JP6900887B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。特に、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。

電力変換用のスイッチング素子として特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換装置が知られている。特許文献１に、そのような電力変換装置の一例が開示されている。特許文献１の電力変換装置は、３レベルのパルス信号を出力するデバイスである。その電力変換装置では、長周期のパルス信号を生成する第１変換回路と、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路が並列に接続されている。電力変換装置の出力は、第１変換回路の出力信号と第２変換回路の出力信号が重畳されたものとなる。長周期のパルス信号を生成する第１変換回路には、ゲートターンオフサイリスタ（通称ＧＴＯ）が用いられており、短周期のパルス信号を生成する第２変換回路には、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（通称ＩＧＢＴ）が用いられている。ＧＴＯはＩＧＢＴと比較すると、オン抵抗（定常損失）が小さいがスイッチング損失が大きい。一方、ＩＧＢＴはＧＴＯと比較すると、スイッチング損失は小さいがオン抵抗は大きい。特許文献１の電力変換装置は、スイッチング回数の少ない長周期のパルス信号を生成する第１変換回路にはＧＴＯを採用し、スイッチング回数の多い短周期のパルス信号を生成する第２変換回路にはＩＧＢＴを採用し、変換装置全体の損失を抑える。

一方、スイッチング素子の温度が高くなると、変換回路の出力上限値を下げ、スイッチング素子の過熱を抑える技術が知られている（特許文献２）。そのような制御は一般に「保護制御」と呼ばれている。

特開平０８−１８２３４２号公報 特開２０１６−１１１７３０号公報

本願の出願人は、特性の異なるスイッチング素子を用いた電力変換回路を並列に接続した新たな電力変換装置を提案した（特願２０１７−１９１２００、２０１７年９月２９日出願、本願出願時は未公開）。その電力変換装置は、並列に接続されている第１、第２変換回路を備えている。第１変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型スイッチング素子を用いている。第２変換回路は電力変換用のスイッチング素子として、プレーナ型スイッチング素子を用いている。

並列に接続する変換回路で用いるのに適したトレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子には次の傾向がある。トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さい。逆に、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さい。上記した第１、第２変換回路を採用した利点は、次の通りである。出力指令値が小さい場合は、第２変換回路は停止し、オン抵抗（定常損失）が小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路のみを用いることで、全体の損失を抑えることができる。

出力指令値が大きい場合は、両方の変換回路を用いることになる。出力指令値が大きいとスイッチング素子の温度が上昇する。夫々のスイッチング素子が所定の温度を超えたら出力上限値を下げてスイッチング素子を保護する制御（保護制御）が必要となる。典型的な保護制御として、スイッチング素子の温度（素子温度）が所定温度（制限開始温度）を超えたら、温度が高くなるにつれて変換回路の出力上限値を下げるという手法がある。具体的には、素子温度が制限開始温度を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値（初期上限値）に対して所定の割合（負荷率）を乗じて各素子温度における出力上限値を決定する。そして、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度変化に対する負荷率変化の勾配（負荷率勾配）が予め定められている。

先に述べたように、第１変換回路は定常損失がプレーナ型スイッチング素子よりも小さいトレンチ型スイッチング素子を用いている。第２変換回路は定常損失がトレンチ型スイッチング素子よりも大きいプレーナ型スイッチング素子を用いている。第１、第２変換回路の両方に同じ負荷率勾配で制限を加えると、スイッチング素子の定常損失の相違により、第１変換回路では、初期上限値に乗じる負荷率が第２変換回路の負荷率よりも小さい状態が長く続くことが多くなる。第１変換回路に対する負荷率が小さくなりすぎると、電力変換装置全体の出力上限値が下がってしまう。本明細書は、タイプの異なるスイッチング素子を用いた複数の変換回路を並列に接続した電力変換装置に適した保護制御の技術を提供する。なお、同じ負荷率勾配を適用すると、トレンチ型スイッチング素子を用いた第１変換回路の負荷率が下がり易くなることの詳しい説明は実施例の項で述べる。

