JP6994220B2 - 波長合波器 - Google Patents

Description

本開示は、平面型光回路の波長合波器に関する。

長距離伝送だけではなく、近年はＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）の高速伝送に対応するように、ＬＡＮの光化が進んでいる。１００Ｇｂｐｓのイーサネット（登録商標）仕様は、すでに策定されており、シングルモード光ファイバを用いて、それぞれ１０ｋｍ、４０ｋｍを伝送する１００ＧＢＡＳＥ－ＬＲ４、１００ＧＢＡＳＥ－ＥＲ４として４波の光信号を使用して、それぞれの波長で約２５Ｇｂｐｓの伝送を行うことで２５Ｇｂｐｓ×４＝１００Ｇｂｐｓのデータ伝送を実現する方式が採用されている。この光源として有力とされているのが、４波分のＤＦＢレーザと変調器を集積したものである（例えば、非特許文献１を参照。）。

この光源は、規格上の４波を出力するレーザを１つのチップに集積している構成になっており、それぞれバルクの部品を接続して４波分の光源とするより小型化であり、温度調整機構などの個数も減らせることから、消費電力低減という点で期待されている。

しかし、非特許文献１の構成では、４×１ＭＭＩカップラーを４波の合波器として使用している。４×１ＭＭＩカップラーは４波の合波器として使用した場合、原理損失として６ｄＢの損失がある。つまり原理上２５％の出力しか外部に取り出すことができない構成で、多くの光を無駄にしている。

そこで、この合波器を低損失なものに置き換えることが心みられている。このような箇所に用いられる合波器としてＡｒｒａｙｅｄ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｇｒａｔｉｎｇｓ （ＡＷＧ）や、ｅｔｃｈｅｄ ｐｌａｎａｒ ｃｏｎｃａｖｅ ｇｒａｔｉｎｇｓ （ＰＣＧｓ）などが知られている。しかし、４波の合波器としてはサイズが大きく、それゆえ導波路損失も増加する。

そこで、考えられるのが遅延回路を含むマッハツェンダー干渉計を用いた合波器である。４波の場合は２段のマッハツェンダー干渉計にて合波器を実現でき、またそのサイズもＡＷＧやＰＣＧに比べて小さくできる。２段のマッハツェンダー干渉計を用いた４波合波器、４波分のＤＦＢレーザ、及び変調器を集積した光源も報告されている（例えば、非特許文献２を参照。）。

Ｔ． Ｆｕｊｉｓａｗａ ｅｔ ａｌ，"１．３－ ｍ ４ ２５－Ｇｂ／ｓ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃａｌｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｌｉｇｈｔ Ｓｏｕｒｃｅ ｆｏｒ Ｍｅｔｒｏ Ａｒｅａ １００－Ｇｂ／ｓ Ｅｔｈｅｒｎｅｔ"，ＩＥＥＥ ＰＨＯＴＯＮＩＣＳ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ ＬＥＴＴＥＲＳ， ＶＯＬ． ２３， ＮＯ． ６， ＭＡＲＣＨ １５， ２０１１． Ｔ． Ｆｕｊｉｓａｗａ， Ｓ． Ｋａｎａｚａｗａ， Ｙ． Ｕｅｄａ， Ｗ． Ｋｏｂａｙａｓｈｉ， Ｋ． Ｔａｋａｈａｔａ， Ａ． Ｏｈｋｉ， Ｔ． Ｉｔｏｈ， Ｍ． Ｋｏｔｏｋｕ， ａｎｄ Ｈ． Ｉｓｈｉｉ， "Ｌｏｗ－ｌｏｓｓ ｃａｓｃａｄｅｄ Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ２５－Ｇｂｉｔ／ｓ×４－ｌａｎｅ ＥＡＤＦＢ ｌａｓｅｒ ａｒｒａｙ ｆｏｒ ｆｕｔｕｒｅ ＣＦＰ４ １００ＧｂＥ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ"， ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ．４９， ｎｏ．１２， ｐｐ．１００１－１００７， Ｄｅｃ． ２０１３．

しかし、マッハツェンダー干渉計フィルタを多段に組み合わせて合波器を構成する場合、それぞれのピーク波長の絶対波長位置についての制御性に２つの困難さがある。この困難さを説明するために、まず、マッハツェンダー干渉計フィルターの動作について説明する。

［マッハツェンダー干渉計フィルターの動作］
従来の２段のマッハツェンダー干渉計を用いた４波合波器の動作を説明する。数値、材料は例であり、他でも無論構わない。本例では、ＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板上に形成したＳｉ細線導波路からなる、１．３μｍ波長帯でλ０＝１２９５．５ｎｍ、λ１＝１３００．０ｎｍ、λ２＝１３０４．５ｎｍ、λ３＝１３０９ｎｍの４波を合波するフィルターについて説明する。なお、この４波は１００ギガビットイーサネット（登録商標）で用いられる４つの波長に対応し、各波長の間隔が周波数で８００ＧＨｚとなっている。

図１は、１つのマッハツェンダー干渉計を示した図である。マッハツェンダー干渉計は、２つの入力導波路、２つの３ｄＢカップラー、３ｄＢカップラー間を接続するアーム導波路、及び２つの出力導波路からなる。アーム導波路は、２つの導波路で構成され、両導波路を通過してくる光に位相差を付けるための遅延回路が形成されている。

マッハツェンダー干渉計フィルタ１は、遅延回路を構成するＳｉ細線導波路の厚さが２１０ｎｍ、幅が３００ｎｍ、遅延量（下側アームの長さと上側アームの長さの差）ΔＬ１が２１μｍとする。入力１から白色光（ブロードな光）を入力した場合、出力に現れるスペクトルを計算によって求めたものが図２である。出力１が実線で出力２が破線で示される。

出力１は、λ３の１．３０９μｍ波長でＯＮつまり光が通過し、λ１の１．３００μｍ付近で光が遮断される特性である。出力２は、それらが反転する。白色光を出力１から入力した場合で説明したが、光の相反性から入力１から波長１．３００μｍの光を、入力２から波長１．３０９μｍの光を入力すると出力１に両光が合波され出力される。なお、このフィルタのＦＳＲ（Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）は３２００ＧＨｚとなっている。

