JP6988517B2

JP6988517B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6988517B2
Application number: JP2018010495A
Authority: JP
Inventors: 裕樹三宅
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2018-01-25
Filing date: 2018-01-25
Publication date: 2022-01-05
Anticipated expiration: 2038-01-25
Also published as: EP3518400A1; BR102019001416A2; KR20190090697A; US20190229644A1; JP2019129629A; CN110086358A; US10439515B2; RU2701158C1

Description

本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータといった、電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置は、電源と負荷との間を一つ又は複数のスイッチング素子を介して接続し、各々のスイッチング素子を例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することによって、電源と負荷との間で電力変換を行っている。

例えば特許文献１に、インバータが開示されている。このインバータでは、並列に接続された二つのスイッチング素子が採用されており、これらのスイッチング素子に流れる電流に応じて、二つのスイッチング素子の一方を優先的に動作させている。一方のスイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、他方のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。そして、ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体材料については、炭化シリコン（ＳｉＣ）を採用することが提案されている。

特開２０１４−２７８１６号公報

炭化シリコンは、シリコンよりもバンドギャップが広く、このような半導体材料は、ワイドバンドギャップ半導体と称される。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンよりも性能面で優れているものの、比較的に高価であるという問題がある。そのことから、特許文献１に記載のインバータでは、二つのスイッチング素子の一方のみに、ワイドバンドギャップ半導体が採用されている。このような構成は、電力変換装置の性能向上とコスト削減を両立し得るものであるが、依然として改善の余地がある。

従って、本明細書は、電力変換装置の性能向上と製造コストの削減を両立し得る新たな技術を提供する。

本明細書が開示する技術は、電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置に具現化される。この電力変換装置は、電源から負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、第１半導体材料を用いて構成された第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子と並列に接続されているとともに、第１半導体材料よりもバンドギャップの狭い第２半導体材料を用いて構成された第２スイッチング素子とを備える。電力変換装置はさらに、電流指令値に応じて第１スイッチング素子を断続的にターンオンする第１スイッチング制御と、電流指令値に応じて第２スイッチング素子を断続的にターンオンする第２スイッチング制御とを、選択的に実行する制御装置とを備える。第１スイッチング素子のサイズは、第２スイッチング素子のサイズよりも小さい。そして、制御装置は、電流指令値が第１閾値よりも小さいときは第１スイッチング制御を選択し、電流指令値が第２閾値よりも大きいときは第２スイッチング制御を選択する。

上記した電力変換装置では、第１スイッチング素子のサイズを、第２半導体素子のサイズよりも小さくした上で、第１スイッチング素子にバンドギャップの広い半導体材料（以下、ワイドバンドギャップ半導体と称する）を採用している。一般に、スイッチング素子の製造コストは、そのサイズに比例して増大するとともに、その傾向は、ワイドバンドギャップ半導体を採用したスイッチング素子において顕著となる。そのことから、ワイドバンドギャップ半導体を採用する第１スイッチング素子については、そのサイズを小さくすることによって、電力変換装置の製造コストを有意に削減することができる。

その一方で、第１スイッチング素子のサイズを小さくすると、第１スイッチング素子の定格電流も低下する。そこで、上記した電力変換装置では、電流指令値に応じて、第１スイッチング素子を動作させる第１スイッチング制御と、第２スイッチング素子を動作させる第２スイッチング制御とを、選択的に実行する。これにより、電流指令値が比較的に小さいときに限って、第１スイッチング素子を動作させることで、第１スイッチング素子に過大な電流が流れることが抑制される。通常、電力変換装置が大きな電流指令値で動作する期間は短く、第２スイッチング制御よりも、第１スイッチング制御が選択されることの方が多い。そのことから、電流指令値が比較的に小さいときに限って、第１スイッチング素子を動作させた場合でも、第１スイッチング素子の使用頻度は比較的に高くなり、ワイドバンドギャップ半導体を採用したことのメリットを十分に得ることができる。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータといった電力変換装置では、実際に流れる電流（いわゆる瞬時電流）が、スイッチング制御の一周期（例えば、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数の一周期）の間に大きく変動する。このような状況下において、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、電力変換装置に流れる瞬時電流に基づいて行われると、スイッチング制御の切り替えが頻発するおそれがある。この場合、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の総スイッチング回数が増大して、それらのスイッチングに伴うエネルギー損失が問題となる。また、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の温度が変動する回数も多くなることから、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の熱履歴に起因する疲労も大きくなる。そこで、本実施例の電力変換装置では、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、瞬時電流ではなく、電流指令値（例えば、インバータであれば実効電流の目標値であり、ＤＣ−ＤＣコンバータであれば平均電流の目標値）に基づいて行われる。これにより、スイッチング制御の過剰な切り替えが回避されて、スイッチングに伴うエネルギー損失が抑制される。

