JP6941510B2 - 制御装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、制御装置および電力変換装置の制御方法に関する。

従来、車両に搭載された電源（例えば鉛バッテリ）の電圧を昇降圧し、インバータへ出力する電圧変換装置を制御する制御装置がある。かかる制御装置では、フィードフォワード演算およびフィードバック演算を用い電圧変換装置を制御する。

特開２０１５−２０２０１８号公報

しかしながら、従来技術では、電圧変換装置の通電経路を切り替える場合に、電圧変換装置の出力する電流が発振し、電圧変換装置の応答性が低下するおそれがあった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力変換装置の応答性を向上させることができる制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

実施形態に係る制御装置は、切替部と、補正部とを備える。前記切替部は、電力変換装置の出力側のスイッチング素子をオフにして寄生ダイオードを介して電流を出力する第１モードと、前記スイッチング素子をオンにして前記スイッチング素子を介して電流を出力する第２モードとを切り替える。前記補正部は、前記切替部によって一方のモードから他方のモードへ切り替えられる場合に、前記電力変換装置へ入力する駆動信号を補正する。

本発明によれば、電力変換装置の応答性を向上させることができる。

図１は、電源システムのブロック図である。 図２は、コンバータ制御装置のブロック図である。 図３Ａは、コンバータの回路図の具体例を示す図である。 図３Ｂは、昇圧時における第１モードを示す図である。 図３Ｃは、昇圧時における第２モードを示す図である。 図４は、補正部による補正のタイミングを示すタイミングチャートである。 図５は、補正後の出力電流を示す図である。 図６は、コンバータ制御装置が実行する処理手順を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照して、実施形態に係る制御装置および電力変換装置の制御方法について詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

まず、図１を用いて実施形態に係る制御装置を含む電源システムＳについて説明する。図１は、実施形態に係る電源システムＳのブロック図である。電源システムＳは、車両用電源装置１と、鉛バッテリ３と、電気負荷４と、リチウムイオンバッテリ（ＬＩＢ）５と、発電機６と、スタータ７とを備える。

鉛バッテリ３は、電極に鉛を用いた二次電池である。鉛バッテリ３は、車両に搭載される電気機器の主要な電源となる。電気負荷４は、車両に備わる電気機器である。例えば、電気負荷４としてナビゲーション装置やオーディオ、エアーコンディショナ等が挙げられる。あるいは、例えば、電気負荷４がＰＣＳ（Pre-crash Safety System）やＡＥＢ(Advanced Emergency Braking System)などの車両制御を行う車両制御装置であってもよい。

ＬＩＢ５は、電荷を蓄える蓄電池である。ＬＩＢ５は、鉛バッテリ３の補助電源である。なお、補助電源は、蓄電装置であればよく、ＬＩＢ５の代わりにキャパシタや他の二次電池であってもよい。

発電機６は、エンジンの回転を動力源として電力を生成する機器である。また、車両の減速時には回生ブレーキによる回生電力を生成する。なお、発電機６は、オルタネータまたはジェネレータと呼ばれる場合もある。

発電機６は、例えば図示しないエンジン制御装置からの指示に応じて電力を生成する。例えば発電した電力を鉛バッテリ３およびＬＩＢ５に供給することで、鉛バッテリ３およびＬＩＢ５を充電する。

スタータ７は、電気モータを備え、エンジンを始動する始動装置である。なお、ここでは、電源システムＳがスタータ７と発電機６とを備えるとしたが、スタータ７および発電機６の代わりにＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を備えていてもよい。

車両用電源装置１は、電源システムＳの全体を制御する。また、車両用電源装置１は、第１スイッチ部１１と、第２スイッチ部１２と、電源制御装置１３と、ＤＣＤＣコンバータ１４と、コンバータ制御装置１５とを備える。

第１、第２スイッチ部１１、１２は、回路の短絡と開放を制御する開閉器（リレー）である。第１スイッチ部１１は、鉛バッテリ３と発電機６との間および鉛バッテリ３とスタータ７との間に接続される。第２スイッチ部１２は、ＬＩＢ５と発電機６との間およびＬＩＢ５とスタータ７との間に接続される。第１スイッチ部１１と第２スイッチ部１２とは、互いに一端が接続され、後述の電源制御装置１３によって開閉（オン／オフ）が制御される。なお、図１に示す第１、第２スイッチ部１１、１２の個数や配置は一例であり、これに限定されず、例えば車両用電源装置１が３個以上のスイッチ部を有していてもよい。