一方、λ０とλ２を合波するマッハツェンダー干渉計フィルタ２は、Ｓｉ細線導波路の厚さと幅についてはマッハツェンダー干渉計フィルタ１と同じであるが、遅延量として９０度分位相差を遅延回路に付与する必要があるので、遅延量をΔＬ２＝２１．１５μｍとする。図３は、この遅延量で、入力１から白色光を入力した場合、出力に現れるスペクトルを計算によって求めたものである。図３も出力１が実線で出力２が破線で示される。このフィルタのＦＳＲも３２００ＧＨｚとなっている。

マッハツェンダー干渉計フィルタ３は、Ｓｉ細線導波路の厚さと幅についてはマッハツェンダー干渉計フィルタ１と同じであるが、遅延量をマッハツェンダー干渉計フィルタ１の倍であるΔＬ３＝４２μｍに設定する。図４はマッハツェンダー干渉計フィルタ３の特性である。図４も出力１が実線で出力２が破線で示される。このフィルタのＦＳＲは前述のフィルタの半分である１６００ＧＨｚとなっている。このフィルタは、入力導波路の一方にλ０とλ２の合波波長、他方にλ１とλ３の合波波長を入力することで、λ０、λ１、λ２、及びλ３が合波した光を出力する。

図５は、２段のマッハツェンダー干渉計型４波合波器を説明する図である。つまり、図５のようにマッハツェンダー干渉計フィルタ１とマッハツェンダー干渉計フィルタ２を並列させ、それぞれの出力をマッハツェンダー干渉計フィルタ３に入力する構成とすれば、入力導波路に入力されたλ０、λ１、λ２、及びλ３の波長を１つの出力導波路に合波することができる。

しかし、このようなマッハツェンダー干渉計型合波器を製造することは非常に難しい。マッハツェンダー干渉計フィルタの特性は、導波路幅ｗと遅延量ΔLに非常に敏感であり、設計と製造を困難にしている。その困難性を以下に説明する。

図６は、Ｓｉ細線導波路の設計値幅が３００ｎｍである図１のマッハツェンダー干渉計フィルタにおいて、１．３００μｍのピーク波長の位置ずれΔλと導波路幅の変化Δｗとの依存性を説明する図である。なお、この依存性はＦＳＲが３２００ＧＨｚでも１６００ＧＨｚでもほとんど変わらない。図６から、導波路幅が５ｎｍ程度ずれると、ピーク波長位置が６ｎｍ程度ずれることがわかる。この依存性は、図４に示す特性のマッハツェンダー干渉計３（ＦＳＲ＝１６００ＧＨｚ）にとっては特に厳しい。なぜなら、マッハツェンダー干渉計３は、ピーク波長が８００ＧＨｚ（約５ｎｍ）ずれると、出力がちょうど反転することになり、図５のマッハツェンダー干渉計型合波器の２段目のフィルタとして適さなくなるからである。

また、図７は、ＦＳＲが３２００ＧＨｚのマッハツェンダー干渉計フィルタ１のピーク波長の位置ずれΔλと遅延量の変化ΔLとの依存性を説明する図である。ここで、遅延量が２１μｍのときのピーク波長の位置を０としている。図７から、１００ｎｍ単位の非常に小さな遅延量の変化でピーク波長位置が大きく変化することがわかる。例えば、遅延量が０．６μｍ変化すると、約１８ｎｍ（ほぼ３２００ＧＨｚ）変化して、元のスペクトルに戻る。図７から、マッハツェンダー干渉計フィルタ１とマッハツェンダー干渉計フィルタ２との間で、位相がちょうど９０度ずれるように遅延量を制御することも難しいことがわかる。

上記のように、マッハツェンダー干渉計フィルタの特性は、導波路幅ｗと遅延量ΔLに非常に敏感であり、設計の段階で導波路幅ｗを固定したとしても、マッハツェンダー干渉計フィルタ１とマッハツェンダー干渉計フィルタ２との間で９０度位相差を保つためΔＬを微細に調整する必要があり設計を煩雑にする。仮にマッハツェンダー干渉計フィルタ１とマッハツェンダー干渉計フィルタ２との間で９０度位相差を保つことができ、絶対波長位置があっていたとしても、そこからさらに、マッハツェンダー干渉計フィルタ３のピーク波長の位置を合わせる必要がある。上で示したように、マッハツェンダー干渉計フィルタ３のＦＳＲはマッハツェンダー干渉計フィルタ１、２の半分であり、さらにΔＬを微細に調整する必要があり設計を煩雑にする。

また製造の段階では、製造誤差があり、設計値の遅延量ΔＬと導波路幅ｗを実現することは非常に困難である。製造誤差により遅延量ΔＬと導波路幅ｗにずれが発生すれば、フィルタのピーク波長の位置が大きく変わり（特に、マッハツェンダー干渉計フィルタ３はＦＳＲがマッハツェンダー干渉計フィルタ１、２の半分であるため製造誤差の影響は大きい。）、フィルタを組み合わせても所望の合波器として用いることができなくなる。

上述したように、マッハツェンダー干渉計フィルタのピーク波長の絶対波長位置は、導波路幅ｗと遅延量ΔＬの２つのパラメータで制御される。この２つのパラメータは、波長間隔ＦＳＲに対しては感度が低く、大きく変動しないが、絶対波長位置に対しては敏感であり、このパラメータが微小に変動すると絶対波長位置が大きく変わる。例えば、４波合波器は、３つのマッハツェンダー干渉計フィルタで構成され、全てのフィルタのピーク波長の絶対波長位置を正確に所望の波長に一致させる必要があるが、そのピーク波長の位置制御は非常に困難である。つまり、マッハツェンダー干渉計フィルタを多段に組み合わせて合波器を構成する場合、マッハツェンダー干渉計の設計が煩雑という課題、及び製造時の製造誤差に対する許容が小さいという課題がある。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであって、設計が容易且つ製造誤差に対する許容が大きい波長合波器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る波長合波器は、波長の伝搬モードを変換して合波する方向性結合器を備えることで設計が煩雑で製造誤差許容の小さいマッハツェンダー干渉計を使用しないこととした。

