JP7003636B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP7003636B2 JP7003636B2 JP2017247535A JP2017247535A JP7003636B2 JP 7003636 B2 JP7003636 B2 JP 7003636B2 JP 2017247535 A JP2017247535 A JP 2017247535A JP 2017247535 A JP2017247535 A JP 2017247535A JP 7003636 B2 JP7003636 B2 JP 7003636B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonance
- frequency
- resonance frequency
- switching element
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0038—Circuits or arrangements for suppressing, e.g. by masking incorrect turn-on or turn-off signals, e.g. due to current spikes in current mode control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0054—Transistor switching losses
- H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、電力変換装置に関するものである。
高周波帯域で動作する電力変換回路として、高変換効率の絶縁型共振コンバータが知られている（下記特許文献１参照）。
特許文献１に開示されている絶縁型共振コンバータ１００は、図９に示すように、一次巻線１０１ａ、二次巻線１０１ｂおよび補助巻線１０１ｃを有する変圧器１０１（絶縁トランス）と、直流入力端子１０２ａ，１０２ｂ間に一次巻線１０１ａと直列接続された状態で配設されて、直流入力端子１０２ａ，１０２ｂ間に入力される直流入力電圧Ｖ１をスイッチングするスイッチング素子１０３と、スイッチング素子１０３に並列接続された共振用キャパシタンス１０４と、アクティブクランプ回路１０５と、二次巻線１０１ｂに並列に接続されたＬＣ共振回路１０６（インダクタンス１０６ａとキャパシタンス１０６ｂの直列回路）と、キャパシタンス１０６ｂの両端間に接続された整流平滑回路１０７（整流素子としてのダイオード１０７ａおよび平滑用キャパシタンス１０７ｂで構成される回路）とを備えて構成されて、直流入力電圧Ｖ１を直流出力電圧Ｖ２に変換して直流出力端子１０８ａ，１０８ｂ間に出力する。この場合、インダクタンス１０６ａは、変圧器１０１の二次巻線１０１ｂ側に存在する漏れインダクタンスのみで実現する構成でもよいし、また漏れインダクタンスに加えて別体のインダクタンスを配設する構成でもよい。また、図示はしないが、変圧器１０１の漏れインダクタンスは、一次巻線１０１ａ側にも存在するため、この漏れインダクタンスについても共振用のインダクタンスとして使用することもできる。
また、この絶縁型共振コンバータ１００では、アクティブクランプ回路１０５は一例として、補助巻線１０１ｃと、直列接続された状態で一次巻線１０１ａに並列に接続されたスイッチング素子１０５ａおよびキャパシタンス１０５ｂとで構成されている。
この絶縁型共振コンバータ１００においては、変圧器１０１の一次巻線１０１ａを駆動するスイッチング素子１０３がオフしたときに、スイッチング素子１０３と並列に存在する等価インピーダンスによってスイッチング素子１０３の両端間に共振電圧が発生するが、アクティブクランプ回路１０５を構成するスイッチング素子１０５ａがスイッチング素子１０３のオフ時にオンとなることにより、アクティブクランプ回路１０５がこの共振電圧のピーク電圧値を、アクティブクランプ回路１０５が無い場合の入力電圧の略３．６倍の電圧値に対して、入力電圧の略２倍の電圧値に制限することが可能となっている。
ところが、上記した従来の電力変換装置としての絶縁型共振コンバータ１００には、以下のような改善すべき課題が存在している。すなわち、この絶縁型共振コンバータ１００では、スイッチング素子１０３がオフしたときに発生する共振電圧のピーク電圧値を、アクティブクランプ回路１０５で制限する構成を採用しているが、アクティブクランプ回路１０５がスイッチング素子１０５ａを備えていることから、このスイッチング素子１０５ａのオン・オフを正確かつ安定に制御する設計の難しさ共に部品コストが上昇するという課題が存在している。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、変圧器（絶縁トランス）を駆動するスイッチング素子の両端間に発生する共振電圧のピーク電圧値を簡易な構成で低く制限し得る電力変換装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係る電力変換装置では、直流入力電圧が入力される高電位側の直流入力端子および低電位側の直流入力端子と、直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、一次巻線および二次巻線を有する絶縁トランスと、前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記高電位側の直流入力端子および前記絶縁トランスにおける前記一次巻線の一端の接続点と、当該一次巻線の他端および前記スイッチング素子の接続点との間に接続されてインダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、前記二次巻線に並列に接続された第２の共振キャパシタンスと、前記第２の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えている。
本発明に係る電力変換装置では、直流入力電圧が入力される高電位側の直流入力端子および低電位側の直流入力端子と、直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、一次巻線およびセンタタップ端子を備えた二次巻線を有する絶縁トランスと、前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記高電位側の直流入力端子および前記絶縁トランスにおける前記一次巻線の一端の接続点と、当該一次巻線の他端および前記スイッチング素子の接続点との間に接続されてインダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、前記二次巻線の一端と前記センタタップ端子との間に接続された第３の共振キャパシタンスと、前記二次巻線の他端と前記センタタップ端子との間に接続された第４の共振キャパシタンスと、前記第３の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧および前記第４の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えている。
本発明に係る電力変換装置では、直流入力電圧が入力される２つの直流入力端子と、直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有する絶縁トランスと、前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、インダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されて前記補助巻線に並列に接続されたＬＣ共振回路と、前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、前記二次巻線に並列に接続された第２の共振キャパシタンスと、前記第２の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えている。
本発明に係る電力変換装置では、前記スイッチング素子は、Ｅ級スイッチング動作をする構成としている。
本発明に係る電力変換装置では、前記ＬＣ共振回路は、インダクタンスとキャパシタンスの直列回路で構成される。