電力変換装置１０の構成を示すブロック図。電力変換装置１０の回路構造の一例を示す回路図。制御装置１６の構成の一例を示すブロック図。選択信号ＳＳ１／ＳＳ２と、電流指令値の第１閾値Ｃ１及び第２閾値Ｃ２との関係を示すグラフ。スイッチング素子２２、２４のサイズと熱時定数との関係を例示するグラフ。スイッチング素子２２、２４の電流と電圧降下（オン電圧）との関係を例示するグラフ。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の瞬時電流を模式的に示すグラフ。インバータ１４の瞬時電流を模式的に示すグラフ。モータ４の回転速度、電流指令値及びキャリア周波数の関係の一例を示すマップ。モータ４の回転速度、電流指令値及びキャリア周波数の関係の他の一例を示すマップ。モータの回転速度、電流指令値及び選択されるスイッチング制御の関係の一例を示すマップ。モータの回転速度、電流指令値及び選択されるスイッチング制御の関係の他の一例を示すマップ。

本技術の一実施形態では、制御装置が、第１スイッチング制御又は第２スイッチング制御の選択を、スイッチング制御の一又は複数の周期単位で実行するとよい。このような構成によると、スイッチング制御の一周期の途中で、ターンオンするスイッチング素子が切り替えられることを禁止することができる。これにより、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の総スイッチング回数の増大が回避されるので、それらのスイッチングに伴うエネルギー損失を抑制することができる。また、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の温度変動が抑制されることから、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の熱履歴に起因する疲労も低減される。

本技術の一実施形態では、前記した第１閾値と前記した第２閾値とが、同一の値であってもよい。あるいは、他の一実施形態として、第２閾値が第１閾値より大きくてもよい。この場合、制御装置は、第１スイッチング制御を実行しているときは、電流指令値が第２閾値を上回ったときに第２スイッチング制御へ移行するとよい。また、制御装置は、第２スイッチング制御を実行しているときは、電流指令値が第１閾値を下回ったときに第１スイッチング制御へ移行するとよい。このように、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の切り替えに、いわゆるヒステリシスを設けてもよい。

本技術の一実施形態では、制御装置が、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との少なくとも一方の温度に応じて、第１閾値と第２閾値の少なくとも一方を変更してもよい。このような構成によると、第１スイッチング素子や第２スイッチング素子の過熱を防止しながら、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の切り替えを適切に行うことができる。

本技術の一実施形態として、第１スイッチング制御では、第１スイッチング素子が第１キャリア周波数でＰＷＭ制御され、第２スイッチング制御では、第２スイッチング素子が第２キャリア周波数でＰＷＭ制御されてもよい。但し、他の実施形態として、第１スイッチング制御では、第１スイッチング素子がＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御されてもよく、第２スイッチング制御では、第２スイッチング素子がＰＦＭ制御されてもよい。

上記した実施形態では、第１スイッチング制御における第１キャリア周波数と、第２スイッチング制御における第２キャリア周波数とが、同一の値であってもよい。このような構成によると、制御装置による制御構造を比較的に簡素なものとすることができる。但し、他の一実施形態として、第１キャリア周波数と第２キャリア周波数とが互いに異なる値であってもよい。また、第１キャリア周波数と第２キャリア周波数の少なくとも一方は、各種の指標に応じて変更されてもよい。

