれば、スイッチング動作を切り替えて柔軟に制御することができるため、広範な運転範囲において、効率改善と昇圧性能向上を図ることができるという効果を奏する。 According to the power conversion device according to the present invention, since the switching operation can be switched and flexibly controlled, it is possible to improve efficiency and boost performance in a wide operating range.
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。 The power conversion device, the motor drive device, the blower, the compressor, and the air conditioner according to the embodiment of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the embodiments shown below. Further, in the following, the electrical connection will be described simply as "connection".
実施の形態1.
図1(1)は、実施の形態1に係る電力変換装置101の構成を示す回路図である。実施の形態1に係る電力変換装置101は、単相の交流電源1から供給される交流電圧を直流電圧に変換して負荷7に供給する装置である。実施の形態1に係る電力変換装置101は、図1(1)に示すように、統合磁気部品3と、コンバータ40(複数のスイッチング素子4a〜4fと、これらスイッチング素子に逆並列接続されたダイオード5a〜5fで構成される)、平滑用のコンデンサ6、電流センサ2、電流検出部41、直流電圧検出部31、制御装置11、を備える。また統合磁気部品3は、直流巻線3cと複数の結合巻線3a〜3bとが1つの磁性体に巻回されて構成される。
FIG. 1 (1) is a circuit diagram showing the configuration of the
図1(1)において、負荷7の例は、送風機、又は圧縮機、又は空気調和機に内蔵されるモータ(これらをアクチュエータと称す)とこれらのアクチュエータを駆動するインバータ等で構成される。
In FIG. 1 (1), the example of the
図1(2)に統合結合部品3の構成例を示す。
統合磁気部品3は、主にコアと巻線で構成されるが、特に巻線については直流巻線3cと、複数の結合巻線3a・3bとの直列接続で構成される。統合磁気部品3のコア形状としては、例えば、EE型もしくはEI型等の3脚を有する形状が用いられる。図1(2)ではEE型の例を示すが、これに限るものではない。ここで巻線3a・3bについては、各巻線の側脚に互いに直流磁束を打ち消すように巻回すことで結合リアクトルを形成することができる。また巻線3cはコアの中央脚に巻線3a・3bの磁束を強め合う方向に巻回すことで、直流リアクトルを構成することができる。その結果として統合磁気部品3は、インダクタンスが自己インダクタンスと相互インダクタンスと漏れインダクタンスを有することとなり、巻線への通電方法の工夫により小型・高効率・高昇圧なシステムを構成することが可能となる。
直流巻線3cの一端は、交流電源1に接続され、もう一端は結合巻線側に接続される。結合巻線側のもう片側の各一端は、スイッチング素子4c・4d(ダイオード5c・5d)と、スイッチング素子4e・4f(ダイオード5e・5f)との各中間接続点に接続される。すなわち、直流巻線と結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流する構成としている。
FIG. 1 (2) shows a configuration example of the integrated
The integrated
One end of the DC winding 3c is connected to the
次に図1において、コンバータ40について説明する。まず、コンバータ40を構成するスイッチング素子について形式的に以下の表記とする。すなわち、スイッチング素子4aと、スイッチング素子4aに逆並列に接続されるダイオード5aを第1の上アーム素子とする。スイッチング素子4bと、スイッチング素子4bに逆並列に接続されるダイオード5bを第1の下アーム素子とする。
スイッチング素子4cと、スイッチング素子4cに逆並列に接続されるダイオード5cを第2の上アーム素子とする。スイッチング素子4dと、スイッチング素子4dに逆並列に接続されるダイオード5dを第2の下アーム素子とする。
スイッチング素子4eと、スイッチング素子4eに逆並列に接続されるダイオード5eを第3の上アーム素子とする。スイッチング素子4fと、スイッチング素子4fに逆並列に接続されるダイオード5fを第3の下アーム素子とする。
Next, in FIG. 1, the
The switching
The
図1(1)では、第1〜第3の上下アームに用いるスイッチング素子のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:MOSFET)の使用を例示しているが、MOSFETに限定されない。MOSFETは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第1端子とソースに相当する第2端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向スイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。 In FIG. 1 (1), the use of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) for each of the switching elements used for the first to third upper and lower arms is illustrated, but the MOSFET is used. Not limited. A MOSFET is a switching element capable of passing a current in both directions between a drain and a source. Any switching element may be used as long as it is a switching element capable of bidirectionally flowing a current between the first terminal corresponding to the drain and the second terminal corresponding to the source, that is, a bidirectional switching element.
また、逆並列とは、MOSFETのドレインに相当する第1端子とダイオードのカソードとが接続され、MOSFETのソースに相当する第2端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、MOSFET自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。 Further, antiparallel means that the first terminal corresponding to the drain of the MOSFET and the cathode of the diode are connected, and the second terminal corresponding to the source of the MOSFET and the anode of the diode are connected. As the diode, a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used. Parasitic diodes are also called body diodes.
また、第1〜第3の上下アームに用いるスイッチング素子のうちの少なくとも1つは、シリコン系材料により形成されたMOSFETに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたMOSFETでもよい。 Further, at least one of the switching elements used for the first to third upper and lower arms is not limited to the MOSFET formed of the silicon-based material, and is made of a wide bandgap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride-based material, or diamond. It may be a formed MOSFET.