本発明に係る電力変換装置では、前記２つの直流入力端子間が短絡状態のときの前記スイッチング素子の両端側から見たインピーダンスの周波数特性において、低域側から高域側に向けて第１の共振周波数、第２の共振周波数、第３の共振周波数、第４の共振周波数および第５の共振周波数を有して、この５つの共振周波数のうちの前記第１の共振周波数および前記第２の共振周波数のみが前記スイッチング素子のスイッチング周波数より低く、前記第３の共振周波数のみが当該スイッチング周波数の２倍の周波数より低く、前記第４の共振周波数が当該２倍の周波数とほぼ同じであり、前記第５の共振周波数が当該２倍の周波数より高くなり、前記インピーダンスが、前記第１の共振周波数、前記第３の共振周波数および前記第５の共振周波数で極大となり、かつ前記第２の共振周波数および前記第４の共振周波数で極小となるように形成されている。
本発明に係る電力変換装置では、前記ＬＣ共振回路は、インダクタンスとキャパシタンスの直列回路を２組有すると共に、当該２組の直列回路が並列に接続されて構成される。
本発明に係る電力変換装置では、前記２つの直流入力端子間が短絡状態のときの前記スイッチング素子の両端側から見たインピーダンスの周波数特性において、低域側から高域側に向けて第１の共振周波数、第２の共振周波数、第３の共振周波数、第４の共振周波数、第５の共振周波数、第６の共振周波数および第７の共振周波数を有して、この７つの共振周波数のうちの前記第１の共振周波数および前記第２の共振周波数のみが前記スイッチング素子のスイッチング周波数より低く、前記第３の共振周波数のみが当該スイッチング周波数の２倍の周波数より低く、前記第４の共振周波数が当該２倍の周波数とほぼ同じであり、前記第５の共振周波数が当該２倍の周波数より高くかつ当該スイッチング周波数の４倍の周波数より低くなり、前記第６の共振周波数が当該４倍の周波数とほぼ同じであり、前記第７の共振周波数が当該４倍の周波数より高くなり、前記インピーダンスが、前記第１の共振周波数、前記第３の共振周波数、前記第５の共振周波数および前記第７の共振周波数で極大となり、かつ前記第２の共振周波数、前記第４の共振周波数および前記第６の共振周波数で極小となるように形成されている。
本発明によれば、漏れインダクタンスを有する絶縁トランスの一次巻線にＬＣ共振回路が並列に接続される構成や、絶縁トランスの補助巻線にＬＣ共振回路が並列に接続される簡易な構成のため、スイッチング素子のオフ時にスイッチング素子の両端間に発生する共振電圧のピーク電圧を直流入力電圧の略２倍の振幅に抑える（制限する）ことができる。したがって、スイッチング素子として耐圧の低いスイッチング素子を使用できるようになり、また耐圧の低いスイッチング素子には低ＯＮ抵抗のスイッチング素子が多いことから、これに付随してスイッチング素子として低ＯＮ抵抗のスイッチング素子を使用することができる。この結果、スイッチング素子における導通損失（ＯＮ損失）を減らすことを達成でき、変換効率を高めることができる。また、スイッチング素子の電圧のディレーティング率を低下させることができることから、スイッチング素子の高信頼性化を図ることができる。また、本発明によれば、スイッチング素子がインピーダンスについて予め規定された周波数特性、具体的には、上記のような５つの共振周波数を有する周波数特性を備えた負荷ネットワークを負荷とする構成や、上記のような７つの共振周波数を有する周波数特性を備えた負荷ネットワークを負荷とする構成のため、スイッチング素子がＥ級スイッチング動作することから、高周波数動作下においてより高い電力変換効率で直流入力電圧から直流出力電圧への変換を可能にすることができる。特に、７つの共振周波数を有する周波数特性を備えた負荷ネットワークを負荷とする構成によれば、５つの共振周波数を有する周波数特性を備えた負荷ネットワークを負荷とする構成におけるスイッチング素子両端の動作波形と比べて、スイッチング素子両端の動作波形を、立ち上がりおよび立ち下がりがより急峻となり、かつ中間部分での振動の振幅が抑えられた波形、つまり、より矩形波形に近い形状にできることから、５つの共振周波数を有する周波数特性を備えた負荷ネットワークを負荷とする構成での上記の動作波形（ピーク電圧が直流入力電圧の略２倍までに抑えられている波形）よりもさらにそのピーク電圧を低く抑えることができる。
また、本発明によれば、絶縁トランスがセンタタップ端子を備えた二次巻線を有する構成のため、整流平滑回路がセンタタップ端子を基準として第３，４の共振キャパシタンスのそれぞれの両端間に発生する電圧を整流・平滑することにより、整流平滑回路を構成する出力キャパシタンスに流れる電流の周波数を２倍にすることができる。このため、この出力キャパシタンスの容量値が二次巻線にセンタタップ端子のない構成での出力キャパシタンスと同じであれば、直流出力電圧の出力リップル電圧を半分にすることができ、また出力リップル電圧を二次巻線にセンタタップ端子のない構成と同じにするのであれば、出力キャパシタンスの容量値を半分にすること（結果として、より小型化すること）ができる。
また、本発明によれば、絶縁トランスが補助巻線を有する構成として、この補助巻線にＬＣ共振回路を並列に接続したことにより、一次巻線と補助巻線の巻数比を適宜設定することで、ＬＣ共振回路を一次巻線に並列に接続する構成と比較して、ＬＣ共振回路を構成するインダクタンスおよびキャパシタンスに印加される電圧を下げることができる。このため、このインダクタンスおよびこのキャパシタンスに、より耐圧の低い安価な部品を使用することができる。
以下、本発明の好適な実施の形態について説明する。なお、本発明の対象は以下の実施形態に限定されるものではない。また以下に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のものが含まれると共に、その構成要素は、適宜組み合わせることが可能である。
図面を参照して、発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
まず、図１を参照して、本発明の好適な第１実施の形態に係る電力変換装置の全体構成について、電力変換装置の一例としてのコンバータ装置１ａを挙げて説明する。このコンバータ装置１ａは、一対の直流入力端子２ａ，２ｂ（以下、特に区別しないときには「直流入力端子２」ともいう）、一対の直流出力端子３ａ，３ｂ（以下、特に区別しないときには「直流出力端子３」ともいう）、絶縁トランス４、スイッチング素子５、ＬＣ共振回路６、第１の共振キャパシタンス７、第２の共振キャパシタンス８、および整流平滑回路９を備えて、直流入力端子２側と直流出力端子３側とが電気的に絶縁された絶縁型コンバータ装置として構成されている。
具体的には、一対の直流入力端子２ａ，２ｂ間には、基準電位（本例では共通グランドＧ）に接続された直流入力端子２ｂを低電位側として、直流入力電圧（直流電圧）Ｖ１が入力される。一対の直流出力端子３ａ，３ｂ間には、直流出力端子３ｂを基準として直流出力端子３ａの電位が正となる直流出力電圧Ｖ２が出力される。コンバータ装置１ａでは、直流出力端子３ａ，３ｂ間に負荷ＬＤが接続されて、直流出力電圧Ｖ２は負荷ＬＤに供給される。
絶縁トランス４は、一次巻線４ａおよび二次巻線４ｂが互いに絶縁された状態で磁気コアに形成されて構成されている。図１では、絶縁トランス４を等価回路で示しており、絶縁トランス４は、一次巻線４ａに印加される電圧を一次巻線４ａおよび二次巻線４ｂの巻数比で増幅して二次巻線４ｂに出力する理想トランス４ｃと、一次巻線４ａの漏れインダクタンス４ｄと、二次巻線４ｂの漏れインダクタンス４ｅと、励磁インダクタンス４ｆとを備えて構成されている。なお、一次巻線抵抗および二次巻線抵抗などの他の要素は無視するものとする。
スイッチング素子５は、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどで構成されている。本例では一例としてスイッチング素子５はＭＯＳＦＥＴで構成されている。また、スイッチング素子５は、絶縁トランス４の一次巻線４ａと直列に接続された状態で直流入力端子２ａ，２ｂ間に接続されている。具体的には、一次巻線４ａが直流入力端子２ａに接続され、かつスイッチング素子５が直流入力端子２ｂに接続されている。この構成により、スイッチング素子５は、ＯＮ／ＯＦＦ動作することにより、直流入力端子２から入力される直流入力電圧Ｖ１をスイッチングする。