電源制御装置１３は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。そして、電源制御装置１３は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されたプログラムを、ＲＡＭを作業領域として使用して実行することによりスイッチ制御部１３ａと、駆動信号生成部１３ｂと、車両状態取得部１３ｃと、充電状態取得部１３ｄとして機能する。

スイッチ制御部１３ａは、鉛バッテリ３およびＬＩＢ５の充電状態、電気負荷４の消費電流、および車両の状態等を参照し、第１スイッチ部１１および第２スイッチ部１２の開閉状態を制御する。

駆動信号生成部１３ｂは、鉛バッテリ３およびＬＩＢ５の充電状態、電気負荷４の消費電流および車両の状態等に応じてＤＣＤＣコンバータ１４の駆動状態を制御する。具体的には、駆動信号生成部１３ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１４の目標出力電流に応じた目標駆動信号を生成し、コンバータ制御装置１５に出力する。

車両状態取得部１３ｃは、車載センサ（図示せず）から車両の状態を取得する。車両の状態とは、車両の走行状態やエンジンの駆動状態を含む。車両の走行状態とは、車両の走行中や減速中等の状態である。車両状態取得部１３ｃは、車載センサのうち例えば車速センサから出力される信号により車両の走行中や減速中の状態を判別する。

エンジンの駆動状態とは、エンジンの初回の始動時やアイドリングストップからの再始動時（復帰時）等である。エンジンの初回の始動時とは、ドライバが車両に乗り込み、キーやボタンを操作して最初にエンジンを始動する時である。アイドリングストップからの再始動時（復帰時）とは、例えば信号待ち等の間にエンジンを一時的に停止させ（アイドリングストップ）、その後ドライバがアクセルを操作した際にエンジンを再始動する時である。

充電状態取得部１３ｄは、鉛バッテリ３およびＬＩＢ５の充電状態を取得する。ＤＣＤＣコンバータ１４は、直流電圧（入力電圧）を別の直流電圧（出力電圧）に変換（降圧または昇圧）する電圧変換装置である。

ＤＣＤＣコンバータ１４は、鉛バッテリ３とＬＩＢ５との間および電気負荷４とＬＩＢ５との間に接続される。また、ＤＣＤＣコンバータ１４は、一端が第１スイッチ部１１と接続され、他端が第２スイッチ部１２と接続される。

例えば、ＬＩＢ５から鉛バッテリ３に電力を供給する場合、ＤＣＤＣコンバータ１４は、ＬＩＢ５の電圧を昇圧し、鉛バッテリ３へ供給する。また、ＬＩＢ５から電気負荷４に電力を供給する場合、ＤＣＤＣコンバータ１４はＬＩＢ５の電圧を昇圧または降圧し、電気負荷４に供給する。

コンバータ制御装置１５は、ＤＣＤＣコンバータ１４を制御する制御装置である。コンバータ制御装置１５は、電源制御装置１３から入力される駆動信号に基づいてＤＣＤＣコンバータ１４を制御する。なお、コンバータ制御装置１５の詳細については図２を用いて後述する。

次に、図２を用いてコンバータ制御装置１５の構成について説明する。図２は、コンバータ制御装置１５のブロック図である。コンバータ制御装置１５は、生成部１５ａと、切替部１５ｂと、補正部１５ｃとを備える。

生成部１５ａは、比例演算部１５５と、積分演算部１５４と、積分器１５６と、加算器１５７とを備える。

比例演算部１５５は、目標駆動信号と、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力信号との差分に比例した比例操作量を算出する。例えばＤＣＤＣコンバータ１４が電流制御される場合、比例演算部１５５は、目標電流である目標駆動信号とＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流との差分に比例した比例操作量を算出する。

積分演算部１５４は、目標駆動信号とＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流との差分と積分ゲインとに応じた演算値を求め、積分器１５６に出力する。積分器１５６は、積分演算部１５４が算出した演算値を積分し、積分操作量を算出する。

加算器１５７は、比例演算部１５５が算出した比例操作量と、積分器１５６が算出した積分操作量とを加算して制御信号を生成し、ＤＣＤＣコンバータ１４へ出力する。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１４は、かかる制御信号に応じた出力電圧を出力する。

切替部１５ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流に応じてＤＣＤＣコンバータ１４の出力モードを切り替える。また、切替部１５ｂは、出力モードを切り替える場合に、スイッチＳＷ１をオンにする。これにより、後述する補正部１５ｃによって生成された補正信号が生成部１５ａに入力されることとなる。ここで、図３Ａ〜図３Ｃを用いてＤＣＤＣコンバータ１４の構成および出力モードの詳細について説明する。