一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、第1〜第3の上下アームに用いるスイッチング素子のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。 In general, wide bandgap semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a wide bandgap semiconductor for at least one of the switching elements used for the first to third upper and lower arms, the withstand voltage resistance and allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor incorporating the switching element. The module can be miniaturized.
第1のレグにおける第1の上アーム素子4aと、第2のレグにおける第2の上アーム素子4cと第3のレグにおける第3の上アーム素子4e側は高電位側の直流母線に接続されている。そして、平滑用のコンデンサ6の一端は前記高電位側の直流母線に接続されている。第1のレグにおける第1の下アーム素子4bと、第2のレグにおける第2の下アーム素子4dと、第3のレグにおける第3の下アーム素子4f側は低電位側の直流母線に接続されている。そして平滑用のコンデンサ6の他端は、低電位側の直流母線に接続されている。
The first
上記の3つのレグより構成されるブリッジ回路の出力は、平滑用のコンデンサ6の両端に印加される。平滑用のコンデンサ6は、ブリッジ回路の出力電圧を平滑する。平滑用のコンデンサ6は、高電位側と低電位側の直流母線に接続されている。平滑用のコンデンサ6で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第2電圧」あるいは「直流電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷7への印加電圧でもある。
The output of the bridge circuit composed of the above three legs is applied to both ends of the smoothing
電流検出器2は、交流電源1とコンバータ40(ブリッジ回路)との間に流れる交流電流を検出し、電流検出部41に出力する。そして電流検出部41から交流電流の検出値Isを制御部11に出力する。電流検出器6の一例は、変流器(Current Transformer:CT)である。なお、交流電源1とブリッジ回路との間に流れる交流電流を、適宜「電源電流」と呼ぶ。尚、電流検出部41は、交流電源の電流または交流電源の電流と相関のある電流を検出する
The
電圧検出部31は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Vdcを制御部11に出力する。尚、電圧検出部31は、直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する
The
制御部11は、電流検出部41の検出値Is、及び電圧検出器31の検出値Vdc等に基づいて、コンバータ40(ブリッジ回路)を構成する各スイッチング素子を制御するための制御信号S1〜S6を生成する。ここでは明記しないが、コンバータ制御(交流直流変換に関する制御)の種類によっては、電源電圧を検出する手段を設けても良い。
制御信号S1は、スイッチング素子4aを制御するための制御信号である。以下同様に、制御信号S2は、スイッチング素子4bを制御するための制御信号であり、制御信号S3は、スイッチング素子4cを制御するための制御信号であり、制御信号S4は、スイッチング素子4dを制御するための制御信号であり、制御信号S5は、スイッチング素子4eを制御するための制御信号であり、制御信号S6は、スイッチング素子4fを制御するための制御信号である。制御部11によって生成された制御信号S1〜S6は、ゲート駆動部51を介して各スイッチング素子の駆動信号S11〜S16として出力される
The
The control signal S1 is a control signal for controlling the
負荷7には、例えばインバータ・モータ等を接続することが考えられる。
図2に一例を示す。図2では、図1(1)の電力変換装置101をベースにして、インバータ500a(スイッチング素子8a〜8fと各スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード9a〜9fで構成される)とモータ500bを接続し、電力変換装置101から出力される直流電力を交流電力に変換しモータを駆動するモータ駆動装置である。
ここで、制御部11によって生成されたインバータ500a(交流直流変換部)の制御信号S21〜S26は、ゲート駆動部52を介して各スイッチング素子の駆動信号S31〜S36として出力されることとなる。
制御信号S21は、スイッチング素子8aを制御するための制御信号である。以下同様に、制御信号S22は、スイッチング素子8bを制御するための制御信号であり、制御信号S23は、スイッチング素子8cを制御するための制御信号であり、制御信号S24は、スイッチング素子8dを制御するための制御信号であり、制御信号S25は、スイッチング素子8eを制御するための制御信号であり、制御信号S26は、スイッチング素子8fを制御するための制御信号である。制御部11によって生成された制御信号S21〜S26は、ゲート駆動部51を介して各スイッチング素子の駆動信号S31〜S36として出力される
For example, an inverter motor or the like may be connected to the
An example is shown in FIG. In FIG. 2, based on the
Here, the control signals S21 to S26 of the inverter 500a (AC / DC conversion unit) generated by the
The control signal S21 is a control signal for controlling the switching element 8a. Similarly, the control signal S22 is a control signal for controlling the switching element 8b, the control signal S23 is a control signal for controlling the switching
インバータ500aの出力側には、モータ500bが接続されている。インバータ500aは、電力変換装置101から出力される直流電力を入力し、交流電力に変換したてモータ500bに供給することでモータ500bを駆動する。
A
また、モータ500bのアプリケーションとしては、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。
Further, the application of the
次に、実施の形態1に係る電力変換装置101における要部の動作について、図面を参照して説明する。
Next, the operation of the main part of the
電力変換装置101の駆動にあたっては、スイッチング素子の特性を考慮することで、より高効率運転でき、損失が少ないことにより、負荷側で負荷が高い場合でも運転領域を広げることが可能である。
When driving the
図3には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性の例を示す。図3に示すような特性を有する素子を用いる場合、電流値I0よりも電流が小さい領域Aでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をON動作させ逆導通する同期整流制御を利用すれば、装置を高効率に動作させることができる。 FIG. 3 shows an example of the loss characteristic of the diode and the loss characteristic when the switching element is turned on. When an element having the characteristics shown in FIG. 3 is used, the diode loss is larger than the switching element loss in the region A where the current is smaller than the current value I0. By utilizing this characteristic and using synchronous rectification control in which the switching element connected in antiparallel to the diode is turned on and the reverse conduction is performed in accordance with the timing when the current flows through the diode, the device can be operated with high efficiency. ..