ＬＣ共振回路６は、インダクタンスとキャパシタンスとを含み、かつ２つの外部接続端子（第１接続部６１および第２接続部６２）を有して構成された２端子回路網で構成されている。本例では一例として、ＬＣ共振回路６は、インダクタンス６ａとキャパシタンス６ｂの直列回路（直列共振回路）を１組含み、この直列回路が第１接続部６１および第２接続部６２間に接続されて構成されて、絶縁トランス４の一次巻線４ａに並列に接続されている。第１の共振キャパシタンス７は、スイッチング素子５に並列に接続されている。また、第１の共振キャパシタンス７は、スイッチング素子５がＭＯＳＦＥＴのような半導体素子の場合には、スイッチング素子５が持つ接合部のキャパシタンス（寄生容量）を含めても良いし、接合部のキャパシタンスのみで構成しても良い。第２の共振キャパシタンス８は、絶縁トランス４の二次巻線４ｂに並列に接続されている。
整流平滑回路９は、第２の共振キャパシタンス８と直流出力端子３ａ，３ｂとの間に配設されて、第２の共振キャパシタンス８の両端間に発生する電圧を整流・平滑することにより、直流出力電圧Ｖ２を生成して直流出力端子３ａ，３ｂに出力する。本例では一例として、整流平滑回路９は、第２の共振キャパシタンス８の一端（図１中の上端）と直流出力端子３ａとの間に、電流出力端子が直流出力端子３ａに接続された状態で配設された整流素子９ａ（本例では一例としてダイオードで構成されている。このため、ダイオードの電流出力端子としてのカソード端子が直流出力端子３ａに接続されている）と、直流出力端子３ａ，３ｂ間に接続された出力キャパシタンス９ｂとで構成されている。
なお、図示はしないが、整流素子９ａは、第２の共振キャパシタンス８の他端（図１中の下端）と直流出力端子３ｂとの間に配設する構成とすることもできる。この場合、整流素子９ａの電流出力端子（本例のように整流素子９ａがダイオードのときにはカソード端子）は、第２の共振キャパシタンス８の他端に接続される。また、整流素子９ａは、ダイオード単体で構成されるものに限定されるものではなく、図示はしないが、例えば、ダイオードとスイッチ素子の並列回路で構成されると共にダイオードに電流が流れるタイミングに同期してスイッチ素子をオン状態に移行させる同期整流回路で構成することもできる。
コンバータ装置１ａでは、スイッチング素子５に接続されている絶縁トランス４、ＬＣ共振回路６および第１の共振キャパシタンス７は、スイッチング素子５に対する負荷ネットワークとして機能する。この場合、絶縁トランス４では、一次巻線４ａと二次巻線４ｂとが磁気結合する構成のため、二次巻線４ｂ側に接続されている第２の共振キャパシタンス８および整流平滑回路９も、負荷ネットワークに含まれている。
この負荷ネットワークは、スイッチング素子５を共振スイッチング（具体的にはＥ級スイッチング動作）させるためのものであり、２つの直流入力端子２ａ，２ｂ間が短絡（低インピーダンス）状態のときのスイッチング素子５の両端側から見たインピーダンスの周波数特性が図２に示す周波数特性となるように構成されている。なお、直流入力端子２ａ，２ｂ間には、一般的に出力インピーダンスの低い外部電源装置などから直流入力電圧（直流電圧）Ｖ１が入力されることから、コンバータ装置１ａでは、通常の動作状態において、直流入力端子２ａ，２ｂ間は常に短絡状態（低インピーダンスの状態）となっている。
具体的には、負荷ネットワークは、そのインピーダンスの周波数特性が図２に示すように、低域側から高域側に向けて第１の共振周波数ｆ１、第２の共振周波数ｆ２、第３の共振周波数ｆ３、第４の共振周波数ｆ４および第５の共振周波数ｆ５を有して、この５つの共振周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４，ｆ５のうちの第１の共振周波数ｆ１および第２の共振周波数ｆ２のみがスイッチング素子５のスイッチング周波数ｆｓより低く、スイッチング周波数ｆｓより高い３つの共振周波数ｆ３，ｆ４，ｆ５のうちの第３の共振周波数ｆ３のみがスイッチング周波数ｆｓの２倍の周波数（＝２×ｆｓ）より低く、第４の共振周波数ｆ４がこの２倍の周波数（＝２×ｆｓ）とほぼ同じであり、第５の共振周波数ｆ５が２倍の周波数（＝２×ｆｓ）より高くなるように形成されている。また、このインピーダンスの周波数特性では、インピーダンスが、第１の共振周波数ｆ１、第３の共振周波数ｆ３および第５の共振周波数ｆ５のそれぞれで極大となり、かつ第２の共振周波数ｆ２および第４の共振周波数ｆ４（≒２×ｆｓ）のそれぞれで極小となるように形成されている。
このようなインピーダンスについての周波数特性を有する負荷ネットワークを負荷としてスイッチングするスイッチング素子５の両端間には、スイッチング周波数ｆｓと同じ周波数で電圧Ｖ３（図１参照）が発生するが、この負荷ネットワークが上記したようにスイッチング周波数ｆｓの偶数倍（上記の例では、２倍）でインピーダンスがほぼ極小となるインピーダンス特性を有するように構成されているため、この両端間に発生する電圧Ｖ３の波形を構成する高調波成分のうちの偶数成分が減衰させられて、基本波成分（１次高調波成分）と奇数成分（主として３次高調波成分）が残る。この結果、本例のような５つの共振周波数ｆ１～ｆ５を有する構成では、図８に示すように、スイッチング素子５の両端間に発生する電圧Ｖ３を、直流入力電圧Ｖ１の略２倍まで抑えることが可能となっている。
次に、図１に示したコンバータ装置１ａの基本動作について、図１、および図３の波形図（定常動作波形図）を参照して、各期間における動作波形と併せて説明する。
各期間における動作について、まずは、時間ｔ０から時間ｔ１までの期間での動作について説明する。時間ｔ（＝ｔ０）の時、スイッチング素子５のＯＮ／ＯＦＦを制御する不図示の制御回路から出力される駆動信号電圧Ｖｐは、スイッチング素子５をＯＮとするためハイレベルになり、時間ｔ（＝ｔ１）までハイレベルを維持する。よって、時間ｔ０から時間ｔ１までの期間は、スイッチング素子５がＯＮし、スイッチング素子５の両端間に印加される（両端間に発生する）電圧Ｖ３は零であり、第１の共振キャパシタンス７に流れる電流ｉｃは零である。
また、スイッチング素子５に流れる電流ｉｓは、上記の負荷ネットワークの特性により、スイッチング素子５を経由して直流入力端子２ｂから直流入力端子２ａに向かう方向（負方向）で流れ、その後徐々に減少して零になり、続いて、直流入力端子２ａから直流入力端子２ｂに向かう方向（正方向）で流れ始め、緩やかに上昇する。入力電流ｉ１も、負方向の共振ピークの付近から、電流ｉｓと同様にして変化しながら、正方向の共振ピークに向けて緩やかに上昇する。一方、この期間での出力電流ｉ２は、正の値から徐々に減少して、時間ｔ（＝ｔ１）までの間に零になり、その後、零に維持される。
次に、時間ｔ１から時間ｔ２までの期間の動作について説明する。スイッチング素子５への駆動信号電圧Ｖｐは、時間ｔ（＝ｔ１）にスイッチング素子５をＯＦＦとするためローレベルになり、時間ｔ（＝ｔ２）までローレベルを維持する。これにより、この期間においてスイッチング素子５はＯＦＦ状態を維持する。この期間では、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧Ｖ３は、スイッチング素子５がＯＦＦになった直後から、共振により、零から直流入力電圧Ｖ１の略２倍の振幅電圧まで緩やかに上昇し、その後、この電圧をある程度の時間維持した後に降下して、時間ｔ（＝ｔ２）で零に戻る。また、この電圧Ｖ３は、時間ｔ（＝ｔ２）において、時間に対する導関数（時間に対する電圧変化率）も零となる。つまり、スイッチング素子５は、Ｅ級スイッチング動作する。
また、この時間ｔ１から時間ｔ２までの期間内にスイッチング素子５をＯＦＦとさせることで、それまでスイッチング素子５に流れていた電流ｉｓは零となり、これに代わって、第１の共振キャパシタンス７に電流ｉｃが流れる。この電流ｉｃは、正方向の共振ピークおよび負方向の共振ピーク（２つの共振ピーク）を有する共振電流となる。また、これに対応して、入力電流ｉ１も、正方向の共振ピークおよび負方向の共振ピーク（２つの共振ピーク）を有する共振電流となる。また、出力電流ｉ２は、この期間の開始からしばらくの間は零に維持されるが、時間ｔ（＝ｔ２）に達する少し手前から高いスルーレート（急峻に）で立ち上がる。また、立ち上がった出力電流ｉ２は、ピーク値に達した後、時間ｔ（＝ｔ２）において時間ｔ０での電流値に達するまで徐々に減少する。
その後の時間ｔ２から時間ｔ３までの期間での動作は、上記した時間ｔ０から時間ｔ１までの期間での動作と同様であり、さらにその後の時間ｔ３から時間ｔ４までの期間での動作は、上記した時間ｔ１から時間ｔ２までの期間での動作と同様である。このようにして、時間ｔ０から時間ｔ２までの期間での動作が、それ以降の期間において繰り返される。