図３Ａは、ＤＣＤＣコンバータ１４の構成例を示す図である。図３Ａに示すように、ＤＣＤＣコンバータ１４は、いわゆるＨブリッジ型コンバータであり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４およびインダクタＬを備える。

なお、図３Ａでは、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が、ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)である場合について示しているが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの他の電荷効果トランジスタであってもよい。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のソース・ドレイン間には、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ接続される。

上述の生成部１５ａによって生成される制御信号は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御するゲート電圧のパルス幅（Ｄｕｔｙ比）に対応する。また、ＤＣＤＣコンバータ１４は、双方向に昇圧または降圧することが可能であるが、以下では、図中左側（スイッチング素子Ｑ１側）から入力される入力電圧を昇圧して出力電圧を図中右側（スイッチング素子Ｑ３側）から出力する場合について説明する。

図３Ｂは、昇圧時における第１モードを示す図である。図３Ｂに示すように、コンバータ制御装置１５は、第１モードにおいて、ＤＣＤＣコンバータ１４のスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３をオフにした状態で、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフを切り替える。

これにより、電磁誘導によりインダクタＬにエネルギを蓄積し、入力電圧を所望の出力電圧まで昇圧することができる。また、第１モードにおいて昇圧された出力電圧は、寄生ダイオードＤ３を介して出力される。このように、第１モードは、出力側の寄生ダイオードＤ３を介してＤＣＤＣコンバータ１４から電流が出力されるモードである。

第１モードでは、スイッチング素子Ｑ３をオフにしておくため、スイッチング素子Ｑ３側からスイッチング素子Ｑ１側への電流の逆流を防止することができる。つまり、昇圧した電圧が出力側（スイッチング素子Ｑ３側）の電圧よりも低い場合に、出力側から入力側への電流の逆流を抑制することができる。

しかしながら、スイッチング素子Ｑ３をオフにしたままにしておくと、出力電流が大きくなった場合に、寄生ダイオードＤ３に大きな電流が流れる。これにより、寄生ダイオードＤ３が発熱し、焼損するおそれがある。

そのため、切替部１５ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が切替点Ｔｐを超えた場合に、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力モードを第１モードから第２モードへ切り替える。

ここで、切替点Ｔｐは、例えば、寄生ダイオードＤ３の許容電流に対応する。これにより、寄生ダイオードＤ３には、切替点Ｔｐを超える電流が流れないので、寄生ダイオードＤ３の発熱による焼損を防ぐとともに、寄生ダイオードＤ３の長寿命化を図ることが可能となる。

図３Ｃは、昇圧時における第２モードを示す図である。図３Ｃに示すように、第２モードは、入力側のスイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフである状態において、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４のオン／オフが交互に切り替えられるモードである。具体的には、第２モードは、スイッチング素子Ｑ３がオンである場合に、スイッチング素子Ｑ４がオフであり、スイッチング素子Ｑ３がオフである場合に、スイッチング素子Ｑ４がオンであるモードである。

すなわち、第１モードでは、寄生ダイオードＤ３を介した電流経路(以下、第１経路とも記載する)で電流を出力していたのに対して、第２モードでは、スイッチング素子Ｑ３を介した電流経路(以下、第２経路とも記載する)で電流を出力する。このように、第２モードにおいては、寄生ダイオードＤ３の発熱を抑えることが可能となり、寄生ダイオードＤ３の焼損を抑制することができる。

ところで、第１経路では、寄生ダイオードＤ３を介して電流が流れるため、寄生ダイオードＤ３が有する抵抗の分だけ第２経路に比べて通電損失が大きくなる。つまり、第１モードと第２モードとでは、異なる通電損失を有する。

そのため、第１モードと第２モードとの間で出力モードを切り替えると、通電経路の切り替わるタイミングでＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が変動する。具体的には、第１モードにおいて１３Ｖまで昇圧し、寄生ダイオードＤ３による通電損失により、１２Ｖまで降圧されていた場合を想定する。

かかる場合に、第１モードから第２モードに切り替えると、１３Ｖの電圧がそのまま出力されることとなる（ここでは、スイッチング素子Ｑ３による通電損失（抵抗）をゼロと仮定する）。

このような電圧の変動により、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が発振し、ＤＣＤＣコンバータ１４の応答性が低下する。また、かかる電圧の変動により、出力電流のオーバーシュートやアンダーシュートが発生する場合もある。

このため、実施形態に係るコンバータ制御装置１５では、出力モードが切り替わるタイミングで制御信号を補正することとしている。これによりＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流の発振を抑制し、ＤＣＤＣコンバータ１４の応答性を向上させることが可能となる。