本技術の一実施形態では、電力変換装置が、交流電力を出力するインバータを含んでもよい。この場合、制御装置は、交流電力の出力周波数に応じて、第１キャリア周波数と第２キャリア周波数との少なくとも一方を変更してもよい。このような構成によると、交流電力の出力周波数が比較的に低いときには、第１キャリア周波数又は第２キャリア周波数を低くすることによって、スイッチング損失を抑制することができる。それに対して、交流電力の出力周波数が比較的に高いときには、第１キャリア周波数又は第２キャリア周波数を高くすることによって、平滑な波形を有する交流電力を出力することができる。

本技術の一実施形態では、電力変換装置が、交流電力を出力するインバータであってもよい。この場合、制御装置は、交流電力の出力周波数が所定の下限値未満のときは、電流指令値が第１閾値より小さいときでも、第２スイッチング制御を選択するとよい。交流電力の出力周波数が小さいときは、スイッチング素子に流れる電流も緩やかに変化するので、スイッチング素子の温度が大きく変動しやすい。この場合、電流指令値（即ち、電流の実効値）が比較的に小さくても、スイッチング素子の温度が高温に達することがある。そのことから、交流電力の出力周波数が比較的に小さいときは、電流指令値にかかわらず、第２スイッチング制御を選択することによって、サイズの小さい第１スイッチング素子の動作を禁止してもよい。

図面を参照して、実施例の電力変換装置１０について説明する。本実施例の電力変換装置１０は、一例ではあるが、ハイブリッド車、燃料電池車又は電気自動車といった自動車に搭載され、バッテリ２と車輪を駆動するモータ４との間で電力変換を行う。但し、本実施例で開示される技術は、自動車に搭載される電力変換装置１０だけでなく、様々な用途の電力変換装置にも採用することができる。

モータ４は、電動機として機能することもあり、また、発電機として機能することもある。モータ４が電動機として機能するときは、バッテリ２から電力変換装置１０を通じてモータ４へ電力が供給される。この場合は、バッテリ２が電源となり、モータ４が負荷となる。一方、モータ４が電動機として機能するときは、モータ４から電力変換装置１０を通じてバッテリ２へ電力が供給される。この場合は、モータ４が電源となり、バッテリ２が負荷となる。

図１に示すように、電力変換装置１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置１６とを備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、バッテリ２とインバータ１４との間に設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、バッテリ２とインバータ１４との間において、直流電力の昇圧及び降圧を行うことができる。インバータ１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２とモータ４との間に設けられている。インバータ１４は、三相のインバータであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２とモータ４との間において、直流電力から三相交流電力への変換、及びその逆の変換を行うことができる。

例えば、モータ４が電動機として機能する場合、バッテリ２から供給される直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において昇圧され、さらにインバータ１４において三相交流電力に変換された後に、モータ４へ供給される。これにより、バッテリ２から供給される直流電力によって、三相交流型のモータ４が駆動される。一方、モータ４が発電機として機能する場合、モータ４から供給される三相交流電力は、インバータ１４において直流電力に変換され、さらにＤＣ−ＤＣコンバータ１２において降圧された後に、バッテリ２へ供給される。これにより、モータ４によって発電した電力が、バッテリ２に充電される。

図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の回路構造の一例を示す。図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４は、複数のスイッチング回路２０を用いて構成されている。各々のスイッチング回路２０は、バッテリ２とモータ４との間の電力供給経路上に設けられており、その動作は制御装置１６によって制御される。各々のスイッチング回路２０は、第１スイッチング素子２２と、第２スイッチング素子２４と、ダイオード２６とを備える。スイッチング回路２０の構成については、後段において詳細に説明する。