このように、このコンバータ装置１ａによれば、図２に示すようなインピーダンスについての周波数特性（５つの共振周波数ｆ１～ｆ５がある周波数特性）を有する負荷ネットワークを負荷とする構成のため、スイッチング素子５がＥ級スイッチング動作することから（スイッチング素子５のＯＮ／ＯＦＦの切り替わり時点での電圧Ｖ３を零にし得ると共に電圧Ｖ３の傾きについても零にし得ることから）、高周波数動作下において高い電力変換効率で直流入力電圧Ｖ１から直流出力電圧Ｖ２への変換を可能にすることができる。また、このコンバータ装置１ａによれば、漏れインダクタンス４ｄを有する絶縁トランス４の一次巻線４ａにＬＣ共振回路６を並列に接続することで簡易に構成することができると共に、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧Ｖ３（両端間に発生する共振電圧）のピーク電圧を直流入力電圧Ｖ１の略２倍の振幅に抑える（制限する）ことができる。したがって、このコンバータ装置１ａによれば、スイッチング素子５として耐圧の低いスイッチング素子を使用できるようになり、また耐圧の低いスイッチング素子には低ＯＮ抵抗のスイッチング素子が多いことから、これに付随してスイッチング素子５として低ＯＮ抵抗のスイッチング素子を使用できるようにもなる。この結果、スイッチング素子５における導通損失（ＯＮ損失）を減らすことを達成でき、コンバータ装置１ａの変換効率をさらに高めることができる。
次に、図４を参照して、本発明の好適な第２実施の形態に係る電力変換装置の全体構成について、電力変換装置の一例としてのコンバータ装置１ｂを挙げて説明する。なお、コンバータ装置１ａと同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
コンバータ装置１ｂは、一対の直流入力端子２、一対の直流出力端子３、絶縁トランス１４、スイッチング素子５、ＬＣ共振回路６、第１の共振キャパシタンス７、第３，４の共振キャパシタンス１８ａ，１８ｂ、および整流平滑回路１９を備えて、直流入力端子２側と直流出力端子３側とが電気的に絶縁された絶縁型コンバータ装置として構成されている。
絶縁トランス１４は、一次巻線１４ａ、およびセンタタップ端子ＣＴを有する二次巻線１４ｂが互いに絶縁された状態で磁気コアに形成されて構成されている。図４では、絶縁トランス１４を等価回路で示しており、絶縁トランス１４は、一次巻線１４ａに印加される電圧を一次巻線１４ａおよび二次巻線１４ｂの巻数比で増幅して二次巻線１４ｂに出力する理想トランス１４ｃと、一次巻線１４ａの漏れインダクタンス１４ｄと、二次巻線１４ｂの漏れインダクタンス１４ｅ，１４ｆと、励磁インダクタンス１４ｇとを備えて構成されている。なお、一次巻線抵抗および二次巻線抵抗などの他の要素は無視するものとする。
第３の共振キャパシタンス１８ａは、絶縁トランス４の二次巻線４ｂにおけるセンタタップ端子ＣＴを基準として二次巻線４ｂの一端側（図４中の上端側）の巻線に並列に接続されている。また、第４の共振キャパシタンス１８ｂは、絶縁トランス４の二次巻線４ｂにおけるセンタタップ端子ＣＴを基準として二次巻線４ｂの他端側（図４中の下端側）の巻線に並列に接続されている。また、絶縁トランス４のセンタタップ端子ＣＴは、直流出力端子３ｂに接続されている。
整流平滑回路１９は、第３，４の共振キャパシタンス１８ａ，１８ｂと直流出力端子３ａ，３ｂとの間に配設されて、センタタップ端子ＣＴを基準として第３，４の共振キャパシタンス１８ａ，１８ｂのそれぞれの両端間に発生する電圧を整流・平滑することにより、直流出力電圧Ｖ２を生成して直流出力端子３ａ，３ｂに出力する。
本例では一例として、整流平滑回路１９は、第３の共振キャパシタンス１８ａの一端（図４中の上端）と直流出力端子３ａとの間に、電流出力端子が直流出力端子３ａに接続された状態で配設された整流素子１９ａ（本例では一例としてダイオードで構成されている。このため、ダイオードの電流出力端子としてのカソード端子が直流出力端子３ａに接続されている）と、第４の共振キャパシタンス１８ｂの一端（図４中の下端）と直流出力端子３ａとの間に、電流出力端子が直流出力端子３ａに接続された状態で配設された整流素子１９ｂ（本例では一例としてダイオードで構成されている。このため、ダイオードの電流出力端子としてのカソード端子が直流出力端子３ａに接続されている）と、直流出力端子３ａ，３ｂ間に接続された出力キャパシタンス１９ｃとで構成されている。
なお、各整流素子１９ａ，１９ｂの電流出力端子（本例ではダイオード１９ａ，１９ｂのカソード端子）を直流出力端子３ａに接続し、かつ絶縁トランス４のセンタタップ端子ＣＴを直流出力端子３ｂに接続する上記の構成に限定されるものではない。例えば、図示はしないが、各整流素子１９ａ，１９ｂを図４に示す極性とは逆の極性で二次巻線１４ｂの各端部に接続し（整流素子１９ａ，１９ｂの電流出力端子（ダイオードではカソード端子）を二次巻線１４ｂの各端部に接続し）、各整流素子１９ａ，１９ｂの電流入力端子（ダイオードではアノード端子）を直流出力端子３ｂに接続し、かつ絶縁トランス４のセンタタップ端子ＣＴを直流出力端子３ａに接続する構成を採用することもできる。また、整流素子１９ａ，１９ｂは、ダイオード単体で構成されるものに限定されるものではなく、上記した整流素子９ａと同様にして、同期整流回路で構成することもできる。
コンバータ装置１ｂでは、スイッチング素子５に接続されている絶縁トランス１４、ＬＣ共振回路６および第１の共振キャパシタンス７は、スイッチング素子５に対する負荷ネットワークとして機能する。この場合、絶縁トランス１４では、一次巻線１４ａと二次巻線１４ｂとが磁気結合する構成のため、二次巻線１４ｂ側に接続されている第３，４の共振キャパシタンス１８ａ，１８ｂおよび整流平滑回路１９も、負荷ネットワークに含まれている。
この負荷ネットワークは、スイッチング素子５を共振スイッチング（具体的にはＥ級スイッチング動作）させるためのものであり、２つの直流入力端子２ａ，２ｂ間が短絡（低インピーダンス）状態のときのスイッチング素子５の両端側から見たインピーダンスの周波数特性が図２に示す周波数特性（５つの共振周波数ｆ１～ｆ５がある周波数特性）となるように構成されている。
このため、コンバータ装置１ｂでも、上記したコンバータ装置１ａと同様にして、このようなインピーダンスについての周波数特性を有する負荷ネットワークを負荷としてスイッチングするスイッチング素子５の両端間に発生する電圧Ｖ３を、直流入力電圧Ｖ１の略２倍まで抑えることが可能となっている。
次に、図４に示したコンバータ装置１ｂの基本動作について、図４、および図５の波形図（定常動作波形図）を参照して、各期間における動作波形と併せて説明する。
各期間における動作について、まずは、時間ｔ０から時間ｔ１までの期間での動作について説明する。時間ｔ（＝ｔ０）の時、スイッチング素子５のＯＮ／ＯＦＦを制御する不図示の制御回路から出力される駆動信号電圧Ｖｐは、スイッチング素子５をＯＮとするためハイレベルになり、時間ｔ（＝ｔ１）までハイレベルを維持する。よって、時間ｔ０から時間ｔ１までの期間は、スイッチング素子５がＯＮし、スイッチング素子５の両端間に印加される（両端間に発生する）電圧Ｖ３は零であり、第１の共振キャパシタンス７に流れる電流ｉｃは零である。
また、スイッチング素子５に流れる電流ｉｓは、上記の負荷ネットワークの特性により、スイッチング素子５を経由して直流入力端子２ｂから直流入力端子２ａに向かう方向（負方向）で流れ、その後徐々に減少して零になり、続いて、直流入力端子２ａから直流入力端子２ｂに向かう方向（正方向）で流れ始め、緩やかに上昇する。入力電流ｉ１も、負方向の共振ピークの付近から、電流ｉｓと同様にして変化しながら、正方向の共振ピークに向けて緩やかに上昇する。
また、この期間での出力電流ｉ２ａは、正の値から徐々に減少して、時間ｔ（＝ｔ１）までの間に零になり、その後、零に維持される。一方、この期間での出力電流ｉ２ｂは、零に維持されている。
次に、時間ｔ１から時間ｔ２までの期間の動作について説明する。スイッチング素子５への駆動信号電圧Ｖｐは、時間ｔ（＝ｔ１）にスイッチング素子５をＯＦＦとするためローレベルになり、時間ｔ（＝ｔ２）までローレベルを維持する。これにより、この期間においてスイッチング素子５はＯＦＦ状態を維持する。この期間では、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧Ｖ３は、スイッチング素子５がＯＦＦになった直後から、共振により、零から直流入力電圧Ｖ１の略２倍の振幅電圧まで緩やかに上昇し、その後、この電圧をある程度の時間維持した後に降下して、時間ｔ（＝ｔ２）で零に戻る。また、この電圧Ｖ３は、時間ｔ（＝ｔ２）において、時間に対する導関数（時間に対する電圧変化率）も零となる。つまり、スイッチング素子５は、Ｅ級スイッチング動作する。