電力変換装置101の運転モードは、電源電流を負荷へ供給する負荷供給モード、電源を短絡させることでリアクトルにエネルギーを蓄積する電源短絡モード、統合磁気部品3が3端子であることを利用して上記モードを組み合わせるブレンドモードに分けられる。これらモードを組み合わせて、負荷条件に応じて運転モードを選択して運転することで小型・高効率・高昇圧なシステムを構成することが可能となる。
The operation mode of the
以下、各モードの動作について図4〜図10を用いながら説明する。
図4〜図10に、図1(1)で示された実施の形態1の電力変換装置101のスイッチング素子の電流の流れを示す。
Hereinafter, the operation of each mode will be described with reference to FIGS. 4 to 10.
4 to 10 show the current flow of the switching element of the
上記図面においては、代表として交流入力電圧が負極性の場合について説明するが、正極性の場合も同様の考え方で制御することができる。
また図中点線を用い、交流入力電圧が負極時の場合の電流経路を示す。
In the above drawings, the case where the AC input voltage has a negative electrode property will be described as a representative, but the case where the AC input voltage has a positive electrode property can also be controlled by the same concept.
In addition, the dotted line in the figure shows the current path when the AC input voltage is the negative electrode.
はじめに、負荷供給モードについて説明する。
図4に、図1(1)で示された実施の形態1の電力変換装置101の回路の交流入力電圧が負極時の電流経路を示す(図中点線矢印)。
First, the load supply mode will be described.
FIG. 4 shows a current path when the AC input voltage of the circuit of the
交流電圧源1からの電流は、統合磁気部品3に入り、直流巻線3cを経て結合巻線3a、3bより出力される。
The current from the
ここでスイッチング素子4c、4eをオン状態とすることで、スイッチング素子4c、4eに分流され、平滑用のコンデンサ6に入り、負荷7に供給される。
また電源に戻る側のスイッチング素子4bに関してもオン状態とすることで、交流電圧源1に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
Here, when the switching
Further, the switching element 4b on the side returning to the power supply is also turned on to return to the
ここで巻線3cと巻線3aとの間の電圧をV1e(図1(1)のA−C間)、巻線3cと巻線3bとの間の電圧をV2e(図1(1)のA−D間)、スイッチング素子4b、4c、4eのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)を各々Vsdとすると、V1e及びV2eには(式1)、(式2)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vout−2×Vsd(式1)
V2e=Vin−Vout−2×Vsd(式2)
Here, the voltage between the winding 3c and the winding 3a is V1e (between A and C in FIG. 1 (1)), and the voltage between the winding 3c and the winding 3b is V2e (between A and C in FIG. 1 (1)). Assuming that the on-voltages (source-drain voltage) of the
V1e = Vin-Vout-2 × Vsd (Equation 1)
V2e = Vin-Vout-2 × Vsd (Equation 2)
上記スイッチング素子の3素子は逆導通モードとなり、特に図3のA領域(低電流領域)では各スイッチング素子の通流はダイオード5b、5c、5eに比べて電圧ドロップ少なく行われるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。
言い換えればダイオード5b、5c、5eのオン電圧(順方向電圧)を各々Vfとすると、VfよりもVsdの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各スイッチング素子を通流する方が小さくすることができる。
The three elements of the switching element are in the reverse conduction mode, and especially in the A region (low current region) of FIG. 3, the flow of each switching element is performed with less voltage drop than the
In other words, if the on-voltages (forward voltage) of the
一方で、図3のB領域(中高電流領域)においては、図5のようなモード(スイッチング素子4c、4e、4bをオフする)とすることで、高効率運転が可能である。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
On the other hand, in the B region (medium-high current region) of FIG. 3, high-efficiency operation is possible by setting the mode as shown in FIG. 5 (switching
この場合、電流は結合巻線3a、3bより出力された後、各々ダイオード5c、5eを介して平滑用のコンデンサ6に入り、負荷7に供給される。その後、電源に戻る側のダイオード5bを介して交流電圧源1に戻る。
In this case, after the current is output from the
ここでダイオード5b、5c、5eのオン電圧(順方向電圧)を各々Vfとすると、V1e及びV2eには(式3)、(式4)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vout−2×Vf(式3)
V2e=Vin−Vout−2×Vf(式4)
Here, assuming that the on-voltages (forward voltages) of the
V1e = Vin-Vout-2 × Vf (Equation 3)
V2e = Vin-Vout-2 × Vf (Equation 4)
図3のB領域(中高電流領域)では、ダイオード5b、5c、5eのオン電圧はスイッチング素子4b、4c、4eのオン電圧よりも低くすることができ、各ダイオードの通流はスイッチング素子に比べて電圧ドロップ少なく動作させることができるため、結果として導通経路内における損失を少なくでき高効率運転が可能となる。
言い換えればスイッチング素子4b、4c、4eのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)VsdとVfを比較すると、VsdよりもVfの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各ダイオードを通流する方が小さくすることができる。
In the B region (medium-high current region) of FIG. 3, the on-voltage of the
In other words, when comparing the on-voltage (source-drain voltage) Vsd and Vf of the
次に、電源短絡モードについて説明する。
また図6〜7に、電源を短絡させてリアクトルにエネルギーを蓄積する電源短絡モードを示す。
図6の場合、結合巻線3a、3bより出力された後、スイッチング素子4d、4f、4bをオンすることで、スイッチング素子4d、4fを通った後、直流母線の低圧側からスイッチング素子4bを介して交流電圧源1に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
Next, the power supply short-circuit mode will be described.