本明細書が開示する電力変換装置は、少なくとも１個の第１変換回路と、少なくとも１個の第２変換回路と、コントローラを備えている。第１変換回路と第２変換回路はいずれも直流昇圧回路である。第１変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のスイッチング素子を用いている。第２変換回路は、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のスイッチング素子を用いている。第１変換回路と第２変換回路は並列に接続されている。コントローラは、スイッチング素子の現在の素子温度が所定の温度（制限開始温度）を超えた場合に、夫々の変換回路に対して、制限開始温度より低いときの出力上限値（初期上限値）に対して所定の割合（負荷率）を乗じて現在の素子温度における出力上限値を決定する。ここで、素子温度が高くなるにつれて負荷率が減少するように、素子温度の変化に対する負荷率の変化を示す負荷率勾配が、夫々の電力変換回路に対して定められている。そして、制限開始温度から第１温度（＞制限開始温度）までの温度範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配が第２変換回路に対する負荷率勾配よりも緩やかになるように設定されている。一方、第１温度を超える温度範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配が第２変換回路に対する負荷率勾配よりも急峻になるように設定されている。その理由は実施形態の項で述べるが、上記の構成により、トレンチ型スイッチング素子を用いた第１変換回路の負荷率が小さくなり難くなる。

本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

実施例の電力変換装置を含む電気自動車の電力系のブロック図である。 トレンチ型のトランジスタとプレーナ型のトランジスタの特性の相違を説明する模式図である。 保護制御のフローチャートである。 負荷率勾配の一例を示すグラフである。

図面を参照して実施例の電力変換装置を説明する。実施例の電力変換装置２は、電気自動車１００に搭載されている。図１に、電気自動車１００の電力系のブロック図を示す。電気自動車１００は、直流電源２１と、電力変換装置２と、インバータ３１と、走行用のモータ３２を備えている。電力変換装置２は、直流電源２１の出力電圧を昇圧してインバータ３１に供給するデバイスである。インバータ３１は、電力変換装置２によって昇圧された直流電力を、走行用モータ３２の駆動に適した交流電力に変換する。別言すれば、電力変換装置２は、インバータ３１とともに動作し、直流電源２１の電力を走行用のモータ３２の駆動電力に変換するデバイスである。直流電源２１は、燃料電池である。直流電源２１は、リチウムイオンバッテリなどの二次電池であってもよい。

電力変換装置２は、４個の電力変換回路（変換回路１０ａ−１０ｄ）と、コンデンサ２２、２４と、コントローラ１７を備えている。

４個の変換回路１０ａ−１０ｄは、共通の入力端１２ａ、１２ｂと、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間に並列に接続されている。４個の変換回路１０ａ―１０ｄは、全て、入力される電力の電圧を昇圧して出力する昇圧コンバータである。変換回路１０ａ、１０ｂは、同じ構造である。変換回路１０ｃ、１０ｄは、使用されているスイッチング素子のタイプを除き、変換回路１０ａと同じ構造である。

なお、共通の入力端１２ａ、１２ｂの間にはコンデンサ２２が接続されており、共通の出力端１３ａ、１３ｂの間にはコンデンサ２４が接続されている。コンデンサ２２は、変換回路１０ａ−１０ｄに入力される電流を平滑化し、コンデンサ２４は、変換回路１０ａ−１０ｄから出力される電流を平滑化する。

変換回路１０ａについて説明する。変換回路１０ａは、スイッチング素子３ａと、ダイオード４ａと、リアクトル５ａとダイオード６ａと、温度センサ７ａを備えている。リアクトル５ａの一端が入力端正極１２ａに接続されており、他端はダイオード６ａのアノードに接続されている。ダイオード６ａのカソードは出力端正極１３ａに接続されている。