具体的には、本発明に係る波長合波器は、平面型光回路の波長合波器であって、
複数の波長をそれぞれ異なる導波路に基本モードで入力する入力部と、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路のそれぞれの波長を基本モードのまま合波する方向性結合器と、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路の一方の波長を基本モードのまま他方の波長を高次モードに変換して合波する非対称方向性結合器と、
前記入力部に入力された前記複数の波長が前記方向性結合器及び前記非対称方向性結合器の少なくとも１つを経由して全て合波された合波波長のうち、高次モードの波長を基本モードに変換するモード変換器と、
前記モード変換器で変換され全て基本モードとなった前記合波波長を出力する出力部と、
を備える。

本発明に係る波長合波器は、マッハツェンダー干渉計ではなく、方向性結合器と非対称方向性結合器を備える。これらの方向性結合器は、マッハツェンダー干渉計ほど正確な設計を必要としない。近接した平行導波路の長さと各モードの実効屈折率の調整で波長合波が可能である。従って、本発明は、設計が容易且つ製造誤差に対する許容が大きい波長合波器を提供することができる。

本発明に係る波長合波器の前記非対称性方向結合器は、
前記２つの導波路のうち一方の基本モードにおける実効屈折率と前記２つの導波路のうち他方の高次モードの実効屈折率とが一致し、
前記２つの導波路が平行して近接する区間が前記２つの導波路のうち一方の基本モードのパワーが前記２つの導波路のうち他方の高次モードのパワーへ移行する長さであることを特徴とする。

本発明に係る波長合波器の前記モード変換器は、導波路幅が連続的に変化するテーパー部を有することを特徴とする。波長合波器の出力を基本モードとすることで、シングルモードファイバを伝送媒体とする規格の光ネットワークに対応することができる。例えば、前記モード変換器は、断熱条件を満たすテーパ型シリコンリブ導波路を有することができる。

ここで、本発明に係る波長合波器の前記入力部は、ＴＥ０の基本モードを前記導波路に入力し、
前記非対称方向性結合器は、前記他方の波長をＴＥ１の高次モードに変換し、
前記モード変換器は、ＴＥ１の高次モードをＴＭ０の基本モードに変換することを特徴とする。

４波長合波器の構成は、前記方向性結合器が１つ、前記非対称性方向結合器が２つ、及び前記モード変換器が１つであり、
前記入力部が前記導波路に入力する波長は周波数間隔ｆの４つの波長（λ０、λ１、λ２及びλ３）であり、
前記方向性結合器は、前記２つの導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ１とλ３）が入力され、波長（λ１とλ３）が合波するように前記２つの導波路が平行して近接する導波路間隔と区間が調整され、
第１の前記非対称性方向結合器は、前記２つの導波路の一方に前記入力部から波長λ２が入力され、前記２つの導波路の他方に前記方向性結合器で合波された波長（λ１とλ３）が入力され、波長λ２を高次モードに変換して波長（λ１とλ３）に合波し、
第２の前記非対称性方向結合器は、前記２つの導波路の一方に前記入力部から波長λ０が入力され、前記２つの導波路の他方に第１の前記非対称方向性結合器で合波された波長（λ１とλ２とλ３）が入力され、波長λ０を高次モードに変換して波長（λ１とλ２とλ３）に合波し、
前記モード変換器は、第２の前記非対称方向性結合器で合波された前記合波波長（λ０とλ１とλ２とλ３）のうち、高次モードである波長（λ０とλ２）を基本モードへ変換することを特徴とする。

４波長合波器の他の構成は、
周波数間隔ｆの４つの波長（短波長側からλ０、λ１、λ２及びλ３）が基本モードで入力される入力部と、
２ｆのＦＳＲ（Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）を持ち、互いの位相差が９０度である２つのマッハツェンダー干渉計フィルタと、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路の一方の波長を基本モードのまま他方の波長を高次モードに変換して合波する非対称方向性結合器と、
高次モードの波長を基本モードに変換するモード変換器と、
を備える波長合波器であって、
第１の前記マッハツェンダー干渉計フィルタは、２つの入力導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ１とλ３）が入力され、波長（λ１とλ３）を基本モードのまま合波し、
第２の前記マッハツェンダー干渉計フィルタは、２つの入力導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ０とλ２）が入力され、波長（λ０とλ２）を基本モードのまま合波し、
前記非対称性方向結合器は、前記２つの導波路の一方に第１の前記マッハツェンダー干渉計フィルタで合波された波長（λ１とλ３）が入力され、前記２つの導波路の他方に第２の前記マッハツェンダー干渉計フィルタで合波された波長（λ０とλ２）が入力され、波長（λ０とλ２）を高次モードに変換して波長（λ１とλ３）に合波し、
前記モード変換器は、前記非対称方向性結合器で合波された前記合波波長（λ０とλ１とλ２とλ３）のうち、高次モードである波長（λ０とλ２）を基本モードへ変換することを特徴とする。

本波長合波器は、２波をＴＥ波、もう２波をＴＭ波として合波し、波長依存性の小さい断熱モード変換器を用い、ＦＳＲが小さく製造トレランスの弱い上記マッハツェンダー干渉計フィルタ３を不要とすることで、製造トレランスを向上することができる。

例えば、本発明に係る波長合波器の前記導波路がシリコン細線導波路である。

なお、８波長合波器は、波長帯域が重複しない複数の波長がそれぞれに入力される複数の前記波長合波器と、それぞれの前記波長合波器が出力する前記合波波長をさらに合波する帯域合波器と、を備える構成とすればよい。