Further, FIGS. 6 to 7 show a power supply short-circuit mode in which the power supply is short-circuited and energy is stored in the reactor.
In the case of FIG. 6, after being output from the
ここで巻線3cと巻線3aとの間の電圧をV1e(図1(1)のA−C間)、巻線3cと巻線3bとの間の電圧をV2e(図1(1)のA−D間)、スイッチング素子4bオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)をVsd、4c、4eのオン電圧(ドレイン−ソース間電圧)を各々Vdsとすると、V1e及びV2eには(式5)、(式6)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vds−Vsd(式5)
V2e=Vin−Vds−Vsd(式6)
Here, the voltage between the winding 3c and the winding 3a is V1e (between A and C in FIG. 1 (1)), and the voltage between the winding 3c and the winding 3b is V2e (between A and C in FIG. 1 (1)). (A-D), switching element 4b on-voltage (source-drain voltage) is Vsd, 4c, 4e on-voltage (drain-source voltage) is Vds, respectively, V1e and V2e (Equation 5), The voltage of (Equation 6) will be applied.
V1e = Vin-Vds-Vsd (Equation 5)
V2e = Vin-Vds-Vsd (Equation 6)
上記スイッチング素子の1素子(スイッチング素子4b)は逆導通モードとなり、特に図3のA領域(低電流領域)においてはダイオードのオン電圧よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述したように各素子の電力損失の比較によるものである。 One of the switching elements (switching element 4b) is in the reverse conduction mode, and in particular, in the region A (low current region) of FIG. 3, the voltage can be lower than the on-voltage of the diode, so that the loss in the conduction path is small. It is possible and highly efficient operation is possible. This is also based on the comparison of the power loss of each element as described above.
一方、図3のB領域(中高電流領域)においては、図7のようなモード(スイッチング素子4d、4fはオンし、4bはオフする)とすることで、高効率運転が可能である。
On the other hand, in the B region (medium-high current region) of FIG. 3, high-efficiency operation is possible by setting the mode as shown in FIG. 7 (switching
この場合、電流は結合巻線3a、3bより出力された後、スイッチング素子4d、4fをオンすることで、スイッチング素子4d、4fを通った後、直流母線の低圧側からダイオード5bを介して交流電圧源1に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
In this case, after the current is output from the
ここで巻線3cと巻線3aとの間の電圧をV1e(図1(1)のA−C間)、巻線3cと巻線3bとの間の電圧をV2e(図1(1)のA−D間)、ダイオード5bのオン電圧(順方向電圧)をVfとすると、V1e及びV2eには(式7)、(式8)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vout−Vds−Vf(式7)
V2e=Vin−Vout−Vds−Vf(式8)
Here, the voltage between the winding 3c and the winding 3a is V1e (between A and C in FIG. 1 (1)), and the voltage between the winding 3c and the winding 3b is V2e (between A and C in FIG. 1 (1)). When the on voltage (forward voltage) of the
V1e = Vin-Vout-Vds-Vf (Equation 7)
V2e = Vin-Vout-Vds-Vf (Equation 8)
図3のB領域(中高電流領域)において、ダイオード5bはスイッチング素子4bのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述した各素子の電力損失の比較の理由によるものである。
In the region B (medium-high current region) of FIG. 3, the
最後に、ブレンドモードについて説明する。
ブレンドモードは、統合磁気部品が3端子であることを利用し、各スイッチ素子のオン・オフの組合わせにより結合巻線の片側にて短絡モードを形成し、もう片側にて負荷供給モードを形成する動作モードである。
Finally, the blend mode will be described.
The blend mode utilizes the fact that the integrated magnetic component has three terminals, and forms a short-circuit mode on one side of the coupling winding and a load supply mode on the other side by combining the on / off of each switch element. This is the operation mode.
図8に、本モード実施時の電流経路例を示す。
結合巻線3aより出力される電流経路にて短絡モードを形成し、結合巻線3bより出力される電流経路にて負荷供給モードを形成する。本例にて一例を示すが、結合巻線3aより出力される電流経路にて負荷供給モードを形成し、結合巻線3bより出力される電流経路にて短絡モードを形成しても良い。
FIG. 8 shows an example of the current path when this mode is executed.
A short-circuit mode is formed in the current path output from the coupling winding 3a, and a load supply mode is formed in the current path output from the coupling winding 3b. Although an example is shown in this example, the load supply mode may be formed in the current path output from the coupling winding 3a, and the short-circuit mode may be formed in the current path output from the coupling winding 3b.