具体的には、コンバータ制御装置１５は、制御信号を補正する補正部１５ｃを備える。ここで、図２の説明に戻り、補正部１５ｃについて説明する。補正部１５ｃは、図２に示すように、補正信号生成部１５３と、スイッチＳＷ１とを備える。補正信号生成部１５３は、駆動信号に応じて補正信号を生成し、スイッチＳＷ１を介して生成部１５ａへ出力することで、制御信号を補正する。

かかる補正信号は、積分演算部１５４が出力する演算値に加算もしくは減算され、積分器１５６に入力される。具体的には、第１モードから第２モードに切り替わる場合、補正信号が演算値から減算され、第２モードから第１モードへ切り替わる場合、補正信号が演算値に加算される。

つまり、第１モードから第２モードへ切り替わる場合、上述のように通電経路の通電損失が小さくなるため、第１経路と第２経路とにおける通電損失の差分を演算値から減算する。一方、第２モードから第１モードへ切り替わる場合、通電損失が大きくなるため、第１経路と第２経路とにおける通電損失の差分を演算値に加算する。

つまり、補正部１５ｃは、出力モードの切り替わりにおける通電損失の差分を排除もしくは補填する。これにより、出力モードの切り替わりにおける出力電流の変動を抑えることができる。

したがって、出力モードが切り替わる際に、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流の発振を抑制することができるので、ＤＣＤＣコンバータ１４の応答性を向上させることが可能となる。

また、補正信号は演算値に加算もしくは減算された後に、補正後の演算値が積分器１５６によって積分される。これにより、１度の補正信号の入力によって、その後の補正の効果を維持することができる。つまり、補正部１５ｃが、積分演算部１５４に対して補正信号を入力することで、演算値の補正回数を最小限に抑えることが可能となる。

スイッチＳＷ１は、例えば、切替部１５ｂによってオン／オフが制御される。また、スイッチＳＷ１は、一端が補正信号生成部１５３に接続され、他端が生成部１５ａに接続される。

スイッチＳＷ１は、例えば、切替部１５ｂが出力モードを切り替える場合、切替部１５ｂの制御によりオンになり、その後、一定期間経過後にオフになる。つまり、スイッチＳＷ１は、第１モードから第２モードおよび第２モードから第１モードへ出力モードが切り替わる一定期間のみオンになる。

かかる一定期間は、生成部１５ａによって行われるフィードバック制御の１周期である。これにより、上述したように、出力モードが切り替わるタイミングのみ、補正信号が積分器１５６に入力されることとなる。

次に、図４を用いて補正部１５ｃの補正のタイミングについて説明する。図４は、補正部１５ｃによる補正のタイミングを示すタイミングチャートである。

図４のＡに示すように、切替部１５ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が切替点Ｔｐを超える時刻ｔ１において図４のＢに示すように出力モードを第１モードから第２モードへ切り替える。

このとき、図４のＣに示すように、切替部１５ｂは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの所定期間だけスイッチＳＷ１をオンにする。これにより、同図のＤに示すように、補正信号生成部１５３によって生成された補正信号が制御信号から減算される。

その後、同図のＡに示すように、出力電流が切替点Ｔｐを下回る時刻ｔ３において、切替部１５ｂは、同図のＢに示すように、出力モードを第２モードから第１モードへ切り替える。

このとき、同図のＣに示すように、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの所定期間、スイッチＳＷ１をオンにする。これにより、補正信号が制御信号に加算されることとなる。

このように、コンバータ制御装置１５では、出力モードの切り替わりにおいて、補正信号を加算もしくは減算する。これにより、図４のＥに示すように、ＤＣＤＣコンバータ１４へ入力される第１モードの制御信号を第２モードの制御信号よりも大きくすることができる。

つまり、出力モードの切り替わりにおいて生じる第１経路と第２経路との通電損失の差分を埋めることができる。これにより、出力モードの切り替わりにおける出力電流の変動に基づく発振を抑制することができる。

図５は、補正後の出力電流を示す図である。上述したように切替部１５ｂは、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が切替点Ｔｐを超えた場合、もしくは、出力電流が切替点Ｔｐより低下した場合に、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力モードを切り替える。

そして、補正部１５ｃは、かかる出力モードの切り替わるタイミングにあわせて制御信号を補正する。これにより、コンバータ制御装置１５は、図１に示した電源制御装置１３より入力される駆動信号に対するＤＣＤＣコンバータ１４の応答性を向上させることが可能となる。