変換回路１０ａの入力端負極１２ｂと出力端負極１３ｂは直接に接続されている。リアクトル５ａとダイオード６ａの中間点と入力端負極１２ｂ（出力端負極１３ｂ）の間に、スイッチング素子３ａが接続されている。ダイオード４ａは、スイッチング素子３ａに対して逆並列に接続されている。

スイッチング素子３ａは、コントローラ１７によって制御される。スイッチング素子３ａが所定のデューティ比でオンオフすると、入力端１２ａ、１２ｂに印加されている直流電源２１の電力の電圧が昇圧されて、出力端１３ａ、１３ｂから出力される。図１の変換回路１０ａの回路と動作はよく知られているので、詳しい説明は省略する。

スイッチング素子３ａの近傍に温度センサ７ａが配置されている。温度センサ７ａはスイッチング素子３ａの温度を計測する。温度センサ７ａの計測値は、コントローラ１７に送られる。

変換回路１０ｂは、スイッチング素子３ｂと、ダイオード４ｂと、リアクトル５ｂとダイオード６ｂと、温度センサ７ｂを備えている。変換回路１０ｂの構造は、変換回路１０ａの構造と同一である。温度センサ７ｂの計測値も、コントローラ１７に送られる。温度センサ７ｂから延びている破線の先の「to Cntller」の文字列は、「to Controller(コントローラ１７へ)」の略である。スイッチング素子３ｂのゲートにつながっている破線の先の「from Cntller」の文字列は、「from Controller（コントローラ１７から）」の略である。温度センサ７ｂにつながっている破線は、温度センサ７ｂの計測値がコントローラ１７へ送られることを表しており、スイッチング素子３ｂのゲートにつながっている破線は、スイッチング素子３ｂがコントローラ１７によって駆動されることを表している。

変換回路１０ａのスイッチング素子３ａと、変換回路１０ｂのスイッチング素子３ｂは、ともに、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。

変換回路１０ｃ、１０ｄも、変換回路１０ａと同じ構造を有している。変換回路１０ｃ、１０ｄが変換回路１０ａと唯一異なる点は、変換回路１０ｃ、１０ｄのスイッチング素子３ｃ、３ｄが、トレンチ型でなく、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴであることである。

ここで、トレンチ型スイッチング素子とプレーナ型スイッチング素子の相違について説明する。図２にトレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子の特性の相違を説明する模式図を示す。図２のグラフは、横軸がスイッチング損失の大きさを示しており、縦軸はオン抵抗（定常損失）の大きさを示している。グラフの右下の領域では、オン抵抗（定常損失）がスイッチング損失よりも小さい。グラフの左上の領域では、スイッチング損失がオン抵抗（定常損失）よりも小さい。

ポイントＰ１が、トレンチ型スイッチング素子の特性を示しており、ポイントＰ２がプレーナ型スイッチング素子の特性を示している。トレンチ型スイッチング素子の特性（ポイントＰ１）は、図２のグラフの右下の領域に属しており、プレーナ型スイッチング素子の特性（ポイントＰ２）は、グラフの左上の領域に属している。即ち、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さく、プレーナ型スイッチング素子はトレンチ型スイッチング素子よりもスイッチング損失が小さいという特徴がある。この傾向は、特に、並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子でよく表れる。並列に接続される変換回路に適したスイッチング素子とは、耐圧や許容電力の大きさが同等であるスイッチング素子という意味である。

また、トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴと比較して、ＪＦＥＴ抵抗がなく、ピッチ短縮が可能である。トレンチ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的にオン抵抗（定常損失）は小さいが、容量は大きい。さらにトレンチ型は、トレンチ構造が必要なこと、および、技術的な困難さから、その製造は比較的に高コストである。一方、プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、トレンチを作る必要がないため、製造コストが低い。プレーナ型のＭＯＳＦＥＴは、原理的に、トレンチ型よりも容量が小さいため、スイッチング損失が小さく、キャリア周波数の高周波数化に適している。また、スイッチング損失が小さいため、トランジスタを冷却するための冷却器を小さくすることができ、システムコストを抑えることができる。