図8の場合、電流が結合巻線3aより出力された後、スイッチング素子4d、4bをオンすることで、スイッチング素子4dを通った後、直流母線の低圧側からスイッチング素子4bを介して交流電圧源1に戻る。
In the case of FIG. 8, after the current is output from the coupling winding 3a, the
一方、電流が結合巻線3bより出力された後、スイッチング素子4eをオン状態とすることで平滑用のコンデンサ6に流入し、負荷7に供給される。
また電源に戻る側のスイッチング素子4bに関してもオン状態とすることで、交流電圧源1に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
On the other hand, after the current is output from the coupling winding 3b, the
Further, the switching element 4b on the side returning to the power supply is also turned on to return to the
ここで巻線3cと巻線3aとの間の電圧をV1e(図1(1)のA−C間)、巻線3cと巻線3bとの間の電圧をV2e(図1(1)のA−D間)、スイッチング素子4bのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)をVsd、4dのオン電圧(ドレイン−ソース間電圧)をVds、4eのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)をVsdとすると、V1e及びV2eには(式8)、(式9)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vds−Vsd(式9)
V2e=Vin−2×Vsd(式10)
Here, the voltage between the winding 3c and the winding 3a is V1e (between A and C in FIG. 1 (1)), and the voltage between the winding 3c and the winding 3b is V2e (between A and C in FIG. 1 (1)). (A-D), the on-voltage (source-drain voltage) of the switching element 4b is Vsd, the on-voltage of 4d (drain-source voltage) is Vds, and the on-voltage of 4e (source-drain voltage) is Vsd. Then, the voltages of (Equation 8) and (Equation 9) are applied to V1e and V2e.
V1e = Vin-Vds-Vsd (Equation 9)
V2e = Vin-2 × Vsd (Equation 10)
ここで上記スイッチング素子の2素子(スイッチング素子4b、4e)は逆導通モードとなり、特に図3のA領域(低電流領域)においてはダイオードのオン電圧よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。
すなわちダイオード5eのオン電圧(順方向電圧)をVfとすると、Vfよりもスイッチング素子4b、4eのオン電圧Vsdの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各スイッチング素子を通流する方が小さくすることができる。
Here, the two elements (switching
That is, if the on-voltage (forward voltage) of the
一方、図3のB領域(中高電流領域)においては、図9のようなモード(スイッチング素子4d、4eはオンし、4bはオフする)とすることで、高効率運転が可能である。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
On the other hand, in the B region (medium-high current region) of FIG. 3, high-efficiency operation is possible by setting the mode as shown in FIG. 9 (switching
この場合、電流が結合巻線3aより出力された後、スイッチング素子4dをオンすることで、スイッチング素子4dを通った後、直流母線の低圧側からダイオード5bを介して交流電圧源1に戻る。
また結合巻線3bより出力された後、スイッチング素子4eをオンすることで、スイッチング素子4eを通った後、直流母線の低圧側からダイオード5bを介して交流電圧源1に戻る。
In this case, after the current is output from the coupling winding 3a, the
Further, after being output from the coupling winding 3b, by turning on the
ここでスイッチング素子4dのオン電圧(ドレイン−ソース電圧)をVds、スイッチング素子4eのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)をVsd、ダイオード5bのオン電圧(順方向電圧)をVfとすると、V1e及びV2eには(式11)、(式12)の電圧が印加されることとなる。
V1e=Vin−Vout−Vds−Vf(式11)
V2e=Vin−Vout−Vsd−Vf(式12)
Here, assuming that the on-voltage (drain-source voltage) of the
V1e = Vin-Vout-Vds-Vf (Equation 11)
V2e = Vin-Vout-Vsd-Vf (Equation 12)
図3のB領域(中高電流領域)においてはダイオード5bはスイッチング素子4bのオン電圧(ソース−ドレイン間電圧)よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述した理由の通りである。
In the region B (medium-high current region) of FIG. 3, the
また結合巻線3a、3bの分流比によっては、スイッチング素子4eについても、ダイオード5e側に通流した方が、低損失な場合がある。その場合は図10のようなモード(スイッチング素子4dはオン、4b、4eはオフする)にすることで対応すれば良い。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
Further, depending on the diversion ratio of the
以上、3モードについての動作について示したが、3モードを組み合わせてスイッチングパターンを作成することにより、各巻線にかかる電圧が可変でき、磁束を可変できるため、リアクトルの小型化と併せて、負荷条件に応じた所望の効率・昇圧性能を得ることが可能となる。 The operation of the three modes has been described above. By creating a switching pattern by combining the three modes, the voltage applied to each winding can be changed and the magnetic flux can be changed. Therefore, the load condition is combined with the miniaturization of the reactor. It is possible to obtain the desired efficiency and boosting performance according to the above.