本発明は、設計が容易且つ製造誤差に対する許容が大きい波長合波器を提供することができる。

マッハツェンダー干渉計を説明する図である。 マッハツェンダー干渉計の透過スペクトルを説明する図である。 マッハツェンダー干渉計の透過スペクトルを説明する図である。 マッハツェンダー干渉計の透過スペクトルを説明する図である。 多段マッハツェンダー干渉計型波長合波器を説明する構造図である。 マッハツェンダー干渉計のピーク波長の導波路幅依存性を説明する図である。 マッハツェンダー干渉計のピーク波長の遅延量依存性を説明する図である。 本発明に係る波長合波器を説明する構造図である。 本発明に係る波長合波器の導波路断面を説明する図である。 本発明に係る波長合波器の導波路断面を説明する図である。 本発明に係る波長合波器の方向性結合器を説明する図である。 本発明に係る波長合波器の方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器の方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器を説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器を説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器の非対称方向性結合器の透過スペクトルを説明する図である。 本発明に係る波長合波器のモード変換器を説明する図である。 本発明に係る波長合波器のモード変換器において、シリコン細線リブ導波路の実効屈折率の導波路幅依存性を説明する図である。 本発明に係る波長合波器のモード変換器の断熱モード変換部のビーム伝搬シミュレーションの結果を説明する図である。 本発明に係る波長合波器を説明する構造図である。 本発明に係る波長合波器を説明する構造図である。 ８波の波長間隔を説明する図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

（実施形態１）
図８は、本実施形態の波長合波器３０１を説明する図である。波長合波器３０１は平面型光回路の波長合波器であって、
複数の波長をそれぞれ異なる導波路に基本モードで入力する入力部１０と、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路のそれぞれの波長を基本モードのまま合波する方向性結合器１１と、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路の一方の波長を基本モードのまま他方の波長を高次モードに変換して合波する非対称方向性結合器（１２、１３）と、
入力部１０に入力された前記複数の波長が方向性結合器１１及び非対称方向性結合器（１２、１３）の少なくとも１つを経由して全て合波された合波波長のうち、高次モードの波長を基本モードに変換するモード変換器１４と、
モード変換器１４で変換され全て基本モードとなった前記合波波長を出力する出力部１５と、
を備える。

波長合波器３０１は、例えば、１００ギガビットイーサネット（登録商標）用４波長合波器である。波長間隔が８００ＧＨｚである、λ０＝１２９５．５ｎｍ、λ１＝１３００．０ｎｍ、λ２＝１３０４．５ｎｍ、λ３＝１３０９ｎｍの光を１本の導波路に合波するものである。入力部１０の４本の入力導波路か４つの波長（λ０～λ３）が入力される。ここで、ＴＥ０は、導波路のＴＥ偏光に対する基本（０次）モードを示す。光通信の光源に用いられる半導体レーザの出力は、通常、このＴＥ０モードとなっている。

波長合波器３０１は、ＳＯＩ基板上に作成されたシリコン細線導波路を導波路として用いる。導波路の高さは２１０ｎｍとし、そのまわりを純粋石英がクラッドとして覆っている埋め込み型導波路である。図９（Ａ）は当該シリコン細線導波路の断面図、図９（Ｂ）はそのＴＥ０モードの界分布、図９（Ｃ）はその第１高次モードであるＴＥ１モードの界分布である。

波長合波器３０１の製造方法を説明する。所望のシリコン層の厚さを有するＳＯＩ基板に、フォトリソグラフィーにより、コア層をパターニングする。その後、ドライエッチングにより、シリコン層をエッチングし、シリコン細線導波路を形成する。その際、図２０で説明するシリコン細線リブ導波路を形成する場合、別途フォトリソグラフィーによりパターニングを行い、シリコン層の途中までエッチングし、リブ導波路を形成する。最後に、上部クラッドとなる純粋石英（ＳｉＯ_２）を堆積させ、図９（Ａ）に示すような断面構造をもつ導波路を形成する。図１０はシリコン細線リブ導波路の断面構造である。

波長合波器３０１の動作について説明する。まず、入力部１０から入力された波長λ１とλ３をフィルタ１１によって合波する。このフィルタ１１には、図１に示したようなマッハツェンダー型干渉計を用いてもよいが、波長合波器３０１では、図１１に示すような方向性結合器を用いる。方向性結合器は、図１１のように２本の導波路を近接させた結合部を持つ。この方向性結合器は、入力光波長に応じて結合部の長さＬｃを適当に設定することで波長の方路を切り替えることができ、図１１のように波長合分波器として用いることができる。

方向性結合器１１の場合、導波路１からλ３を入力し、導波路２からλ１の光を入力し、両方の光が導波路２から出射するようにＬｃを設定する。このとき、導波路１から導波路２へ出射する場合をクロスポート透過、同じ導波路から同じ導波路に出射する場合をバーポート透過と呼ぶことにする。方向性結合器１１は、その透過スペクトルが図１２のようになるようにＬｃが設計され、ＦＳＲが３２００ＧＨｚのフィルタとして機能させる。

図１３は、方向性結合器１１の透過スペクトルの計算値である。実線がバーポート透過、破線がクロスポート透過を示している。構造パラメータは、導波路１、２の導波路幅が３００ｎｍ、二つの導波路の間のギャップが２００ｎｍ、結合部の長さＬｃが２４０μｍである。方向性結合器１１は、図１２のように、ＦＳＲ＝１８ｎｍ（３２００ＧＨｚ）であり、λ１の光がバーポートに出力され、λ３の光がクロスポートに出力され、図１１に示した動作をすることがわかる。

次に、方向性結合器１１で合波されたλ１とλ３に、入力部１０に入力されたλ２を非対称方向性結合器１２によって合波する。図１４に非対称方向性結合器１２の構造図を示す。幅ｗ１のシリコン細線導波路１、幅ｗ２のシリコン細線導波路２からなり、導波路１からλ２の光を入射し、導波路２へと結合させる。非対称方向性結合器では、二つの導波路の幅が異なるため、同じモード同士では結合が生じないが、適切な設計によって、導波路１の基本モードと導波路２の第１高次モードであるＴＥ１モード（図９（Ｃ）に示す断面界分布）を結合させることができる。ここで適切な設計は、２つの導波路のうち一方の基本モードにおける実効屈折率と２つの導波路のうち他方の高次モードの実効屈折率とが一致し、２つの導波路が平行して近接する区間が２つの導波路のうち一方の基本モードのパワーが２つの導波路のうち他方の高次モードのパワーへ移行する長さであることとすればよい。

非対称方向性結合器１２は、導波路１から入射された波長λ２のＴＥ０モードを導波路２のＴＥ１モードへ結合し、導波路２に入射されたＴＥ０モードのλ１とλ３の光を導波路１へ結合せず、そのまま導波路２から出射する。このため、非対称方向性結合器１２でλ１、λ２、λ３の３波の光の合波が実現できる。なお、λ１とλ３の光は、導波路２にＴＥ０モードとして入射されるため、導波路１へは原理的に結合しない。

このとき、適切な設計においては、非対称方向性結合器１２の導波路１のＴＥ０モードから導波路２のＴＥ１モードへの透過スペクトルは広い帯域でほぼ１００％である（図１５）。つまり、非対称方向性結合器１２でλ１、λ２及びλ３を合波させるときには、絶対波長位置及びＦＳＲを考慮する必要がない。

図１６は、非対称方向性結合器１２の導波路１のＴＥ０モードから導波路２のＴＥ１モードへのクロスポート透過スペクトルを示す図である。構造パラメータは、ｗ１＝３００ｎｍ、ｗ２＝６２９ｎｍ、二つの導波路間のギャップ２００ｎｍである。所望の波長帯において、ほぼ１００％の透過率が得られているのがわかる。このようなフラットな波長特性を持つ素子は、導波路幅の製造誤差に対する許容が大きい。

つまり、λ１とλ３の光にλ２の光を合波する合波素子（非対称方向性結合器１２）は、図１のようなマッハツェンダー干渉計と比べて、ピーク波長の絶対位置を考慮する必要が無く、設計が容易化されるとともに、製造誤差に対する許容が大きいことがわかる。

続いて、対称方向性結合器１２で合波されたλ１、λ２及びλ３に、入力部１０に入力されたλ０を非対称方向性結合器１３によって合波する。図１７に非対称方向性結合器１３の構造図を示す。非対称方向性結合器１３も、結合部の長さＬｃを適切に設計することにより、方向性結合器１１のようなあるＦＳＲをもったフィルタ特性をもたせることができる。

非対称方向性結合器１３の場合、導波路１からλ０を入力し、導波路２からλ１、λ２、及びλ３の光を入力し、４つの光、全てが導波路２から出射するようにする。ここで、λ１とλ３の光は、ＴＥ０モードで伝搬してきているので、非対称方向性結合器１３で導波路１へ結合せず、そのまま導波路２から出射される。λ２の光は、導波路１から出射されないよう、図１７に示すように、λ２の光はＴＥ１モードとして導波路２に入射され、導波路２からＴＥ１モードのまま出射される。そして、λ０の光は導波路１からＴＥ０モードとして入射され、導波路２からＴＥ１モードとして出射される。このように、非対称方向性結合器１３を動作させるために、導波路２から光を入射した場合のバーポート透過スペクトルを図１８のように設計し、ＦＳＲが３２００ＧＨｚのフィルタとして機能させる。

図１９は、非対称方向性結合器１３の透過スペクトルの計算値である。実線がバーポート透過、破線がクロスポート透過を示している。構造パラメータは、ｗ１＝３００ｎｍ、ｗ２＝６２９ｎｍ、二つの導波路の間のギャップが２００ｎｍ、結合部の長さＬｃ＝２７５μｍである。非対称方向性結合器１３は、図１８のように、ＦＳＲ＝１８ｎｍ（３２００ＧＨｚ）であり、λ２の光がバーポートに出力され、λ０の光がクロスポートに出力され、図１７に示した動作をすることがわかる。

非対称方向性結合器１３で、λ０、λ１、λ２、及びλ３の４つの光が１本の導波路に合波されたが、λ０とλ２の光はＴＥ１モードとして合波されている。１００ギガビットイーサネット（登録商標）の規格の一つである１００ＧＢＡＳＥ－ＬＲ４においては、伝送媒体はシングルモードファイバであり、ＴＥ１モードはシングルモードファイバ内を安定に伝搬しない。従って、λ０とλ２の光については、ＴＥ１モードから基本モードに変換する必要がある。

波長合波器３０１は、モード変換部１４で、λ０とλ２の光をＴＥ１モードからＴＭ０モードへと変換する。図２０にモード変換部１４の構造図を示す。モード変換部１４は、入力シリコン細線導波路２１、出力シリコン細線導波路２２、テーパ部２３、及びリブ導波路２４を備える。Ｐ－Ｐ’の断面が図１０である。すなわち、リブ導波路２４は図１０の厚みｔの部分であり、入力シリコン細線導波路２１又はテーパ部２３が厚みｈの部分である。

リブ導波路２４は、細線リブ変換テーパ部２５、断熱モード変換部２６、及び幅広のシリコンリブ導波路２７を有する。リブ導波路２４への光の入力はシリコン細線導波路２１であり、細線リブ変換テーパ部２５を介して幅広のシリコンリブ導波路２７へと接続される。そこから、断熱モード変換部２６で幅広のシリコンリブ導波路２７の導波路幅を断熱的に幅を狭めていく。光がリブ導波路２４を通過することで、ＴＥ０モードは変換されず、ＴＥ１モードはＴＭ０モードへと変換される。最後に、リブ導波路２４を経由した光は出力シリコン細線導波路２２に出力される。

モード変換器１４のモード変換の原理を説明する。図２１は、リブ導波路２４におけるＴＥ０モード（実線）、ＴＭ０モード（破線）、及びＴＥ１モード（一点鎖線）の実効屈折率の導波路幅依存性を説明する図である。本説明では、ｈ＝１４０ｎｍ、ｔ＝７０ｎｍとしている。図２１より、導波路幅が０．６μｍ付近でＴＥ１モードとＴＭ０モードが結合し、モードの反交差が生じているのがわかる。

ここで、一点鎖線に着目すると、導波路幅が０．６μｍより大きいところでは、ＴＥ１ライクなモード、０．６μｍより小さいところではＴＭ０ライクなモードとなっている。例えば、導波路幅０．８μｍのリブ導波路にＴＥ１モードを入力し、その導波路幅を断熱的に小さくしていくと、０．６μｍ付近を境にモード変換が生じ、例えば導波路幅０．４μｍまで減少させると、出力はＴＭ０モードとなる。この断熱的モード変換は、その原理から、波長にはほとんど依存せず、また、導波路パラメータの製造誤差にもほとんど影響されない。

図２２は、ビーム伝搬シミュレーションによって算出した、断熱モード変換部２６の磁界分布を説明する図である。ここに、断熱モード変換部２６について入力側（入力シリコン細線導波路２１側）のリブ導波路幅を８００ｎｍ、出力側（出力シリコン細線導波路２２側）のリブ導波路幅を４００ｎｍ、長さＬｃｏｎｖを１００ｕｍとした。Ｈｙ成分を主成分として持つ、導波路のｘ方向に山２つのＴＥ１モードは断熱変換により、Ｈｘを主成分として持つ、導波路のｘ方向に山一つのＴＭ０モードへと変換されていることがわかる。なお、磁界が他より強い部分を「山」と呼んでいる。また、ｘ方向とは図１０及び図２０に記載されるｘ方向である。

なお、リブ導波路２４へＴＥ０モードが入力された場合には、図２１から明らかなように、他のモードとの混合は生じていないので、ＴＥ０モードのまま出射される。言い換えれば、ＴＥ０モードはリブ導波路２４でまったく影響を受けない。

つまり、非対称方向性結合器１３で合波された４つの光に関して、λ１とλ３の光はＴＥ０モードとしてモード変換器１４に入射されるのでＴＥ０モードのまま出射され、λ０とλ２の光はＴＥ１モードとしてモード変換器１４に入射されるのでＴＭ０モードへ変換されて出射される。

以上の説明のように、波長合波器３０１は、４つの基本モードの光（λ０（ＴE０）、λ１（ＴＥ０）、λ２（ＴE０）、λ３（ＴＥ０））のうち２波（λ０とλ２）を高次モードへ変換して他の基本モードの２波に合波し、高次モードの２波を再び基本モード（ＴＭモード）へ変換することで、λ０（ＴＭ０）、λ１（ＴＥ０）、λ２（ＴＭ０）、λ３（ＴＥ０）の合波光を出力する。

より詳細には、波長合波器３０１は、方向性結合器１１が１つ、非対称性方向結合器（１２、１３）が２つ、及びモード変換器１４が１つであり、
入力部１０が導波路に入力する波長は周波数間隔ｆの４つの波長（λ０、λ１、λ２及びλ３）であり、
方向性結合器１１は、２つの導波路のそれぞれに入力部１０から波長（λ１とλ３）が入力され、波長（λ１とλ３）が合波するように２つの導波路が平行して近接する導波路間隔と区間が調整され、
非対称性方向結合器１２は、２つの導波路の一方に入力部１０から波長λ２が入力され、２つの導波路の他方に方向性結合器１１で合波された波長（λ１とλ３）が入力され、波長λ２を高次モードに変換して波長（λ１とλ３）に合波し、
非対称性方向結合器１３は、２つの導波路の一方に入力部１０から波長λ０が入力され、２つの導波路の他方に非対称方向性結合器１２で合波された波長（λ１とλ２とλ３）が入力され、波長λ０を高次モードに変換して波長（λ１とλ２とλ３）に合波し、
モード変換器１４は、非対称方向性結合器１３で合波された合波波長（λ０とλ１とλ２とλ３）のうち、高次モードである波長（λ０とλ２）を基本モードへ変換することを特徴とする。
ここで、入力部１０は、ＴＥ０の基本モードを導波路に入力し、非対称方向性結合器（１２、１３）は、波長λ０とλ２をＴＥ１の高次モードに変換し、モード変換器１４は、ＴＥ１の高次モードをＴＭ０の基本モードに変換する。

（効果）
波長合波器３０１は、図５の多段型マッハツェンダー合波器に比べ、以下の利点を有する。まず、構成から明らかなように、波長合波器３０１は、多段型マッハツェンダー合波器で必要であった、１６００ＧＨｚのＦＳＲをもつマッハツェンダー干渉計３を不要とする。多段型マッハツェンダー合波器では、図４で詳説したように、このマッハツェンダー干渉計３がもっとも製造誤差許容が小さい部分であり、波長合波器の製造を困難とする主原因であった。

一方、波長合波器３０１は、ＦＳＲ＝１６００ＧＨｚのフィルタの代替として、非対称方向性結合器と断熱モード変換部を備える。この二つの素子は、上で説明したように、波長依存性が小さいため製造誤差許容が大きく、ピーク波長の絶対位置などを考慮して設計する必要もない。よって、波長合波器３０１は、波長合波器の設計と製造を容易にする。

また、ＦＳＲ＝３２００ＧＨｚの二つのフィルタに関しても、多段型マッハツェンダー合波器では図２～図４で説明したように、二つのフィルタの位相差が９０度になるように正確に設定する必要があり、そのために遅延回路の長さを１００ｎｍ単位で制御する必要があった（図７）。しかし、波長合波器３０１は、制御困難な遅延回路を備えておらず、二つのフィルタ（非対称方向性結合器）がそれぞれ適切に設計されていればよく、設計や製造が容易である。

波長合波器３０１は、λ１とλ３の光を方向性結合器１１、λ０とλ２の光を非対称方向性結合器１３で合波するように設計しているが、λ０とλ２の光を方向性結合器１１、λ１とλ３の光を非対称方向性結合器１３で合波するように設計してもよい。
また、波長合波器３０１では、シリコン細線導波路を導波構造として用いている例を説明したが、他の材料や導波路でも構わない。そして、波長合波器３０１では、１００ギガビットーサネット（登録商標）への応用を想定し、１．３ミクロン帯の４波を合波する例を説明したが、他の波長帯でもかまわない。その場合、方向性結合器の結合部の長さＬｃと非対称方向性結合器の結合部の長さＬｃとを波長帯に合わせる。
なお、本実施形態では、波長合波器の部分のみを説明したが、実際には、この波長合波器が形成された平面型光回路に光源が搭載される場合がある。

（実施形態２）
本実施形態では、実施形態１の波長合波器３０１と構造が異なる波長合波器３０２を説明する。図２３は、１００ギガビットイーサネット（登録商標）用４波長合波器である波長合波器３０２の模式図である。波長合波器３０２は、周波数間隔ｆの４つの波長（短波長側からλ０、λ１、λ２及びλ３）が基本モードで入力される入力部１０と、
２ｆのＦＳＲ（Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）を持ち、互いの位相差が９０度である２つのマッハツェンダー干渉計フィルタ（１、２）と、
２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路の一方の波長を基本モードのまま他方の波長を高次モードに変換して合波する非対称方向性結合器１２と、
高次モードの波長を基本モードに変換するモード変換器１４と、
を備える波長合波器であって、
マッハツェンダー干渉計フィルタ１は、２つの入力導波路のそれぞれに入力部１０から波長（λ１とλ３）が入力され、波長（λ１とλ３）を基本モードのまま合波し、
マッハツェンダー干渉計フィルタ２は、２つの入力導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ０とλ２）が入力され、波長（λ０とλ２）を基本モードのまま合波し、
非対称性方向結合器１２は、前記２つの導波路の一方にマッハツェンダー干渉計フィルタ１で合波された波長（λ１とλ３）が入力され、前記２つの導波路の他方にマッハツェンダー干渉計フィルタ２で合波された波長（λ０とλ２）が入力され、波長（λ０とλ２）を高次モードに変換して波長（λ１とλ３）に合波し、
モード変換器１４は、非対称方向性結合器１２で合波された前記合波波長（λ０とλ１とλ２とλ３）のうち、高次モードである波長（λ０とλ２）を基本モードへ変換することを特徴とする。

波長合波器３０２は、図５で説明した２段型マッハツェンダー干渉計合波器と同様に、互いの位相が９０度異なる、ＦＳＲが３２００ＧＨｚのマッハツェンダー干渉計フィルタ１とマッハツェンダー干渉計フィルタ２を備える。波長合波器３０２は、λ１とλ３の光をマッハツェンダー干渉計フィルタ１で、λ０とλ２の光をマッハツェンダー干渉計フィルタ２で、それぞれＴＥ光として合波する。その後、波長合波器３０２は、非対称方向性結合器１２で、λ０とλ２の合波光をＴＥ１モードとしてλ１とλ３の合波光に合波する。実施形態１で詳説したように、非対称方向性結合器１２の特性は波長依存性が小さく、ピーク波長の絶対位置を調整する必要がない。最後に、波長合波器３０２は、断熱モード変換部１４で、λ０とλ２の光をＴＥ１モードからＴＭ０モードへと変換し、λ０からλ３の４波を合波する。

つまり、波長合波器３０２は、図３のＦＳＲが１６００ＧＨｚのマッハツェンダー干渉計フィルタ３を、設計が容易で製造誤差に対する許容が大きい非対称方向性結合器１２と断熱モード変換部１４の組み合わせに置き換えている。このため、波長合波器３０２は、製造誤差許容が大きく、ピーク波長の絶対位置などを考慮して設計する必要もない。よって、波長合波器３０２は、波長合波器の設計と製造を容易にする。

（実施形態３）
図２４は、本実施形態の波長合分波器３０３を説明する図である。波長合分波器３０３は、波長帯域が重複しない複数の波長がそれぞれに入力される実施形態１や２で説明した２つの波長合波器（３０１又は３０２）と、それぞれの波長合波器が出力する合波波長をさらに合波する帯域合波器３５と、を備える。

波長合分波器３０３は、例えば、４００ギガビットイーサネット（登録商標）用８波長合波器である。４００ギガビットイーサネット（登録商標）は、図２５に示すように、１００ギガビットイーサネット（登録商標）で用いる８００ＧＨｚ間隔の４波長（λ０～λ３）に、λ０より４０００ＧＨｚ短波長側の光から８００ＧＨｚ間隔の４波（λ４～λ７）を加える、８波のＷＤＭ方式が検討されている。この場合、λ０とλ７の間には１波長分の間隔が空くことになる。

まず、λ０～λ３の４つの光を合波する波長合合波器は、実施形態１又は２で説明した波長合波器３０１又は３０２をそのまま用いることができる。また、λ４～λ７の光を合波する波長合合波器についても、波長合波器３０１又は３０２と同じ構成を採用できるが、波長に応じて結合部Ｌｃを設定する必要がある。帯域合波部３５は、例えば、λ０より長波長側の光を透過させ、λ０より短波長側の光を反射させるようなエッジフィルタである。２つの波長合波器（３０１又は３０２）から出射された合成光は、帯域合波部３５で合波される。

（効果）
以上より、本発明は、設計が容易且つ製造誤差に対する許容が大きい波長合波器を提供することができる。

本発明に係る波長合波器は、実施形態で説明した４波長合波器に限らず、３波波長合波器や５波以上の多波長合波器に適用することができる。

１０：入力部
１１、１１－１、１１－２：方向性結合器
１２、１３：非対称方向性結合器
１４：モード変換器
１５：出力部
２１：入力シリコン細線導波路
２２：出力シリコン細線導波路
２３：テーパ部
２４：リブ導波路
２５：細線リブ変換テーパ部
２６：断熱モード変換部
２７：幅広のシリコンリブ導波路
３５：帯域合波器（エッジフィルタ）
３０１、３０２、３０３：波長合波器

Claims (7)

1. 平面型光回路の波長合波器であって、
   周波数間隔ｆの４つの波長（短波長側からλ０、λ１、λ２及びλ３）をそれぞれ異なる導波路に基本モードで入力する入力部と、
   前記入力部においてλ１が入力された第１の導波路、及び前記入力部においてλ３が入力された第２の導波路が平行して近接し、クロスポートにおいてλ１を遮断しかつλ３を透過する結合長を有し、前記第１の導波路のλ１に前記第２の導波路のλ３を合波する方向性結合器と、
   前記方向性結合器でλ１及びλ３が合波された第１の導波路、及び前記入力部においてλ２が入力された第３の導波路が平行して近接し、前記第３の導波路は、波長λ０、λ１、λ２及びλ３における基本モードが前記第１の導波路の高次のＴＥモードに結合するように、前記第１の導波路とは異なる導波路幅と、前記第１の導波路と平行して近接する区間を有し、前記第１の導波路のλ１及びλ３に前記第３の導波路のλ２を合波する第１の非対称方向性結合器と、
   前記第１の非対称方向性結合器でλ１、λ２及びλ３が合波された第１の導波路、及び前記入力部においてλ０が入力された第４の導波路が平行して近接し、前記第４の導波路は、波長λ０における基本モードが前記第１の導波路の高次のＴＥモードに結合するように、前記第１の導波路とは異なる導波路幅と、前記第１の導波路と平行して近接する区間を有し、クロスポートにおいてλ２を遮断する結合長を有し、前記第１の導波路のλ１、λ２及びλ３に前記第４の導波路のλ０を合波する第２の非対称方向性結合器と、
   前記第２の非対称方向性結合器でλ０、λ１、λ２及びλ３が合波された第１の導波路と接続され、高次のＴＥモードを基本モードに変換するモード変換器と、
   前記モード変換器で変換され全て基本モードとなった合波光を出力する出力部と、
   を備える波長合波器。
2. 平面型光回路の波長合波器であって、
   周波数間隔ｆの４つの波長（短波長側からλ０、λ１、λ２及びλ３）をそれぞれ異なる導波路に基本モードで入力する入力部と、
   前記入力部においてλ２が入力された第１の導波路、及び前記入力部においてλ０が入力された第２の導波路が平行して近接し、クロスポートにおいてλ２を遮断しかつλ０を透過する結合長を有し、前記第１の導波路のλ２に前記第２の導波路のλ０を合波する方向性結合器と、
   前記方向性結合器でλ０及びλ２が合波された第１の導波路、及び前記入力部においてλ１が入力された第３の導波路が平行して近接し、前記第３の導波路は、波長λ０、λ１、λ２及びλ３における基本モードが前記第１の導波路の高次のＴＥモードに結合するように、前記第１の導波路とは異なる導波路幅と、前記第１の導波路と平行して近接する区間を有し、前記第１の導波路のλ０及びλ２に前記第３の導波路のλ１を合波する第１の非対称方向性結合器と、
   前記第１の非対称方向性結合器でλ０、λ１及びλ２が合波された第１の導波路、及び前記入力部においてλ３が入力された第４の導波路が平行して近接し、前記第４の導波路は、波長λ３における基本モードが前記第１の導波路の高次のＴＥモードに結合するように、前記第１の導波路とは異なる導波路幅と、前記第１の導波路と平行して近接する区間を有し、クロスポートにおいてλ１を遮断する結合長を有し、前記第１の導波路のλ０、λ１及びλ２に前記第４の導波路のλ３を合波する第２の非対称方向性結合器と、
   前記第２の非対称方向性結合器でλ０、λ１、λ２及びλ３が合波された第１の導波路と接続され、高次のＴＥモードを基本モードに変換するモード変換器と、
   前記モード変換器で変換され全て基本モードとなった合波光を出力する出力部と、
   を備える波長合波器。
3. 周波数間隔ｆの４つの波長（短波長側からλ０、λ１、λ２及びλ３）が基本モードで入力される入力部と、 ２ｆのＦＳＲ（Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ）を持ち、互いの位相差が９０度である２つのマッハツェンダー干渉計フィルタと、 ２つの導波路が平行して近接し、前記２つの導波路の一方の波長を基本モードのまま他方の波長を高次モードに変換して合波する非対称方向性結合器と、 高次モードの波長を基本モードに変換するモード変換器と、を備える波長合波器であって、 第１の前記マッハツェンダー干渉計フィルタは、２つの入力導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ１とλ３）が入力され、波長（λ１とλ３）を基本モードのまま合波し、 第２の前記マッハツェンダー干渉計フィルタは、２つの入力導波路のそれぞれに前記入力部から波長（λ０とλ２）が入力され、波長（λ０とλ２）を基本モードのまま合波し、 前記非対称方向性結合器は、前記２つの導波路の一方に第１の前記マッハツェンダー干渉計フィルタで合波された波長（λ１とλ３）が入力され、前記２つの導波路の他方に第２の前記マッハツェンダー干渉計フィルタで合波された波長（λ０とλ２）が入力され、 前記２つの導波路のうちの他方の導波路は、波長λ０、λ１、λ２及びλ３における基本モードが、前記２つの導波路のうちの一方の導波路の高次のＴＥモードに結合するように、前記２つの導波路のうちの一方の導波路とは異なる導波路幅と、前記２つの導波路のうちの一方の導波路と平行して近接する区間を有し、 前記モード変換器は、高次のＴＥモードを基本モードに変換することを特徴とする、 波長合波器。
4. 前記モード変換器は、
   導波路幅が連続的に変化するテーパ部を有することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の波長合波器。
5. 前記モード変換器は、断熱条件を満たすテーパ型シリコンリブ導波路を有することを特徴とする請求項４に記載の波長合波器。
6. 前記導波路がシリコン細線導波路であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の波長合波器。
7. 周波数間隔ｆの前記４つの波長がそれぞれに入力される請求項１から６のいずれかに記載の複数の波長合波器と、
   それぞれの前記波長合波器が出力する合波光をさらに合波する帯域合波器と、
   を備える波長合波器。

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