なお、トレンチ型とプレーナ型の相違は、例えば、文献（Fundamentals of Power Semiconductor Devices, B. Jayant Baliga, Springer, 2008）に説明されている。

電力変換装置２の説明に戻る。電力変換装置２のコントローラ１７は、不図示の上位コントローラから、出力指令値を受信する。不図示の上位コントローラは、車速とアクセル開度から、モータ３２の目標出力を決定する。不図示の上位コントローラは、モータ３２の目標出力を、出力指令値として電力変換装置２へ送信する。なお、不図示の上位コントローラは、インバータ３１が出力する交流の目標周波数をインバータ３１へ指令する。

電力変換装置２のコントローラ１７は、出力指令値が実現されるように、駆動する変換回路の数を決定し、決定した変換回路を駆動する。別言すれば、コントローラ１７は、駆動する変換回路の総出力が、出力指令値に等しくなるように、駆動する変換回路の数と、各変換回路の目標出力を決定する。

コントローラ１７は、出力指令値が所定の出力閾値よりも小さい場合は、オン抵抗（定常損失）の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路１０ａ、１０ｂのみを用いる。スイッチング損失はオン抵抗（定常損失）と比較して、スイッチング素子の発熱量に与える影響が、出力指令値が小さい燃費領域では相対的に小さく、出力指令値が大きい高負荷領域では相対的に大きい。しかし、出力指令値が小さい範囲では、少ない数の変換回路が動作して発熱していても、電力変換装置全体の発熱量が小さければ、冷却器は、発熱量の大きいスイッチング素子を含む第１変換回路１０ａ、１０ｂを集中的に冷却することができる。出力指令値が小さい範囲では、定常損失の小さいトレンチ型スイッチング素子を採用した第１変換回路１０ａ、１０ｂを優先的に活用することで、装置全体の損失を抑えることができる。

他方、出力指令値が大きくなると、多数の変換回路、即ち、多数のスイッチング素子を動作させる必要があり、多数のスイッチング素子全体の発熱量が問題となってくる。そこで、出力指令値が大きい場合に動作させる変換回路には、スイッチング損失が小さいプレーナ型スイッチング素子を採用する。そうすることで、複数のスイッチング素子全体の発熱量を抑制し、装置全体の損失を抑える。

出力指令値に応じてタイプの異なるスイッチング素子を使い分けることは、特に、低出力が要求される頻度が、高出力が要求される頻度よりも大きい電気自動車の電力変換装置（直流電源の出力電力を走行用のモータの駆動電力に変換する電力変換装置）に適している。

また、トレンチ型とプレーナ型のトランジスタは、ＧＴＯとＩＧＢＴの差ほど、構造が異なるものではない。それゆえ、２種類のスイッチング素子の同時開発コストを抑えることができる。トレンチ型とプレーナ型のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであってもよいし、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であってもよい。

変換回路１０ａ−１０ｄの保護制御について説明する。スイッチング素子は、大きい電流が流れると発熱する。先に述べたように、出力指令値が大きい場合、コントローラ１７は、全ての変換回路１０ａ−１０ｄを駆動する。大出力の期間が長く続くとスイッチング素子が耐熱温度を超えてしまうおそれがある。そこで、コントローラ１７は、スイッチング素子の温度（素子温度）が所定の温度（制限開始温度）を超えると、変換回路の出力上限値を下げる。そして、各変換回路の出力が出力上限値を上回らないように、各変換回路を制御する。図３に保護制御のフローチャートを示す。

各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々には、素子温度が制限開始温度より低いときの出力上限値が予め定められている。本実施例の場合、出力は電流である。各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、素子温度が制限開始温度Ｔｓより低いときの出力電流の上限値が予め定められている。その電流値を以下では、初期出力上限値Ｉｍ（ｉ）と表記する。なお、電力変換装置２は、４個の変換回路１０ａ−１０ｄを備えているので、「ｉ」は１から４の整数である。以下でも同様である。