また、これらの3モードを用いて、電流検出部41の検出値Is、直流電圧検出部器31の検出値Vdc等に基づいて、各種昇圧制御を構築し、各スイッチング素子を制御するための駆動信号S1〜S6を生成すれば良い。
Further, using these three modes, various boost controls are constructed based on the detection value Is of the
モードは、運転条件に応じて柔軟に切り替えて良い。
例えば昇圧動作不要な場合は、電源短絡モードやブレンドモードは使用する必要がないため、負荷供給モードのみ使用しても良い。あるいは、結合巻線の分流比を略同一とする使用条件の場合には、ブレンドモードを積極的に使わなくても良い。
すなわち運転モードは、使用条件に応じ、またユーザの要求仕様に応じて、適宜切り替えられる仕様を構築して行えば良い。
The mode may be flexibly switched according to the operating conditions.
For example, when the boosting operation is unnecessary, it is not necessary to use the power short-circuit mode or the blend mode, so only the load supply mode may be used. Alternatively, the blend mode does not have to be positively used under the usage conditions in which the split flow ratios of the coupling windings are substantially the same.
That is, the operation mode may be appropriately switched according to the usage conditions and the specifications required by the user.
また、スイッチング素子の逆導通モードは、軽負荷運転時であっても、負荷や使用環境、要求仕様に応じて積極的に使用する必要の無い場合もある。よって、逆導通モードの選択も、運転条件や使用条件等により、柔軟に構築すれば良い。 Further, the reverse conduction mode of the switching element may not need to be positively used according to the load, the usage environment, and the required specifications even during light load operation. Therefore, the selection of the reverse conduction mode may be flexibly constructed according to the operating conditions, usage conditions, and the like.
図11(1)〜(3)に切り替えの一例を示す。
電流検出部41により検出される検出値Isやの直流電圧検出部31により検出される検出値圧Vdcの大きさにより、モードを切り替える。
ここではIsに電源電流を用いているが、Isと相関がある電流であれば良い。
すなわち例えば、直流巻線に流れる電流や結合巻線の少なくとも1方に流れる電流、あるいは直流電流(直流母線側に流れる電流)やモータ巻線に流れる電流等を用いても良い。またVdcについても同様に、ここでは直流電圧を用いているが、Vdcと相関のある電圧であれば良い。すなわち、直流電圧を分圧して検出した電圧や、電源電圧との相関等を用いて代替して用いても良い。
11 (1) to 11 (3) show an example of switching.
The mode is switched according to the magnitude of the detection value Is detected by the
Here, the power supply current is used for Is, but any current that correlates with Is may be used.
That is, for example, a current flowing through the DC winding, a current flowing through at least one of the coupling windings, a DC current (current flowing on the DC bus side), a current flowing through the motor winding, or the like may be used. Similarly, for Vdc, a DC voltage is used here, but any voltage that correlates with Vdc may be used. That is, the voltage detected by dividing the DC voltage, the correlation with the power supply voltage, or the like may be used instead.
図11(1)に、切り替え領域が3領域の場合の一例を示す。
例えば、IsがI1より小さい場合は、逆導通モードの使用を許可する(図11(1)のA領域)。A領域では、逆導通モードを使用しても良いし、使用環境や要求仕様によっては使用しなくても良い。
FIG. 11 (1) shows an example in the case where the switching area is three areas.
For example, when Is is smaller than I1, the use of the reverse conduction mode is permitted (A region in FIG. 11 (1)). In the A region, the reverse conduction mode may be used, or may not be used depending on the usage environment and required specifications.
またIsがI1より大きい場合は、逆導通モードの使用を禁止する(図11(1)B領域)。 When Is is larger than I1, the use of the reverse conduction mode is prohibited (FIG. 11 (1) B region).
例えば、VdcがVdc1より大きい場合は、昇圧を行う動作モード(電源短絡モードやブレンドモード)の使用を許可する(図11(1)のC領域)。C領域においては、電源短絡モードやブレンドモードを使用しても良いし、使用環境や要求仕様によっては使用しなくても良い。
ここではVdcに直流電圧を用いているが、Vdcと相関がある電源電圧等を用いても良い。
For example, when Vdc is larger than Vdc1, the use of the operation mode (power short-circuit mode or blend mode) for boosting is permitted (C region in FIG. 11 (1)). In the C region, the power short-circuit mode or the blend mode may be used, or may not be used depending on the usage environment and required specifications.
Here, a DC voltage is used for Vdc, but a power supply voltage or the like that correlates with Vdc may be used.
また図11(1)では領域Cのように昇圧を行う動作モードにおいて、逆導通モードの使用の許可および禁止を切り替えても良い。すなわち、図11(2)のように、新たな領域Dを追加しても良い。
領域Dを追加する場合は、領域Cと領域Dで逆導通モードを切り替える。
例えば領域Cにおいては、電源短絡モードとブレンドモードにおいて、逆導通モードを併用する。一方領域Dにおいては、電源短絡モードとブレンドモードにおいて、逆導通モードを併用しない設定とする等で切り替えれば良い。
領域CおよびDの相違点に関して、類似したスイッチングパターンである図8、図10を例にして説明する。
領域Cでは図8のようなスイッチング素子を導通させる動作を行い、領域Dでは図10に示すように、ブレンドモード時においてダイオードを導通させるようなスイッチングパターンとする。これにより、領域AおよびBと同様にスイッチング素子オン電圧(ドレイン−ソース電圧)VdsやVsd、ダイオードのオン電圧(順方向電圧)Vfの大小関係に応じた広範囲な高効率運転を実現することが可能である。
Further, in FIG. 11 (1), in the operation mode in which boosting is performed as in region C, permission or prohibition of use of the reverse conduction mode may be switched. That is, a new region D may be added as shown in FIG. 11 (2).