スイッチング回路２０の構成を除き、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の他の構成については、公知のＤＣ−ＤＣコンバータやインバータと共通する。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、二つのスイッチング回路２０とインダクタ３０と平滑コンデンサ３２とを有する。一方のスイッチング回路２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の上アーム１２ａに設けられており、他方のスイッチング回路２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の下アーム１２ｂに設けられている。インバータ１４については、六つのスイッチング回路２０を有している。各々のスイッチング回路２０は、Ｕ相の上アーム１４ａ、Ｕ相の下アーム１４ｂ、Ｖ相の上アーム１４ｃ、Ｖ相の下アーム１４ｄ、Ｗ相の上アーム１４ｅ及びＷ相の下アーム１４ｆにそれぞれ設けられている。ここで説明するＤＣ−ＤＣコンバータ１２及びインバータ１４の構成は一例であり、適宜変更することができる。なお、他の実施形態として、電力変換装置１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のみを有してもよいし、インバータ１４のみを有してもよい。また、電力変換装置１０は、昇圧型（又は降圧型）のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよく、この場合、一つのスイッチング回路２０のみを備えればよい。

前述したように、各々のスイッチング回路２０は、第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４とを備える。第１スイッチング素子２２は、炭化シリコン（ＳｉＣ）を用いて構成されたＭＯＳＦＥＴであり、第２スイッチング素子２４は、シリコン（Ｓｉ）を用いて構成されたＩＧＢＴである。炭化シリコンは、シリコンよりも広いバンドギャップを有しており、ワイドバンドギャップ半導体と称される。なお、炭化シリコンは、本技術における第１半導体材料の一例であり、シリコンは、本技術における第２半導体材料の一例である。第１スイッチング素子２２に採用される第１半導体材料は、炭化シリコンに限定されず、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ_２Ｏ_３）又はダイヤモンドといった他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。また、第２スイッチング素子２４に採用される第２半導体材料は、炭化シリコンに限定されない。第１スイッチング素子２２に採用される第１半導体材料が、第２スイッチング素子２４に採用される第２半導体材料よりも、広いバンドギャップを有すればよい。また、第１スイッチング素子２２は、必ずしもＭＯＳＦＥＴに限定されず、第２スイッチング素子２４は、必ずしもＩＧＢＴに限定されない。

図３に示すように、第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４は、制御装置１６に接続されており、それぞれ制御装置１６によって制御される。制御装置１６は、例えば自動車の電子制御ユニットから入力される電流指令値に応じて、第１スイッチング素子２２をＰＷＭ制御する第１スイッチング制御と、第２スイッチング素子２４をＰＷＭ制御する第２スイッチング制御とを、選択的に実行することができる。ここでいう電流指令値には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する電流指令値と、インバータ１４に対する電流指令値が含まれる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する電流指令値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が出力すべき直流電力の平均電流である。インバータ１４に対する電流指令値は、インバータ１４が出力すべき交流電力の実効電流である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に設けられた二つのスイッチング回路２０の第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に対する電流指令値に応じて制御される。一方、インバータ１４に設けられた六つのスイッチング回路２０の第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４は、インバータ１４に対する電流指令値に応じて制御される。

一例ではあるが、本実施例における制御装置１６は、プロセッサ３４とゲート駆動回路３６とを有する。プロセッサ３４には、電流指令値が入力される。プロセッサ３４は、入力された電流指令値に応じて、ゲート駆動信号ＧＳと、選択信号ＳＳ１又はＳＳ２とを、ゲート駆動回路３６へ出力する。ゲート駆動回路３６は、ゲート駆動信号ＧＳと、選択信号ＳＳ１又はＳＳ２とに応じて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との一方を実行する。例えば、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ１を出力しているとき、ゲート駆動回路３６は、ゲート駆動信号ＧＳに基づいて第１スイッチング素子２２をＰＷＭ制御する。一方、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ２を出力しているとき、ゲート駆動回路３６は、ゲート駆動信号ＧＳに基づいて第２スイッチング素子２４をＰＷＭ制御する。即ち、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ１を出力すると、第１スイッチング制御が実行され、プロセッサ３４が選択信号ＳＳ２を出力すると、第２スイッチング制御が実行される。