また、この時間ｔ１から時間ｔ２までの期間内にスイッチング素子５をＯＦＦとさせることで、それまでスイッチング素子５に流れていた電流ｉｓは零となり、これに代わって、第１の共振キャパシタンス７に電流ｉｃが流れる。この電流ｉｃは、正方向の共振ピークおよび負方向の共振ピーク（２つの共振ピーク）を有する共振電流となる。また、これに対応して、入力電流ｉ１も、正方向の共振ピークおよび負方向の共振ピーク（２つの共振ピーク）を有する共振電流となる。
また、出力電流ｉ２ｂは、入力電流ｉ１が正方向に流れている状態において、零の状態から高いスルーレート（急峻に）で立ち上がり、ピーク値に達した後に減少して、入力電流ｉ１が零になるのとほぼ同じタイミングで零になり、その後、時間ｔ２まで零に維持される。一方、出力電流ｉ２ａは、この期間の開始から零に維持されて、この期間の終了の直前において（時間ｔ２に達する少し手前から）高いスルーレート（急峻に）で立ち上がり、時間ｔ（＝ｔ２）において時間ｔ０での電流値に達する。
その後の時間ｔ２から時間ｔ３までの期間は、前述した時間ｔ０から時間ｔ１までの期間の動作と同様であり、さらにその後の時間ｔ３から時間ｔ４までの期間は、前述した時間ｔ１から時間ｔ２までの期間の動作と同様である。つまり、時間ｔ０から時間ｔ２までの期間の動作が、それ以降の期間のおいても繰り返される。
このように、このコンバータ装置１ｂによれば、図２に示すようなインピーダンスについての周波数特性を有する負荷ネットワークを負荷とする構成のため、スイッチング素子５がＥ級スイッチング動作することから（スイッチング素子５のＯＮ／ＯＦＦの切り替わり時点での電圧Ｖ３を零にし得ると共に電圧Ｖ３の傾きについても零にし得ることから）、高周波数動作下において高い電力変換効率で直流入力電圧Ｖ１から直流出力電圧Ｖ２への変換を可能にすることができる。また、このコンバータ装置１ｂによれば、漏れインダクタンス４ｄを有する絶縁トランス４の一次巻線４ａにＬＣ共振回路６を並列に接続することで簡易に構成することができると共に、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧Ｖ３（両端間に発生する共振電圧）のピーク電圧を直流入力電圧Ｖ１の略２倍の振幅に抑える（制限する）ことができる。したがって、このコンバータ装置１ｂによれば、スイッチング素子５として耐圧の低いスイッチング素子を使用できるようになり、また耐圧の低いスイッチング素子には低ＯＮ抵抗のスイッチング素子が多いことから、これに付随してスイッチング素子５として低ＯＮ抵抗のスイッチング素子を使用できるようにもなる。この結果、スイッチング素子５における導通損失（ＯＮ損失）を減らすことを達成でき、コンバータ装置１ｂの変換効率をさらに高めることができる。また、出力キャパシタンス１９ｃに流れる電流の周波数が２倍になるため、出力キャパシタンス１９ｃの容量値がコンバータ装置１ａの出力キャパシタンス９ｂと同じであれば、出力リップル電圧をコンバータ装置１ａの半分にすることができ、また出力リップル電圧をコンバータ装置１ａと同じにするのであれば、出力キャパシタンス１９ｃの容量値を半分にすること（結果として、より小型化すること）ができる。
以上、スイッチング素子５をＯＮ／ＯＦＦ制御する駆動信号電圧ＶｐのＯＮ時間がＯＦＦ時間より短い条件下での各実施の形態の動作について説明したが、スイッチング素子５のＯＮ時間とＯＦＦ時間が上記の例と異なる場合は、各部の動作電圧と動作電流ピーク時間が異なる場合もある。
また、ＬＣ共振回路６が絶縁トランス４の一次巻線４ａに並列に接続される構成を採用したコンバータ装置１ａ，１ｂについて説明したが、ＬＣ共振回路６の接続箇所はこれに限定されるものではない。例えば、図６に示すコンバータ装置１ｃのように、絶縁トランス２４に一次巻線２４ａおよび二次巻線２４ｂと共に形成された補助巻線２４ｃにＬＣ共振回路６を並列に接続する構成を採用することもできる。以下、図６を参照して、本発明の好適な第３実施の形態に係る電力変換装置の一例としてのコンバータ装置１ｃについて説明する。なお、コンバータ装置１ａと同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。また、動作についてはコンバータ装置１ａと同一であるため、説明を省略する。
このコンバータ装置１ｃは、一対の直流入力端子２、一対の直流出力端子３、絶縁トランス２４、スイッチング素子５、ＬＣ共振回路６、第１の共振キャパシタンス７、第２の共振キャパシタンス８、および整流平滑回路９を備えて、直流入力端子２側と直流出力端子３側とが電気的に絶縁された絶縁型コンバータ装置として構成されている。
絶縁トランス２４は、一次巻線２４ａ、二次巻線２４ｂおよび補助巻線２４ｃが互いに絶縁された状態で磁気コアに形成されて構成されている。図６は、絶縁トランス２４を等価回路で示しており、絶縁トランス２４は、一次巻線２４ａに印加される電圧を、一次巻線２４ａおよび二次巻線２４ｂの巻数比で増幅して二次巻線２４ｂに出力すると共に、一次巻線２４ａおよび補助巻線２４ｃの巻数比で増幅して補助巻線２４ｃに出力する理想トランス２４ｄと、一次巻線２４ａの漏れインダクタンス２４ｅと、二次巻線２４ｂの漏れインダクタンス２４ｆと、補助巻線２４ｃの漏れインダクタンス２４ｇと、励磁インダクタンス２４ｈとを備えて構成されている。なお、一次巻線抵抗、二次巻線抵抗および補助巻線抵抗などの他の要素は無視するものとする。
ＬＣ共振回路６は、絶縁トランス２４の補助巻線２４ｃに並列に接続されている。
コンバータ装置１ｃでは、スイッチング素子５に接続されている絶縁トランス２４および第１の共振キャパシタンス７は、スイッチング素子５に対する負荷ネットワークとして機能する。この場合、絶縁トランス２４では、一次巻線２４ａ、二次巻線２４ｂおよび補助巻線２４ｃが互いに磁気結合する構成のため、二次巻線２４ｂ側に接続されている第２の共振キャパシタンス８および整流平滑回路９も負荷ネットワークに含まれると共に、補助巻線２４ｃに接続されているＬＣ共振回路６も負荷ネットワークに含まれている。
この負荷ネットワークは、スイッチング素子５を共振スイッチング（具体的にはＥ級スイッチング動作）させるためのものであり、２つの直流入力端子２ａ，２ｂ間が短絡（低インピーダンス）状態のときのスイッチング素子５の両端側から見たインピーダンスの周波数特性が図２に示す周波数特性となるように構成されている。
このため、コンバータ装置１ｃでも、上記したコンバータ装置１ａと同様にして、このようなインピーダンスについての周波数特性を有する負荷ネットワークを負荷としてスイッチングするスイッチング素子５の両端間に発生する電圧Ｖ３を、直流入力電圧Ｖ１の略２倍まで抑えることが可能となっている。また、コンバータ装置１ｃでも、コンバータ装置１ａと同様にして、スイッチング素子５は、Ｅ級スイッチング動作する。
したがって、このコンバータ装置１ｃによっても、コンバータ装置１ａと同様の効果、つまり、簡易に構成することができると共に、スイッチング素子５の両端間に印加される電圧Ｖ３（両端間に発生する共振電圧）のピーク電圧を直流入力電圧Ｖ１の略２倍の振幅に抑える（制限する）ことができる。また、スイッチング素子５として耐圧の低いスイッチング素子を使用できるようになる。また、これに付随してスイッチング素子５として低ＯＮ抵抗のスイッチング素子を使用することができることから、スイッチング素子５での導通損失（ＯＮ損失）を減らすことを達成でき、コンバータ装置１ｃの変換効率をさらに高めることができる。また、コンバータ装置１ｃでは、補助巻線２４ｃの分だけ絶縁トランス２４の構成がコンバータ装置１ａの絶縁トランス４と比較して若干複雑になるものの、一次巻線２４ａと補助巻線２４ｃの巻数比を１：ｎ（０＜ｎ＜１）とすることで、ＬＣ共振回路６を一次巻線４ａに並列接続するコンバータ装置１ａの構成と比較して、ＬＣ共振回路６を構成するインダクタンス６ａおよびキャパシタンス６ｂに印加される電圧を下げることができる。このため、このコンバータ装置１ｃによれば、インダクタンス６ａおよびキャパシタンス６ｂに、より耐圧の低い安価な部品を使用することができる。この場合、一次巻線２４ａと補助巻線２４ｃの結合率を高くすることにより、インダクタンス６ａおよびキャパシタンス６ｂに印加される電圧をより下げることもできる。