When adding the area D, the reverse conduction mode is switched between the area C and the area D.
For example, in region C, the reverse conduction mode is used together in the power short-circuit mode and the blend mode. On the other hand, in the region D, the power short-circuit mode and the blend mode may be switched by setting not to use the reverse conduction mode together.
The differences between the regions C and D will be described with reference to FIGS. 8 and 10 which are similar switching patterns.
In the region C, the operation of conducting the switching element as shown in FIG. 8 is performed, and in the region D, as shown in FIG. 10, the switching pattern is set so that the diode is conducted in the blend mode. As a result, it is possible to realize a wide range of high-efficiency operation according to the magnitude relationship of the switching element on-voltage (drain-source voltage) Vds and Vsd and the diode on-voltage (forward voltage) Vf as in the regions A and B. It is possible.
前述では図8および図10を代表例として説明したが、例えば図8と図9の切り替えや、図6および図7の組み合わせといった電源短絡モードにおける切り替えのような他のスイッチングパターンに適用しても良い。また図11(2)では領域Cおよび領域Dの境界を領域Aおよび領域Bの境界と同一としていたが、例えば図11(3)のように、異なる境界(図11(3)ではI2)としても問題ない。
この場合も、上述したように、領域CとDで逆導通モードの設定を切り替える等行えば良い。
また図11(1)〜図11(3)のようにVdcおよびIsの2パラメータの大小関係に応じて領域設定を行う以外にも、3つ以上のパラメータを複合的に用いた領域設定を行っても問題ない。
Although FIGS. 8 and 10 have been described above as typical examples, they may be applied to other switching patterns such as switching between FIGS. 8 and 9 and switching in a power short-circuit mode such as a combination of FIGS. 6 and 7. good. Further, in FIG. 11 (2), the boundary between the area C and the area D is the same as the boundary between the area A and the area B, but as shown in FIG. 11 (3), it is set as a different boundary (I2 in FIG. 11 (3)). There is no problem.
In this case as well, as described above, the setting of the reverse conduction mode may be switched between the regions C and D.
Further, in addition to setting the area according to the magnitude relationship between the two parameters of Vdc and Is as shown in FIGS. 11 (1) to 11 (3), the area is set by using three or more parameters in combination. There is no problem.
またここまでの説明においては、結合巻線3a、3b側から電流センサ2側へ電流が導通する極性に限定した記載としたが、交流電源の極性の切り替わり、すなわち電流センサ2側から結合巻線3a、3b側へ電流が流れる場合には、図4〜図11(3)に示したような電流経路およびスイッチングパターンが変わる。ただ交流電源の極性が切り替わった場合においても、図4〜図11(3)で示したようなスイッチング動作切り替え、すなわちスイッチング素子への導通もしくはダイオードへの導通の切り替えによる高効率運転を実現可能であるスイッチングパターンであれば問題ない。
Further, in the description so far, the description is limited to the polarity in which the current conducts from the coupling winding 3a and 3b sides to the
このようにすることで、様々なアプリケーションに対して対応することができる。 By doing so, it is possible to correspond to various applications.
また、要求仕様に応じてスイッチング素子をダイオードに変更したい場合もある。その場合は、交流直流変換部の一部をダイオードに置き換えた回路で構成しても良い。 In addition, there are cases where it is desired to change the switching element to a diode according to the required specifications. In that case, a circuit may be configured in which a part of the AC / DC converter is replaced with a diode.
例えば、図12に交流直流変換部において、3つのレグのうちの上アームをダイオードで構成し、下アームをスイッチング素子で構成した場合の例を示す。 For example, FIG. 12 shows an example in which the upper arm of the three legs is composed of a diode and the lower arm is composed of a switching element in the AC / DC conversion unit.
この場合は、スイッチング素子は3素子となるため、交流直流変換部における駆動信号は3信号で良い。
ここで、制御部11によって生成された制御信号S1〜S3は、ゲート駆動部51を介して各スイッチング素子の駆動信号S11〜S13として出力されることとなる。
In this case, since the switching element is three elements, the drive signal in the AC / DC conversion unit may be three signals.
Here, the control signals S1 to S3 generated by the
スイッチング素子を各部位に設けなくても、ダイオードの存在により上記3モードの導通経路は確保できる。 Even if a switching element is not provided in each part, the conduction path of the above three modes can be secured due to the presence of the diode.
よって、レグの上アームの各スイッチング素子で実施していた逆導通モードを省略することで、すなわちこれらスイッチの駆動信号をオフ設定等にすることで、大幅な制御変更を行うことなく、比較的安価なシステムを構築することが可能である。 Therefore, by omitting the reverse conduction mode implemented in each switching element of the upper arm of the leg, that is, by setting the drive signals of these switches to off, etc., it is relatively possible to make a relatively control change. It is possible to build an inexpensive system.
実施の形態2.