コントローラ１７は、各変換回路１０ａ−１０ｄの夫々の温度センサ７ａ−７ｄから、各変換回路１０ａ−１０ｄのスイッチング素子３ａ−３ｄの夫々の現在の素子温度Ｔ（ｉ）を取得する（ステップＳ２）。

次に、コントローラ１７は、各変換回路１０ａ−１０ｄに対して、負荷率ｒ（ｉ）を決定する。負荷率ｒ（ｉ）とは、素子温度が制限開始温度Ｔｓを超えたときに、初期上限値Ｉｍ（ｉ）に乗じる割合である。負荷率ｒ（ｉ）の単位は［％］であり、その範囲は０から１００［％］である。図４に、負荷率の一例を示す。制限開始温度Ｔｓまでは、負荷率ｒ（ｉ）は１００［％］である。即ち、素子温度が制限開始温度Ｔｓを超えるまでは、コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々の出力上限値を初期上限値Ｉｍ（ｉ）に保持する。

素子温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓを超えると、負荷率ｒ（ｉ）は、温度の上昇に伴って低くなるように設定されている。図４の温度Ｔｍは、スイッチング素子の耐熱上限値であり、コントローラ１７は、素子温度Ｔ（ｉ）が耐熱上限値Ｔｍを超えないように、素子温度が上昇するにつれて、負荷率ｒ（ｉ）を低下させ、変換回路１０ａ−１０ｄの出力上限値を下げていく。

図４において、制限開始温度Ｔｓより高い範囲でのグラフの勾配は、素子温度Ｔ（ｉ）の変化に対する負荷率ｒ（ｉ）の変化を示すものであり、本明細書では負荷率勾配と称する。実線のグラフＧ１は、プレーナ型のスイッチング素子３ｃ、３ｄを含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率変化を示しており、破線のグラフＧ２、Ｇ３は、トレンチ型のスイッチング素子３ａ、３ｂを含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率変化を示している。図４から明らかな通り、素子温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１（＞Ｔｓ）までの範囲では、トレンチ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂの負荷率勾配（グラフＧ２の勾配）が、プレーナ型のスイッチング素子を含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄの負荷率勾配（グラフＧ１の勾配）よりも緩やかになっている。

一方、素子温度Ｔ（ｉ）が第１温度Ｔ１を超える範囲では、変換回路１０ａ、１０ｂの負荷率勾配（グラフＧ３の勾配）が、変換回路１０ｃ、１０ｄの負荷率勾配（グラフＧ１の勾配）よりも急峻になっている。コントローラ１７は、図４のグラフを参照して、各変換回路の現在の素子温度に応じた負荷率ｒ（ｉ）を決定する（ステップＳ４）。そして、コントローラ１７は、初期上限値Ｉｍ（ｉ）に現在の負荷率ｒ（ｉ）を乗じ、現在の素子温度に対する変換回路の出力上限値を決定する（ステップＳ５）。

コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、ステップＳ４、Ｓ５の処理を行う（ステップＳ３、Ｓ６：ＮＯ→Ｓ７→Ｓ４）。また、コントローラ１７は、所定の周期毎に、図３の処理を繰り返す。

コントローラ１７は、上記の保護制御とは独立して、上位のコントローラから与えられる出力指令値に応じて、各変換回路１０ａ−１０ｄの目標出力を決め、その目標出力が実現されるように、各変換回路１０ａ−１０ｄのスイッチング素子３ａ−３ｄを駆動する。ただし、変換回路１０ａ−１０ｄのそれぞれの目標出力が現在の出力上限値を超えている場合は、目標出力を出力上限値に変更する。即ち、コントローラ１７は、変換回路１０ａ−１０ｄの夫々に対して、その出力が現在の出力上限値を超えないように、スイッチング素子３ａ−３ｄを制御する。こうして、コントローラ１７は、各スイッチング素子３ａ−３ｄを過熱から保護する。