また、インダクタンス６ａとキャパシタンス６ｂの直列回路（直列共振回路）を１組含み、この直列回路が第１接続部６１および第２接続部６２間に接続されて構成されたＬＣ共振回路６を備えたコンバータ装置１ａ，１ｂ，１ｃについて上記したが、コンバータ装置１ａ，１ｂ，１ｃが備えるＬＣ共振回路６はこの構成に限定されない。例えば、コンバータ装置１ａ，１ｂ，１ｃは、図７に示すようにインダクタンス６ａとキャパシタンス６ｂの直列回路に加えて、インダクタンス６ｃとキャパシタンス６ｄの直列回路（直列共振回路）を含み、この２組の直列回路が並列に接続されて第１接続部６１および第２接続部６２間に接続されたＬＣ共振回路６を備える構成を採用することもできる。
この構成のＬＣ共振回路６を含んで構成される負荷ネットワークを備えたコンバータ装置１ａ，１ｂ，１ｃでは、２つの直流入力端子２ａ，２ｂ間が短絡（低インピーダンス）状態のときのスイッチング素子５の両端側から見たインピーダンスの周波数特性は、図２に示すように、上記した５つの共振周波数ｆ１～ｆ５を有する周波数特性における共振周波数ｆ５を超える周波数帯域に、さらに２つの共振周波数（第６の共振周波数ｆ６および第７の共振周波数ｆ７（＞ｆ６））を有するものとなる。この場合、第５の共振周波数ｆ５は、スイッチング周波数ｆｓの２倍の周波数（＝２×ｆｓ）より高くかつスイッチング周波数ｆｓの４倍の周波数（＝４×ｆｓ）より低くなり、第６の共振周波数ｆ６は、この４倍の周波数（＝４×ｆｓ）とほぼ同じになり、第７の共振周波数ｆ７は、この４倍の周波数（＝４×ｆｓ）より高くなるように形成されている。また、このインピーダンスの周波数特性では、インピーダンスが、第１の共振周波数ｆ１、第３の共振周波数ｆ３、第５の共振周波数ｆ５および第７の共振周波数ｆ７のそれぞれで極大となり、かつ第２の共振周波数ｆ２、第４の共振周波数ｆ４（≒２×ｆｓ）および第６の共振周波数ｆ６（≒４×ｆｓ）のそれぞれで極小となるように形成されている。
この図７に示す構成、つまりインダクタンスとキャパシタンスの直列回路を２組含み、各直列回路が並列に接続された構成のＬＣ共振回路６も、図１等に示される１組の直列回路を含むＬＣ共振回路６と同様にして、イッチング素子５を共振スイッチング（Ｅ級スイッチング動作）させるためのものである。
このＬＣ共振回路６を備えたコンバータ装置１ａ，１ｂ，１ｃでは、スイッチング素子５のＯＮ時間とＯＦＦ時間が上記の例とは異なり、これに伴い、各部の動作電圧と動作電流ピーク時間が異なるものとなる。具体的には、この構成のＬＣ共振回路６を含む負荷ネットワークを負荷としてスイッチングするスイッチング素子５の両端間には、スイッチング周波数ｆｓと同じ周波数で電圧Ｖ３（図１参照）が発生するが、この負荷ネットワークが上記したようにスイッチング周波数ｆｓの偶数倍（上記の例では、２倍および４倍）でインピーダンスがほぼ極小となるインピーダンス特性を有するように構成されているため、この両端間に発生する電圧Ｖ３の波形を構成する高調波成分のうちの偶数成分が減衰させられて、基本波成分（１次高調波成分）と奇数成分（主として３次高調波成分および５次高調波成分）が残る。この結果、本例のような７つの共振周波数ｆ１～ｆ７を有する構成では、図８に示すように、スイッチング素子５の両端間に発生する共振電圧としての電圧Ｖ３のピーク電圧を、直流入力電圧Ｖ１の略２倍よりも低く抑えること（５つの共振周波数ｆ１～ｆ５を有するＬＣ共振回路６を備えた構成よりも、さらに低く抑えること）が可能となる。
また、本発明では絶縁トランスが有する漏れインダクタンスを利用して発明効果を生み出しているが、絶縁トランスの構成、構造によって、所望の漏れインダクタンスが得られない場合は、絶縁トランスの１次側巻線、２次側巻線のいずれか一方に漏れインダクタンスに加えて別体のインダクタンスを配設することもできる。
１ａ，１ｂ，１ｃ コンバータ装置
２ａ，２ｂ 直流入力端子
３ａ，３ｂ 直流出力端子
４，１４，２４ 絶縁トランス
４ａ，１４ａ，２４ａ 一次巻線
４ｂ，１４ｂ，２４ｂ 二次巻線
５ スイッチング素子
６ ＬＣ共振回路
６ａ，６ｃ インダクタンス
６ｂ，６ｄ キャパシタンス
７ 第１の共振キャパシタンス
８ 第２の共振キャパシタンス
９，１９ 整流平滑回路
１８ａ 第３の共振キャパシタンス
１８ｂ 第４の共振キャパシタンス
２４ｃ 補助巻線
ＣＴ センタタップ端子
Ｖ１ 直流入力電圧
Ｖ２ 直流出力電圧
２ａ，２ｂ 直流入力端子
３ａ，３ｂ 直流出力端子
４，１４，２４ 絶縁トランス
４ａ，１４ａ，２４ａ 一次巻線
４ｂ，１４ｂ，２４ｂ 二次巻線
５ スイッチング素子
６ ＬＣ共振回路
６ａ，６ｃ インダクタンス
６ｂ，６ｄ キャパシタンス
７ 第１の共振キャパシタンス
８ 第２の共振キャパシタンス
９，１９ 整流平滑回路
１８ａ 第３の共振キャパシタンス
１８ｂ 第４の共振キャパシタンス
２４ｃ 補助巻線
ＣＴ センタタップ端子
Ｖ１ 直流入力電圧
Ｖ２ 直流出力電圧
Claims (8)
- 直流入力電圧が入力される高電位側の直流入力端子および低電位側の直流入力端子と、
直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、
一次巻線および二次巻線を有する絶縁トランスと、
前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記高電位側の直流入力端子および前記絶縁トランスにおける前記一次巻線の一端の接続点と、当該一次巻線の他端および前記スイッチング素子の接続点との間に接続されてインダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されたＬＣ共振回路と、
前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、
前記二次巻線に並列に接続された第２の共振キャパシタンスと、
前記第２の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 直流入力電圧が入力される高電位側の直流入力端子および低電位側の直流入力端子と、
直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、
一次巻線およびセンタタップ端子を備えた二次巻線を有する絶縁トランスと、
前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記高電位側の直流入力端子および前記絶縁トランスにおける前記一次巻線の一端の接続点と、当該一次巻線の他端および前記スイッチング素子の接続点との間に接続されてインダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されたＬＣ共振回路と、
前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、
前記二次巻線の一端と前記センタタップ端子との間に接続された第３の共振キャパシタンスと、
前記二次巻線の他端と前記センタタップ端子との間に接続された第４の共振キャパシタンスと、
前記第３の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧および前記第４の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 直流入力電圧が入力される２つの直流入力端子と、
直流出力電圧が出力される２つの直流出力端子と、
一次巻線、二次巻線および補助巻線を有する絶縁トランスと、
前記一次巻線と直列に接続された状態で前記２つの直流入力端子間に接続されて、前記直流入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
インダクタンスとキャパシタンスとを含んで構成されて前記補助巻線に並列に接続されたＬＣ共振回路と、
前記スイッチング素子に並列に接続された第１の共振キャパシタンスと、
前記二次巻線に並列に接続された第２の共振キャパシタンスと、
前記第２の共振キャパシタンスの両端間に発生する電圧を整流・平滑して前記直流出力電圧として前記２つの直流出力端子間に出力する整流平滑回路とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 前記スイッチング素子は、Ｅ級スイッチング動作をすることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