図13は、実施の形態2に係る電力変換装置101を搭載した空気調和機の例を示す図である。
電力変換装置101の出力側にはモータ500bが接続されており、モータ500bは、圧縮要素504に連結されている。圧縮機505は、モータ500bと圧縮要素504とを備える。冷凍サイクル部506は、四方弁506a、室内熱交換器506b、膨張弁506c及び室外熱交換器506dを含む態様で構成されている。
FIG. 13 is a diagram showing an example of an air conditioner equipped with the
A
空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素504から、四方弁506a、室内熱交換器506b、膨張弁506c、室外熱交換器506dを経由し、再び四方弁506aを経由して、圧縮要素504へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置101は、交流電源1より交流電力の供給を受け、モータ500bを回転させる。圧縮要素504は、モータ500bが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部506の内部で循環させることができる。
The flow path of the refrigerant circulating inside the air conditioner is from the
これにより、実施の形態2に係るモータ駆動装置を適用した、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態1で説明した効果を享受することができる。また、このモータ駆動装置を送風機の駆動用に用いても良い。また上記冷凍サイクルを用いて冷凍機を構成してもよい。 As a result, the effects described in the first embodiment can be enjoyed in products such as compressors and air conditioners to which the motor drive device according to the second embodiment is applied. Further, this motor drive device may be used for driving the blower. Further, the refrigerator may be configured by using the above refrigeration cycle.
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Further, the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is configured without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
1 交流電源、2 電流センサ、3(3a〜3c) 統合磁気部品、4a〜4f 半導体スイッチ、5a〜5f ダイオード(内蔵ダイオード)、6 コンデンサ、7 負荷、8a〜8f 半導体スイッチ(直流交流変換側)、9a〜9f ダイオード(直流交流変換側)、11 制御装置、12 導通モード切替手段、31 直流電圧検出部、40 コンバータ(交流直流変換部)、41 電流検出部、51 駆動部、52 駆動部、101 電力変換装置、500a インバータ(直流交流変換部)、500b モータ、504 圧縮要素、505 圧縮機、506 冷凍サイクル部、506a 四方弁、506b 室内熱交換器、506c 膨張弁、506d 室外熱交換器 1 AC power supply, 2 current sensor, 3 (3a to 3c) integrated magnetic parts, 4a to 4f semiconductor switch, 5a to 5f diode (built-in diode), 6 capacitors, 7 loads, 8a to 8f semiconductor switch (DC AC conversion side) , 9a-9f diode (DC / AC conversion side), 11 controller, 12 conduction mode switching means, 31 DC voltage detection unit, 40 converter (AC / DC conversion unit), 41 current detection unit, 51 drive unit, 52 drive unit, 101 Power converter, 500a inverter (DC AC converter), 500b motor, 504 compression element, 505 compressor, 506 refrigeration cycle unit, 506a four-way valve, 506b indoor heat exchanger, 506c expansion valve, 506d outdoor heat exchanger
Claims (15)
前記直流電力を平滑するコンデンサと
一端が交流電源の一端に接続され、他端が前記上アームと下アームの接続点に接続される統合磁気部品と、
前記交流電源の電流または前記交流電源の電流と相関のある電流を検出する電流検出部と、
前記直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する電圧検出部と、
前記半導体スイッチの開閉を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記電流検出部の検出値、前記電圧検出部の検出値、のうちのいずれか一つまたは二つに基づいて前記半導体スイッチの導通モードを切り替え、前記統合磁気部品に流れる電流パターンを変更することを特徴とする
電力変換装置。 A bridge circuit that has multiple legs consisting of an upper arm and a lower arm composed of a semiconductor switch or diode and rectifies the AC power of the AC power supply into DC power.
An integrated magnetic component that smoothes the DC power, one end is connected to one end of the AC power supply, and the other end is connected to the connection point between the upper arm and the lower arm.
A current detector that detects the current of the AC power supply or the current that correlates with the current of the AC power supply,
A voltage detector that detects the voltage of the DC power or the voltage that correlates with the voltage of the DC power,
A control unit that controls the opening and closing of the semiconductor switch is provided.
The control unit switches the conduction mode of the semiconductor switch based on any one or two of the detection value of the current detection unit and the detection value of the voltage detection unit, and the current flowing through the integrated magnetic component. A power converter characterized by changing a pattern.
前記電力変換モードとして、直流に変換した後の電流を負荷に供給させる負荷供給モードと、前記ブリッジ回路内で前記交流電源を短絡させ前記統合磁気部品に電力を蓄積する電源短絡モードと、直流に変換した後の電流を負荷に供給させる動作と、前記ブリッジ回路内で前記交流電源を短絡させ前記統合磁気部品に電力を蓄積する動作を並行して行うブレンドモードのうち、いずれか一つ、またはいずれか二つ、またはすべてを行うことを特徴とする、請求項1から2のいずれか1つに記載の電力変換装置。 The control unit controls a plurality of types of power conversion modes by switching the plurality of semiconductor switches.
The power conversion mode includes a load supply mode in which the current after conversion to direct current is supplied to the load, a power short circuit mode in which the AC power supply is short-circuited in the bridge circuit and power is stored in the integrated magnetic component, and a direct current mode. One or one of the blend modes in which the operation of supplying the converted current to the load and the operation of short-circuiting the AC power supply in the bridge circuit and storing the power in the integrated magnetic component are performed in parallel. The power conversion device according to any one of claims 1 to 2, wherein the power conversion device performs any two or all of them.
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