先に述べたように、負荷率勾配は、次の通りに設定されている。素子の温度Ｔ（ｉ）が制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までの温度範囲では、トレンチ型のスイッチング素子３ａ，３ｄを含んでいる変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率勾配（グラフＧ２）がプレーナ型のスイッチング素子３ｃ、３ｄを含んでいる変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも緩やかになるように設定されている。第１温度Ｔ１を超える温度範囲では、変換回路１０ａ、１０ｂに対する負荷率勾配（グラフＧ３）が変換回路１０ｃ、１０ｄに対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも急峻になるように設定されている。なお、制限開始温度Ｔｓと負荷率１００［％］となる温度Ｔ２は、トレンチ型／プレーナ型いずれのスイッチング素子の変換回路でも同じに設定されている。

負荷率勾配を上記のごとく設定した理由を説明する。なお、以下では、説明の便宜上、トレンチ型スイッチング素子を採用している変換回路を第１変換回路と称し、プレーナ型スイッチング素子を採用している変換回路を第２変換回路と称する。

前述したように、トレンチ型スイッチング素子はプレーナ型スイッチング素子よりもオン抵抗（定常損失）が小さい。それゆえ、同じ負荷率勾配で出力上限値を低下させると、制限を加えることによって得られる定常損失の低下分がスイッチング素子のタイプによって異なる。

具体的には、プレーナ型スイッチング素子における定常損失の低下分がトレンチ型スイッチング素子における定常損失の低下分よりも大きくなる。例えば、低温時の出力上限値を出力しているときの定常損失がプレーナ型スイッチング素子では１００［Ｗ］であり、トレンチ型スイッチング素子では８０［Ｗ］であるとする。出力上限値を８０［％］に制限すると、プレーナ型スイッチング素子では２０［Ｗ］の損失低下分が見込まれ、トレンチ側スイッチング素子では１６［Ｗ］の定常損失低下分が見込まれる。プレーナ型スイッチング素子の方が、損失低下分が大きいので、プレーナ型スイッチング素子の方がトレンチ型スイッチング素子よりも早く素子温度が下がる。素子温度が早く下がるので、プレーナ型スイッチング素子を備えた変換回路（第２変換回路）の出力制限が緩和され、負荷率が上昇する。

一方、トレンチ型スイッチング素子は制限による損失低下分が小さいので、素子温度はゆっくりとしか変化しない。それゆえ、負荷率が小さいままの期間が長くなる。即ち、トレンチ型スイッチング素子を含む変換回路（第１変換回路）とプレーナ型スイッチング素子を含む変換回路（第２変換回路）に同じ負荷率勾配を適用すると、第１変換回路の負荷率が第２変換回路の負荷率よりも低い状態が長く続くことになる。

そこで、実施例の電力変換装置２では、図４に示したとおり、夫々の変換回路に異なる負荷率勾配を適用する。図４に示されているように、第１変換回路（トレンチ型）では、制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までは、負荷率勾配が緩やかである。即ち、制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までは、第１変換回路の負荷率が第２変換回路（プレーナ型）よりも緩やかに低下する。従って、素子温度が上昇しても、第１変換回路の負荷率はあまり下がらず、素子温度が低い第２変換回路の負荷率と同程度の負荷率を維持することができる。

ただし、素子温度が高くなると（第１温度Ｔ１を超えると）、第１変換回路（トレンチ型）では、素子温度を素早く下げる必要があるため、負荷率を急激に下げることになる。これが、第１温度Ｔ１を超える範囲では、第１変換回路に対する負荷率勾配（グラフＧ３）を、第２変換回路に対する負荷率勾配（グラフＧ１）よりも急峻にする理由である。