次に、図６を用いて実施形態に係るコンバータ制御装置１５が実行する処理手順について説明する。図６は、コンバータ制御装置１５が実行する処理手順を示すフローチャートである。なお、かかる処理手順は、コンバータ制御装置１５によって繰り返し実行される。

図６に示すように、コンバータ制御装置１５は、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力モードが第１モードか否かを判定する（ステップＳ１０１）。ここで、出力モードが第１モードであれば（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力電流が切替点Ｔｐよりも小さいか否かを判定する（ステップＳ１０２）。

出力電流が切替点Ｔｐよりも小さい場合（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０２の判定処理を継続して行う。一方、出力電流が切替点Ｔｐ以上である場合（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、出力モードを第１モードから第２モードへ切り替える（ステップＳ１０３）。続いて、補正部１５ｃは、演算値から補正信号を減算し（ステップＳ１０４）、生成部１５ａは、補正後の制御信号を出力して（ステップＳ１０５）、処理を終了する。

一方、出力モードが第１モードでない場合（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、切替部１５ｂは、出力電流が切替点Ｔｐよりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１０６）。

ここで、出力電流が切替点Ｔｐよりも大きい場合（ステップＳ１０６，Ｙｅｓ）、ステップＳ１０６の判定処理を継続して行う。出力電流が切替点Ｔｐ以下の場合（ステップＳ１０６，Ｎｏ）、ＤＣＤＣコンバータ１４の出力モードを第１モードへ切り替える（ステップＳ１０７）。

そして、補正部１５ｃは、演算値に対して補正信号を加算して（ステップＳ１０８）、生成部１５ａは、補正後の制御信号を出力して（ステップＳ１０５）、処理を終了する。

上述したように、実施形態に係る制御装置（コンバータ制御装置１５）は、切替部１５ｂと、補正部１５ｃとを備える。切替部１５ｂは、電力変換装置（ＤＣＤＣコンバータ１４）の出力側のスイッチング素子Ｑをオフにして寄生ダイオードＤを介して電流を出力する第１モードと、スイッチング素子Ｑをオンにしてスイッチング素子Ｑを介して電流を出力する第２モードとを切り替える。

補正部１５ｃは、切替部１５ｂによって一方のモードから他方のモードへ切り替えられる場合に、電力変換装置へ入力する制御信号を補正する。したがって、実施形態に係る制御装置によれば、電力変換装置の応答性を向上させることができる。

ところで、上述した実施形態では、コンバータ制御装置１５が、車両用の電源システムＳに用いられるＤＣＤＣコンバータ１４を制御する場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、コンバータ制御装置１５は、種々のＤＣＤＣコンバータの制御装置として適用することが可能である。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１４ ＤＣＤＣコンバータ
１５ コンバータ制御装置
１５ａ 生成部
１５ｂ 切替部
１５ｃ 補正部
Ｑ スイッチング素子
Ｄ 寄生ダイオード
Ｔｐ 切替点

Claims (4)

1. 電力変換装置の出力側のスイッチング素子をオフにして寄生ダイオードを介して電流を出力する第１モードと、前記スイッチング素子をオンにして前記スイッチング素子を介して電流を出力する第２モードとを切り替える切替部と、
   前記切替部によって一方のモードから他方のモードへ切り替えられる場合に、前記電力変換装置を制御する制御信号を補正する補正部と、
   比例制御および積分制御に基づいて前記制御信号を生成する生成部と
   を備え、
   前記補正部は、
   前記積分制御に対して補正信号を入力し、前記制御信号を補正すること
   を特徴とする制御装置。
2. 前記補正部は、
   前記第１モードと前記第２モードとの通電損失の差分に応じた前記補正信号を入力すること
   を特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記補正部は、
   前記第１モードから前記第２モードへ切り替わる場合、前記補正信号を減算し、前記第２モードから前記第１モードへ切り替わる場合に、前記補正信号を加算すること
   を特徴とする請求項１または２に記載の制御装置。
4. 電力変換装置の出力側のスイッチング素子をオフにして寄生ダイオードを介して電流を出力する第１モードと、前記スイッチング素子をオンにして前記スイッチング素子を介して電流を出力する第２モードとを切り替える切替工程と、
   前記切替工程によって一方のモードから他方のモードへ切り替えられる場合に、前記電力変換装置へ入力する制御信号を補正する補正工程と、
   比例制御および積分制御に基づいて前記制御信号を生成する生成工程と
   を含み、
   前記補正工程は、
   前記積分制御に対して補正信号を入力し、前記制御信号を補正すること
   を特徴とする電力変換装置の制御方法。

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