- 前記ＬＣ共振回路は、インダクタンスとキャパシタンスの直列回路で構成されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 前記２つの直流入力端子間が短絡状態のときの前記スイッチング素子の両端側から見たインピーダンスの周波数特性において、
低域側から高域側に向けて第１の共振周波数、第２の共振周波数、第３の共振周波数、第４の共振周波数および第５の共振周波数を有して、この５つの共振周波数のうちの前記第１の共振周波数および前記第２の共振周波数のみが前記スイッチング素子のスイッチング周波数より低く、前記第３の共振周波数のみが当該スイッチング周波数の２倍の周波数より低く、前記第４の共振周波数が当該２倍の周波数とほぼ同じであり、前記第５の共振周波数が当該２倍の周波数より高くなり、前記インピーダンスが、前記第１の共振周波数、前記第３の共振周波数および前記第５の共振周波数で極大となり、かつ前記第２の共振周波数および前記第４の共振周波数で極小となるように形成されていることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電力変換装置。 - 前記ＬＣ共振回路は、インダクタンスとキャパシタンスの直列回路を２組有すると共に、当該２組の直列回路が並列に接続されて構成されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 前記２つの直流入力端子間が短絡状態のときの前記スイッチング素子の両端側から見たインピーダンスの周波数特性において、
低域側から高域側に向けて第１の共振周波数、第２の共振周波数、第３の共振周波数、第４の共振周波数、第５の共振周波数、第６の共振周波数および第７の共振周波数を有して、この７つの共振周波数のうちの前記第１の共振周波数および前記第２の共振周波数のみが前記スイッチング素子のスイッチング周波数より低く、前記第３の共振周波数のみが当該スイッチング周波数の２倍の周波数より低く、前記第４の共振周波数が当該２倍の周波数とほぼ同じであり、前記第５の共振周波数が当該２倍の周波数より高くかつ当該スイッチング周波数の４倍の周波数より低くなり、前記第６の共振周波数が当該４倍の周波数とほぼ同じであり、前記第７の共振周波数が当該４倍の周波数より高くなり、前記インピーダンスが、前記第１の共振周波数、前記第３の共振周波数、前記第５の共振周波数および前記第７の共振周波数で極大となり、かつ前記第２の共振周波数、前記第４の共振周波数および前記第６の共振周波数で極小となるように形成されていることを特徴とする請求項１から４および７のいずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017247535A JP7003636B2 (ja) | 2017-12-25 | 2017-12-25 | 電力変換装置 |
| US16/228,006 US10505462B2 (en) | 2017-12-25 | 2018-12-20 | Power converter |
| CN201811573270.6A CN109962619B (zh) | 2017-12-25 | 2018-12-21 | 功率变换装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017247535A JP7003636B2 (ja) | 2017-12-25 | 2017-12-25 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2019115186A JP2019115186A (ja) | 2019-07-11 |
| JP7003636B2 true JP7003636B2 (ja) | 2022-01-20 |
Family
ID=66951561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017247535A Active JP7003636B2 (ja) | 2017-12-25 | 2017-12-25 | 電力変換装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US10505462B2 (ja) |
| JP (1) | JP7003636B2 (ja) |
| CN (1) | CN109962619B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101621971B1 (ko) * | 2014-12-29 | 2016-05-20 | 장하성 | 트라이 앵글 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102211454B1 (ko) * | 2017-08-31 | 2021-02-04 | 한국전자기술연구원 | 절연형 dc-dc 컨버터 및 그 구동방법 |
| IL255948A (en) * | 2017-11-27 | 2018-01-31 | Abramovici Tal | Direct current / constant frequency direct current converter |
| US10790753B2 (en) * | 2018-09-11 | 2020-09-29 | Semiconductor Components Industries, Llc | Reduced voltage switching of a main switch in flyback power converters |
| US10958179B2 (en) * | 2018-09-11 | 2021-03-23 | Semiconductor Components Industries, Llc | Reduced voltage switching of a main switch in flyback power converters |
| CN112600414B (zh) * | 2020-12-01 | 2022-10-25 | 上海交通大学 | 谐振网络、变压器及隔离型直流变换器及其参数设计方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008193878A (ja) | 2007-02-08 | 2008-08-21 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| WO2013058174A1 (ja) | 2011-10-21 | 2013-04-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| WO2013160960A1 (ja) | 2012-04-27 | 2013-10-31 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、車載機器および充電装置 |
| JP6443061B2 (ja) | 2015-01-15 | 2018-12-26 | セイコーエプソン株式会社 | 光電変換装置、光電変換装置の製造方法、及び電子機器 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6443061A (en) * | 1987-08-07 | 1989-02-15 | Toko Inc | Current resonance type flyback converter |
| US4975821A (en) * | 1989-10-10 | 1990-12-04 | Lethellier Patrice R | High frequency switched mode resonant commutation power supply |
| US5438497A (en) * | 1993-05-13 | 1995-08-01 | Northern Telecom Limited | Tertiary side resonant DC/DC converter |
| JPH08266057A (ja) * | 1995-03-24 | 1996-10-11 | Shihen Tech Corp | 整流回路 |
| JP4353164B2 (ja) * | 2005-09-30 | 2009-10-28 | ソニー株式会社 | スイッチング電源回路 |