上記の通り、スイッチング素子のタイプに応じて負荷率勾配を変えることで、第１変換回路（トレンチ型）の負荷率が第２変換回路（プレーナ型）よりも低くなる期間を短くすることができる。

第１変換回路（トレンチ型）において負荷率勾配が変化する第１温度Ｔ１は、制限が加えられた出力上限値の電流が流れたときに、損失による発熱とのバランスで素子温度が達する平衡点に設定することが望ましい。次に、平衡点について説明する。

今、次の記号を導入する。
オン抵抗：Ｒｏｎ［Ω］
スイッチング素子に流れる電流：Ｉｄ［Ａ］
オフ損失係数：ａ［Ｗ／Ａ］、ｂ［Ｗ］
オン損失係数：ｃ［Ｗ／Ａ］、ｄ［Ｗ］
負荷率：ｒ［％／１００］
負荷率勾配：ｅ［％／１００／℃］
素子温度：Ｔｊ［℃］
制限開始温度：Ｔｓ［℃］
素子の熱抵抗：Ｒｔ［℃／Ｗ］

素子の損失Ｊ［Ｗ］は、Ｊ＝Ｒｏｎ×Ｉｄ^２＋（ａ＋ｂ）×Ｉｄ＋（ｃ＋ｄ）となる。素子の温度Ｔｊは、「熱抵抗Ｒｔ×損失Ｊ」で表せるから、Ｔｊ＝Ｒｔ×｛Ｒｏｎ×Ｉｄ^２＋（ａ＋ｂ）×Ｉｄ＋（ｃ＋ｄ）｝となる（式１）。

一方、素子温度Ｔｊにおける負荷率ｒは、ｒ＝ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）である。そして、温度Ｔｊにおいてスイッチング素子を流れる電流Ｉｄが、そのときの温度Ｔｊにおける負荷率ｒで制限された出力上限値であるとすると、Ｉｄ＝Ｉｍ×ｒ＝Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）となる（式２）。ただし、Ｔｊ＞Ｔｓであり、電流Ｉｍは初期上限値である。

式２を式１に代入すると、Ｔｊ＝Ｒｔ×［Ｒｏｎ×｛Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）｝^２＋（ａ＋ｂ）×｛Ｉｍ×ｅ×（Ｔｊ−Ｔｓ）｝＋（ｃ＋ｄ）］となる（式３）。式３を解いてえられた素子温度Ｔｊが、平衡点である。

平衡点を第１温度Ｔ１に設定すると、素子温度が仮に一時的に第１温度Ｔ１を超えても、素子温度はすみやかに第１温度に下がる。そのような第１温度までは緩やかな負荷率勾配を設定しても、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態になる可能性は少なくなる。即ち、平衡点を第１温度Ｔ１に設定すれば、トレンチ型スイッチング素子が過熱状態となることを防止しつつ、負荷率勾配が緩やかな範囲を大きく設定することができる。

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。制限開始温度Ｔｓから第１温度Ｔ１までの間における負荷率勾配は、一定でなくともよい。同様に、第１温度Ｔ１を超える範囲における負荷率勾配も一定でなくともよい。

実施例の電力変換装置は、電気自動車において、直流電電源と走行用モータの間に接続されるデバイスに適している。電気自動車において、走行用のモータに供給する電流に対する負荷率が急激に下がることは、あるいは、負荷率が下がった状態が長く続くことは、車両の走行性能すなわちドライバビリティの低下につながる。本明細書が開示する技術は、トレンチ型スイッチング素子を含んでいる変換回路の負荷率が低下する期間を短くすることができ、電気自動車のドライバビリティに貢献する。

第１変換回路に採用されるトレンチ型トランジスタと第２変換回路に採用されるプレーナ型トランジスタについては、次の特徴を有していることが望ましい。トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、ある一定の条件下で総損失はほぼ同等である。しかし、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、低周波数低負荷の状況ではトレンチ型トランジスタがプレーナ型トランジスタよりも有利であり、高周波数高負荷の状況ではプレーナ型トランジスタがトレンチ型トランジスタよりも有利となる損失バランスを有している。さらに、トレンチ型トランジスタとプレーナ型トランジスタは、サイズが大きく異ならない素子である。

電力変換用のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限られず、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ電界効果トランジスタ（ＨＦＥＴ）、高電子移動型トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ジャンクションＦＥＴ（ＪＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）であってもよい。いずれのタイプのスイッチング素子を採用する場合であっても、トランジスタの原理的な構造が同じであって、一方はトレンチ型、他方はプレーナ型であればよい。原理的な構造が同じであれば、トレンチ型とプレーナ型の素子を同時開発するコストを抑えることができる。

実施例の電力変換装置２は、トレンチ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した２個の電力変換回路を備えていた。本明細書が開示する技術は、トレンチ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路と、プレーナ型トランジスタを採用した少なくとも１個の電力変換回路を備えていればよい。

第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）で作られたものであってもよいし、シリコンで作られたものであってもよい。また、第１変換回路と第２変換回路に採用されるトランジスタは、ワイドバンドギャップ半導体と呼ばれるタイプ（ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｇａ２Ｏ３、ダイアモンド）であってもよい。本明細書が開示する技術は、トランジスタのタイプを問わない。

本明細書が開示する技術は、電気自動車用の電力変換装置（直流電力の電力をモータ駆動電力に変換する装置）に適している。電気自動車では、もっぱら、最大出力の概ね５０％以下の出力で動作することが全稼働期間の９０％程度を占める。定常損失の小さいトレンチ型トランジスタを多用する本実施例の技術は、そのような状況で用いられる電力変換装置に適している。なお、ここで、「電気自動車」には、走行用にモータとエンジンの双方を備えるハイブリッド車、電源として燃料電池などの発電装置を備える自動車が含まれる。ただし、本明細書が開示する技術は、自動車以外の用途に用いられる電力変換装置に適用することも好適である。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：電力変換装置
３ａ−３ｄ：スイッチング素子
４ａ−４ｄ、６ａ−６ｄ：ダイオード
５ａ−５ｄ：リアクトル
７ａ−７ｄ：温度センサ
７ｂ：温度センサ
１０ａ、１０ｂ：変換回路（第１変換回路）
１０ｃ、１０ｄ：変換回路（第２変換回路）
１２ａ、１２ｂ：入力端
１３ａ、１３ｂ：出力端
１７：コントローラ
２１：直流電源
２２、２４：コンデンサ
３１：インバータ
３２：モータ
１００：電気自動車

Claims (1)

1. 電力変換装置であって、
   電力変換用のスイッチング素子としてトレンチ型のスイッチング素子を用いた直流昇圧回路であって少なくとも１個の第１変換回路と、
   前記第１変換回路と並列に接続されており、電力変換用のスイッチング素子としてプレーナ型のスイッチング素子を用いた直流昇圧回路であって少なくとも１個の第２変換回路と、
   夫々の前記変換回路に対して、当該変換回路に含まれている前記スイッチング素子の現在の素子温度が所定の温度（制限開始温度）を超えた場合に、前記制限開始温度より低いときの出力上限値に所定の割合（負荷率）を乗じて前記現在の素子温度における出力上限値を決定するコントローラと、
   を備えており、
   前記制限開始温度よりも高い温度範囲において前記素子温度が高くなるにつれて前記負荷率が減少するように定められた負荷率勾配が、夫々の前記変換回路に対して定められており、
   前記制限開始温度から当該制限開始温度よりも高い第１温度までの温度範囲では、前記第１変換回路に対する前記負荷率勾配が前記第２変換回路に対する前記負荷率勾配よりも緩やかになるように設定されており、
   前記第１温度を超える温度範囲では、前記第１変換回路に対する前記負荷率勾配が前記第２変換回路に対する前記負荷率勾配よりも急峻となるように設定されている、
   電力変換装置。

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