図４に示すように、プロセッサ３４は、電流指令値が第１閾値Ｃ１よりも小さいときは、第１スイッチング制御を指示する選択信号ＳＳ１を出力し、電流指令値が第２閾値Ｃ２よりも大きいときは、第２スイッチング制御を指示する選択信号ＳＳ２を出力する。ここで、第２閾値Ｃ２は第１閾値Ｃ１よりも大きく、第１閾値Ｃ１と第２閾値Ｃ２との間には、ヒステリシスが設けられている。即ち、第１スイッチング制御の実行中であれば、電流指令値が第２閾値Ｃ２を上回ったときに、選択信号がＳＳ１からＳＳ２へ切り替えられ、第２スイッチング制御の実行中であれば、電流指令値が第１閾値Ｃ１を下回ったときに、選択信号がＳＳ２からＳＳ１へ切り替えられる。なお、このようなヒステリシスは必ずしも必要ではなく、第１閾値Ｃ１と第２閾値Ｃ２とが同じ値であってもよい。

本実施例における電力変換装置１０では、第１スイッチング素子２２に、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣが採用されている。一般に、スイッチング素子２２、２４の製造コストは、そのサイズに比例して増大するとともに、その傾向は、ワイドバンドギャップ半導体を採用した第１スイッチング素子２２において顕著となる。そのことから、本実施例では、第１スイッチング素子２２のサイズが、その定格電流を抑制することによって、第２スイッチング素子２４のサイズよりも小さくされており、それによって製造コストの低減が図られている。その一方で、図５に示すように、スイッチング素子２２、２４のサイズが小さくなるほど、スイッチング素子２２、２４の熱時定数は短くなる（即ち、加熱されやすくなる）。そのため、第１スイッチング素子２２のサイズを小さくすると、第１スイッチング素子２２が熱履歴に起因して受ける疲労も増大する。また、第１スイッチング素子２２のサイズを小さくするほど、第１スイッチング素子２２の強度は低下することから、結果として、第１スイッチング素子２２のサイズを大きくする必要が生じる。そこで、本実施例における電力変換装置１０では、前述したように、電流指令値に応じて第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とが選択的に実行され、電流指令値が比較的に小さいときに限って、第１スイッチング素子２２を動作させるように構成されている。これにより、第１スイッチング素子２２に過大な電流が流れることが抑制される。また、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、電流指令値に基づいて行われることから、瞬時電流に基づいて行われる場合と比較して、第１スイッチング素子２２の温度が変動する回数が抑制されて、第１スイッチング素子２２の熱履歴に起因する疲労が低減される。なお、本明細書におけるスイッチング素子２２、２４のサイズとは、平面視したときのサイズを意図しており、例えばチップサイズとも称される。

図６は、スイッチング素子２２、２４に流れる電流と、それに対する電圧降下（オン電圧とも称される）との関係を示す。図中のグラフＡは、炭化シリコンを用いて構成されたＭＯＳＦＥＴである第１スイッチング素子２２の特性を示し、図中のグラフＢは、シリコンを用いて構成されたＩＧＢＴである第２スイッチング素子２４の特性を示す。図６から理解されるように、電流が比較的に小さい範囲では、第２スイッチング素子２４よりも第１スイッチング素子２２を使用した方が、エネルギー損失を抑制することができる。その逆に、電流が比較的に大きい範囲では、第１スイッチング素子２２よりも第２スイッチング素子２４を使用した方が、エネルギー損失を抑制することができる。この点に関して、本実施例の電力変換装置１０では、電流が比較的に小さい範囲では第１スイッチング素子２２が使用され、電流が比較的に大きい範囲では第２スイッチング素子２４が使用されることから、スイッチング素子２２、２４によるエネルギー損失が効果的に抑制されている。ここで、スイッチング制御の切り替えに係る電流指令値の第１閾値Ｃ１や第２閾値Ｃ２は、図６中のグラフＡ、Ｂの交点に合わせて定めることも有効である。

加えて、電力変換装置１０が大きな電流指令値で動作する期間は短く、通常は、第２スイッチング制御よりも、第１スイッチング制御が選択されることの方が多い。例えば、電力変換装置１０が自動車に採用された場合では、ドライバーがアクセルペダルを大きく操作したときに、電力変換装置１０が大きな電流指令値で動作する。しかしながら、ドライバーがアクセルペダルを大きく操作するのは、停止した状態から加速するとき等の短い期間であり、例えば巡行中といったその他の期間については、比較的に小さな電流指令値で電力変換装置１０は動作する。そのことから、電流指令値が比較的に小さいときに限って、第１スイッチング制御が選択される（即ち、第１スイッチング素子２２が使用される）場合でも、第１スイッチング素子２２の使用頻度は比較的に高くなり、ワイドバンドギャップ半導体を採用したことのメリットを十分に得ることができる。

他の実施形態として、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２やインバータ１４に流れる実際の電流に基づいて行うことも考えらえる。しかしながら、例えば図７に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に流れる実際の電流（即ち、瞬時電流）は、ＰＷＭ制御の一周期中に大きく変動する。このような状況下において、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に流れる瞬時電流に基づいて行われると、それら二つのスイッチング制御の間で切り替えが頻発してしまう。この場合、第１スイッチング素子２２及び第２スイッチング素子２４の総スイッチング回数が増大することによって、スイッチングに伴うエネルギー損失が問題となる。インバータ１４についても同様であり、図８に示すように、インバータ１４に流れる実際の電流（即ち、瞬時電流）は、ＰＷＭ制御の一周期中に大きく変動する。このような状況下において、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、インバータ１４に流れる瞬時電流に基づいて行われると、それら二つのスイッチング制御の間で切り替えが頻発してしまう。

上記の点に関して、本実施例の電力変換装置１０では、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択が、電流の瞬時値ではなく、電流指令値に基づいて行われる。これにより、電流の瞬時値が一時的に増大又は低下する場合でも、スイッチング制御の切り替えが回避されることで、スイッチング回数の増大に伴うエネルギー損失が抑制される。加えて、本実施例における制御装置１６は、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の選択を、ＰＷＭ制御の一又は複数の周期単位で実行するように構成されている。このような構成によると、ＰＷＭ制御の一周期の途中で、ターンオンするスイッチング素子２２、２４が切り替えられることを禁止することができる。これにより、第１スイッチング素子２２及び第２スイッチング素子２４の総スイッチング回数の増大が回避されるので、それらのスイッチングに伴うエネルギー損失を抑制することができる。また、第１スイッチング素子２２及び第２スイッチング素子２４の温度が変動する回数も抑制されるので、第１スイッチング素子２２及び第２スイッチング素子２４の熱履歴に起因する疲労も低減される。

一例ではあるが、スイッチング制御の切り替えに係る電流指令値の第１閾値Ｃ１や第２閾値Ｃ２は、第１スイッチング素子２２と第２スイッチング素子２４との少なくとも一方の温度に応じて変更されてもよい。具体的には、第１スイッチング素子２２の温度に応じて、第１閾値Ｃ１を変更してもよく、第２スイッチング素子２４の温度に応じて、第２閾値Ｃ２を変更してもよい。特に、第１スイッチング素子２２の温度が高いときには、第１閾値Ｃ１をより小さな値へ変更することで、第１スイッチング素子２２の使用を控えることができる。あるいは、第２スイッチング素子２４の温度が高いときには、第２閾値Ｃ２をより大きな値へ変更することで、第２スイッチング素子２４の使用を控えることができる。このような構成によると、第１スイッチング素子２２や第２スイッチング素子２４の過熱を防止しながら、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間の切り替えを適切に行うことができる。

あるいは、スイッチング制御の切り替えに係る電流指令値の第１閾値Ｃ１や第２閾値Ｃ２については、その少なくとも一方が、上アーム１２ａ、１４ａ、１４ｃ、１４ｅに位置するスイッチング回路２０と、下アーム１２ｂ、１４ｂ、１４ｄ、１４ｆに位置するスイッチング回路２０との間で、異なる値が用いられてもよい。加えて、又は代えて、第１閾値Ｃ１と第２閾値Ｃ２との少なくとも一方が、電力変換装置１０がバッテリ２からモータ４へ電力を供給する力行動作時と、電力変換装置１０がモータ４からバッテリ２へ電力を供給する回生動作時との間で、異なる値が用いられてもよい。

第１スイッチング制御で用いるキャリア周波数（以下、第１キャリア周波数という）と、第２スイッチング制御で用いるキャリア周波数（以下、第２キャリア周波数という）とは、互いに同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。例えば、インバータ１４に関しては、図９に示すように、モータ４の回転速度に応じて、第１キャリア周波数及び第２キャリア周波数を変更してもよい。なお、図９に示す例では、第１キャリア周波数及び第２キャリア周波数が、三つの値ｆ１、ｆ２、ｆ３の間で変更されるように構成されている。ここで、三つの値ｆ１、ｆ２、ｆ３の大小関係はｆ１＜ｆ２＜ｆ３となっており、モータ４の回転速度が速くなるほど、各キャリア周波数が高くなるように構成されている。このような構成によると、モータ４の回転速度が比較的に遅いとき（即ち、交流電力の出力周波数が比較的に低いとき）には、各キャリア周波数を低くすることによって、スイッチング損失を抑制することができる。それに対して、モータ４の回転速度が比較的に速いとき（即ち、交流電力の出力周波数が比較的に高いとき）には、各キャリア周波数を高くすることによって、平滑な波形を有する交流電力を出力することができる。

あるいは、図１０に示すように、例えば、第１スイッチング制御の第１キャリア周波数については、モータ４の回転速度にかかわらず、一定の値ｆ４が用いられてもよい。炭化シリコンを採用したＭＯＳＦＥＴの第１スイッチング素子２２については、スイッチング損失が比較的に小さいことから、第１キャリア周波数を比較的に高い値に固定することができ、それによって制御構造を簡素にすることができる。なお、他の実施形態として、第１キャリア周波数だけでなく、第２キャリア周波数についても、一定の値に固定することによって、制御構造のさらなる簡素化を図ってもよい。

本実施例の電力変換装置１０は、インバータ１４を含んでいる。インバータ１４による交流の出力周波数は、モータ４の回転速度に応じて変化する。交流電力の出力周波数が小さいときは、スイッチング素子２２、２４に流れる電流も緩やかに変化するので、スイッチング素子２２、２４の温度が大きく変動しやすい。この場合、電流指令値（即ち、電流の実効値）が比較的に小さくても、電流指令値よりも大きな電流が比較的に長い期間に亘って流れることで、スイッチング素子２２、２４の温度が高温に達することがある。例えば自動車の場合では、車輪が車止めなどに当接し、車輪がロックされている場合に、スイッチング素子２２、２４が過熱するおそれがある。そのことから、交流電力の出力周波数が比較的に小さいときは、電流指令値にかかわらず、第２スイッチング制御を選択することによって、サイズの小さい第１スイッチング素子２２（即ち、熱時定数の小さい第１スイッチング素子２２）の動作を禁止してもよい。例えば、図１１に示すように、モータ４の回転速度が所定の下限値ＲＬを下回るときは、電流指令値にかかわらず、第２スイッチング制御が選択されるように構成されてもよい。あるいは、他の実施形態として、第１スイッチング制御の実行中に、モータ４の回転速度が所定の下限値ＲＬを下回るときは、第１キャリア周波数を低下させてもよい。

あるいは、図１２に示すように、モータ４の回転速度が所定の下限値ＲＬを下回るときは、電流指令値が第１閾値Ｃ１や第２閾値Ｃ２よりも小さい第３閾値を下回るときに限って、第１スイッチング制御を選択するように構成してもよい。なお、図１２に示す例に限られず、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との切り替えに係る電流指令値の閾値Ｃ１、Ｃ２を、モータ４の回転速度に応じて様々に変更してもよい。

本実施例における電力変換装置１０では、各々のスイッチング回路２０が、一つの第１スイッチング素子２２と、一つの第２スイッチング素子２４とを備える。しかしながら、他の実施形態として、スイッチング回路２０は、複数の第１スイッチング素子２２を備えてもよいし、複数の第２スイッチング素子２４を備えてもよい。この場合、複数の第１スイッチング素子２２又は複数の第２スイッチング素子２４は、互いに並列に接続されるとよい。また、本実施例における電力変換装置１０では、インバータ１４が三相のインバータであるが、インバータ１４やモータ４の相数は特に限定されない。

以上、いくつかの具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書又は図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものである。

２：バッテリ
４：モータ
１０：電力変換装置
１２：ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２ａ：ＤＣ−ＤＣコンバータの上アーム
１２ｂ：ＤＣ−ＤＣコンバータの下アーム
１４：インバータ
１４ａ、１４ｃ、１４ｅ：インバータの上アーム
１４ｂ、１４ｄ、１４ｆ：インバータの下アーム
１６：制御装置
２０：スイッチング回路
２２：第１スイッチング素子
２４：第２スイッチング素子
２６：ダイオード
３０：インダクタ
３２：平滑コンデンサ
３４：プロセッサ
３６：ゲート駆動回路

Claims

電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記電源から前記負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、第１半導体材料を用いて構成された第１スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と並列に接続されているとともに、前記第１半導体材料よりもバンドギャップの狭い第２半導体材料を用いて構成された第２スイッチング素子と、
電流指令値に応じて前記第１スイッチング素子を断続的にターンオンする第１スイッチング制御と、前記電流指令値に応じて前記第２スイッチング素子を断続的にターンオンする第２スイッチング制御とを、選択的に実行する制御装置とを備え、
前記第１スイッチング素子のサイズは、前記第２スイッチング素子のサイズよりも小さく、
前記制御装置は、前記電流指令値が第１閾値よりも小さいときは前記第１スイッチング制御を選択し、前記電流指令値が第２閾値よりも大きいときは前記第２スイッチング制御を選択し、
前記電力変換装置は、交流電力を出力するインバータを含み、
前記制御装置は、前記交流電力の出力周波数が所定の下限値未満のときは、前記電流指令値が前記第１閾値より小さいときでも、前記第２スイッチング制御を選択する、電力変換装置。
前記第２閾値は、前記第１閾値よりも大きく、
前記制御装置は、
前記第１スイッチング制御を実行しているときは、前記電流指令値が前記第２閾値を上回ったときに、前記第２スイッチング制御へ移行し、
前記第２スイッチング制御を実行しているときは、前記電流指令値が前記第１閾値を下回ったときに、前記第１スイッチング制御へ移行する、
請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御装置は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との少なくとも一方の温度に応じて、前記第１閾値と前記第２閾値の少なくとも一方を変更する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
前記第１スイッチング制御では、前記第１スイッチング素子が第１キャリア周波数でＰＷＭ制御され、
前記第２スイッチング制御では、前記第２スイッチング素子が第２キャリア周波数でＰＷＭ制御される、請求項１から３いずれか一項に記載の電力変換装置。
前記第１スイッチング制御における前記第１キャリア周波数と、前記第２スイッチング制御における前記第２キャリア周波数とは、同一の値である、請求項４に記載の電力変換装置。
前記第１スイッチング制御における前記第１キャリア周波数は、前記第２スイッチング制御における前記第２キャリア周波数とは異なる、請求項４に記載の電力変換装置。
前記電力変換装置は、交流電力を出力するインバータを含み、
前記制御装置は、前記交流電力の出力周波数に応じて、前記第１キャリア周波数と前記第２キャリア周波数の少なくとも一方を変更する、請求項５又は６に記載の電力変換装置。
前記第１半導体材料は炭化シリコン（ＳｉＣ）であり、前記第２半導体材料はシリコン（Ｓｉ）である、請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記第１スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子はＩＧＢＴである、請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。