| WO2012101906A1 (ja) * | 2011-01-26 | 2012-08-02 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| CN202282743U (zh) * | 2011-09-29 | 2012-06-20 | 南京博兰得电子科技有限公司 | 一种谐振变换器控制装置 |
| WO2013106692A1 (en) * | 2012-01-13 | 2013-07-18 | Power-One, Inc. | Resonant converter with auxiliary resonant components and holdup time control circuitry |
| WO2015138880A1 (en) | 2014-03-14 | 2015-09-17 | Avogy, Inc. | Adaptive synchronous switching in a resonant converter |
| US10108294B2 (en) * | 2016-01-26 | 2018-10-23 | Dialog Semiconductor Inc. | Switching power converter with history-based valley mode switching |
| CN105846682B (zh) * | 2016-03-21 | 2020-02-14 | 南京航空航天大学 | 一种正反激变换器的新型混合控制方式 |
-
2017
- 2017-12-25 JP JP2017247535A patent/JP7003636B2/ja active Active
-
2018
- 2018-12-20 US US16/228,006 patent/US10505462B2/en active Active
- 2018-12-21 CN CN201811573270.6A patent/CN109962619B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008193878A (ja) | 2007-02-08 | 2008-08-21 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| WO2013058174A1 (ja) | 2011-10-21 | 2013-04-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| WO2013160960A1 (ja) | 2012-04-27 | 2013-10-31 | 三菱電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ、車載機器および充電装置 |
| JP6443061B2 (ja) | 2015-01-15 | 2018-12-26 | セイコーエプソン株式会社 | 光電変換装置、光電変換装置の製造方法、及び電子機器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101621971B1 (ko) * | 2014-12-29 | 2016-05-20 | 장하성 | 트라이 앵글 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN109962619A (zh) | 2019-07-02 |
| CN109962619B (zh) | 2020-12-22 |
| JP2019115186A (ja) | 2019-07-11 |
| US20190199223A1 (en) | 2019-06-27 |
| US10505462B2 (en) | 2019-12-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP7003636B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US6587358B1 (en) | Switching power supply circuit | |
| US10644503B2 (en) | Coupled split path power conversion architecture | |
| US10291139B2 (en) | Two-transformer three-phase DC-DC resonant converter | |
| US9515562B2 (en) | LLC resonant converters | |
| US7542316B2 (en) | Switching power supply unit | |
| US7199569B1 (en) | Switching power supply unit | |
| US7239530B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
| US8004867B2 (en) | Switching power supply unit | |
| US7142440B2 (en) | Ripple-current reduction for transformers | |
| US11038434B2 (en) | Modular multilevel converter and power electronic transformer | |
| JP2016213994A (ja) | 共振インバータおよび絶縁型共振電源装置 | |
| CN110365212A (zh) | 具钳位电压整流器的隔离fai 2转换器及同步整流解决方案 | |
| US11356029B2 (en) | Rectifying circuit and switched-mode power supply incorporating rectifying circuit | |
| JP2019146359A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US10432110B2 (en) | Power converter having resonant frequencies around two and four times the switching frequency | |
| KR102144616B1 (ko) | 결합 인덕터를 갖는 절연형 컨버터 | |
| JPH0974741A (ja) | コンバータ | |
| US8493750B2 (en) | Piezoelectric power converter | |
| JP2016158422A (ja) | フォワード形ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 | |
| JP6485366B2 (ja) | 位相シフト方式フルブリッジ型電源回路 | |
| KR101333409B1 (ko) | 양방향 고주파 공진기 및 이를 이용한 양방향 변압기 | |
| CN110707934B (zh) | 开关电源电路及电源设备 | |
| JP2001250665A (ja) | 半導体式高周波電源装置 | |
| TW385593B (en) | Forward type electric power transformer |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20200721 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20210531 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20210608 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20210726 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20211130 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20211213 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7003636 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |