JP6820047B2 - 非接触電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、非接触で電力の伝送を行う非接触電力伝送システムに関する。

負荷と電源とを直接接続することなく、電源が出力する電力を非接触で負荷に伝送する技術が開発されている。当該技術は、一般的に、非接触電力伝送やワイヤレス給電と呼ばれている。当該技術は、携帯電話や家電製品、電気自動車、無人搬送車（ＡＧＶ：Automated Guided Vehicle）などへの電力伝送に応用されている。

非接触電力伝送では、高周波電源装置に接続された送電装置から、負荷に接続された受電装置に、非接触で送電を行う。送電装置には送電コイルが備えられており、受電装置には受電コイルが備えられている。送電コイルと受電コイルとが磁気的に結合されることで、非接触での送電が行われる。例えば、特許文献１には、送電コイルおよび受電コイルがともに直列共振回路を構成する、磁界共鳴方式の非接触電力伝送装置が記載されている。

本願発明者は、高周波電源装置を定電流源とし、送電コイルが直列共振回路を構成し、受電コイルが並列共振回路を構成し、磁界共鳴方式で非接触電力伝送を行うことにより、受電側の並列共振回路からの出力電流を一定の大きさとして、蓄電デバイスを定電流充電する非接触電力伝送システムを開発した（特願２０１５−２２１５０４）。

特開２０１５−２３１２８７号公報

しかしながら、送電コイルと受電コイルとを同様の仕様のコイルとした場合、受電側の並列共振回路からの出力電流が、高周波電源装置の出力電流と比べて小さくなるという問題があった。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、高周波電源装置を定電流源とした場合でも、受電側の共振回路からの出力電流を、高周波電源装置の出力電流と比べて大きくすることができる非接触電力伝送システムを提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明によって提供される非接触電力伝送システムは、一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、前記高周波電源装置が出力する電力を伝送する送電装置と、前記送電装置から送電される電力を前記送電装置と非接触で受電する受電装置とを備え、前記送電装置は、前記高周波電源装置からの電流出力を電圧出力に変換する変換手段を含むことを特徴とする。この構成によると、高周波電源装置が出力する一定の高周波電流は、変換手段によって、一定の高周波電圧に変換される。したがって、送電装置の送電コイルと受電装置の受電コイルとの間の磁気結合による相互インダクタンスを調整することで、受電装置は、高周波電源装置の出力電流と比べて大きい電流を出力することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記変換手段は、電流−電圧変換回路である。この構成によると、変換手段をハードウエアとして構成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電装置は、電力を送電する送電コイルと、前記送電コイルに直列接続されて、共振回路を構成する共振コンデンサと、を有する送電ユニットを備え、前記受電装置は、電力を受電する受電コイルと、前記受電コイルに直列接続されて、共振回路を構成する共振コンデンサと、を有する受電ユニットを備えている。この構成によると、送電ユニットおよび受電ユニットは、ともに直列共振回路であり、磁界共鳴方式で電力伝送を行う。したがって、受電ユニットは一定の高周波電流を出力することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記送電コイルと前記受電コイルとの間の磁気結合による相互インダクタンスのインピーダンスは、前記電流−電圧変換回路の特性インピーダンスより小さい。この構成によると、受電ユニットは、高周波電源装置の出力電流より大きい電流を出力することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流‐電圧変換回路は、前記高周波電源装置が出力する高周波電流の周波数において各インピーダンスの大きさが等しくなるように設計されているインダクタとコンデンサとを、Ｔ型またはπ型に配置したフィルタ回路、および、伝送線路であって、その長さが、前記周波数の、当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さである伝送線路のいずれか一方を備えている。この構成によると、フィルタ回路または伝送線路だけで、電流‐電圧変換回路を構成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流−電圧変換回路は、１つのインダクタと２つのコンデンサとを、π型に配置したフィルタ回路と、伝送線路とを備え、前記伝送線路の長さを、前記高周波電源装置が出力する周波数ｆ₀の、当該伝送線路における伝送波長λのｘ倍とした場合、前記インダクタの自己インダクタンスＬと前記コンデンサのキャパシタンスＣは、下記式に基づいて設計される。なお、前記伝送線路の特性インピーダンスをＺ₀としており、βは位相定数（２π／λ）である。この構成によると、伝送線路の長さに応じて、フィルタ回路を適切に設計することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流−電圧変換回路は、２つのインダクタと１つのコンデンサとを、Ｔ型に配置したフィルタ回路と、伝送線路とを備え、前記伝送線路の長さを、前記高周波電源装置が出力する周波数ｆ₀の、当該伝送線路における伝送波長λのｘ倍とした場合、前記インダクタの自己インダクタンスＬと前記コンデンサのキャパシタンスＣは、下記式に基づいて設計される。なお、前記伝送線路の特性インピーダンスをＺ₀としており、βは位相定数（２π／λ）である。この構成によると、伝送線路の長さに応じて、フィルタ回路を適切に設計することができる。

本発明によると、高周波電源装置が出力する一定の高周波電流は、変換手段によって、一定の高周波電圧に変換される。したがって、送電装置の送電コイルと受電装置の受電コイルとの間の磁気結合による相互インダクタンスを調整することで、受電装置は、高周波電源装置の出力電流と比べて大きい電流を出力することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成の概要を示す図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す回路図である。 高周波電源装置の内部構成の詳細を示す回路図である。 比較のための非接触電力伝送システムの全体構成を示す回路図である。 比較のための非接触電力伝送システムの主要部分の回路を、等価回路で説明するための図である。 図４に示す回路に基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分の回路を、等価回路で説明するための図である。 図２に示す回路に基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第１実施形態に係る電流‐電圧変換回路の変形例を示す図である。 （ａ）は第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図であり、（ｂ）は第２実施形態に係る非接触電力伝送システムの主要部分を抜き出した図である。 図１０（ａ）に示す回路に基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第３実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 図１２に示す回路に基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第４実施形態に係る非接触電力伝送システムの構成を示す回路図である。 第４実施形態に係る電流‐電圧変換回路の変形例を示す図である。 図１５に示す回路に基づいてシミュレーションを行ったときの各波形を示す図である。 第１〜第４実施形態に係る非接触給電システムの他の実施例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。なお、以下に記載する各寸法、形状、材質、各種の値などは、説明のための例示であって、記載されたものに限定されない。仕様に応じて、適宜変更可能である。また、各図面において、同一または類似の要素には同一の符号を付しており、重複する説明を省略している。

図１〜図３は、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ１を説明するための図である。図１は、非接触電力伝送システムＳ１の全体構成の概要を示している。図２は、非接触電力伝送システムＳ１の全体構成を示す回路図である。図３は、高周波電源装置１の内部構成の詳細を示す回路図である。

図１に示すように、非接触電力伝送システムＳ１は、電気自動車などの車体に備えられた受電装置Ｂと、駐車場などの床面に埋設された送電装置Ａ１とを備えている。送電装置Ａ１は床面に配置された送電コイルを備えており、受電装置Ｂは車体底面に配置された受電コイルを備えている。送電コイルと受電コイルとが磁気結合することで、受電装置Ｂは、送電装置Ａ１から送電される高周波電力を受電する。すなわち、送電コイルに高周波電流が流れることで磁束が変化し、この磁束に鎖交する受電コイルに高周波電流が流れる。これにより、送電装置Ａ１から受電装置Ｂに、非接触で電力を伝送することができる。受電装置Ｂは、高周波電流を整流平滑回路で整流して、蓄電デバイスＤに供給する。

送電コイルおよび受電コイルは、渦巻状に巻回された平面コイルであり、それぞれコイル面が床面に対して略平行になるように配置されている。給電を行う場合は、図１に示すように、受電装置Ｂが送電装置Ａ１の真上にきて、受電コイルが送電コイルに上方から見て重なり合うように、車体を配置する。図２は、受電コイルが送電コイルに磁気結合した状態を示している。

図２に示すように、送電装置Ａ１は、高周波電源装置１、電流‐電圧変換回路５１、および、送電ユニット２を備えている。

高周波電源装置１は、高周波電力を出力するものである。高周波電源装置１は、いわゆる定電流源であり、一定の大きさの高周波電流を出力する。図３に示すように、高周波電源装置１は、直流電源装置１１、制御装置１２、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えている。高周波電源装置１は、直流電源装置１１が生成した直流電力を、スイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作によって高周波電力に変換する。

直流電源装置１１は、直流電力を生成して出力するものである。直流電源装置１１は、商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（目標電圧）の直流電圧に変換する。直流電源装置１１は、制御装置１２から入力される電圧制御信号ＣＳ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。なお、直流電源装置１１の構成は限定されず、所定の直流電圧を出力するものであればよい。

スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０は、いわゆるＥ級アンプを構成する。Ｅ級アンプは、直流電源装置１１より直流電力を入力され、高周波電力を生成して出力する。

コンデンサＣ１０は、直流電源装置１１に並列接続されており、直流電源装置１１より入力される直流電圧を平滑化するものである。

インダクタＬ１は、直流電源装置１１の高電位側の出力端子とスイッチング素子Ｑｓとの間に直列接続されている。直流電源装置１１が一定の直流電圧を出力することにより、インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑｓに一定の直流電流を供給する。

スイッチング素子Ｑｓは、制御装置１２から入力される高周波制御信号ＣＳ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ１の一方の端子（直流電源装置１１の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、直流電源装置１１の低電位側の出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、制御装置１２から高周波制御信号ＣＳ２が入力される。高周波制御信号ＣＳ２は、所定の周波数ｆ₀（例えば、８５［ｋＨｚ］や１３．５６［ＭＨｚ］など）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。周波数ｆ₀は、スイッチング素子Ｑｓをスイッチングさせる周波数なので、以下では「スイッチング周波数ｆ₀」と記載する場合がある。スイッチング素子Ｑｓは、高周波制御信号ＣＳ２がローレベルのときオフ状態になり、高周波制御信号ＣＳ２がハイレベルのときオン状態になる。

ダイオードＤ１は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ１のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。なお、スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ１を設けないようにしてもよい。

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されており、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態のときに電流が流れて、電気エネルギーを蓄積する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がピークになった後は放電を行い、電気エネルギーを放出する。そして、コンデンサＣ１の両端電圧がゼロになったタイミングで、スイッチング素子Ｑｓがオフ状態からオン状態に切り替わる。

インダクタＬ３とコンデンサＣ３とは、直列接続されて共振回路ＬＣ３を構成している。インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀と一致するように設計される。共振回路ＬＣ３は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とインダクタＬ１の一方の端子との接続点と電流‐電圧変換回路５１との間に、直列接続されている。共振回路ＬＣ３の共振特性により、出力電流が、共振周波数（スイッチング周波数ｆ₀）の正弦波状になる。なお、当該共振回路ＬＣ３が、本発明の「第１の共振回路」に相当する。

コンデンサＣ４は、共振回路ＬＣ３の出力側に、直流電源装置１１に対して並列となるように、接続されている。コンデンサＣ４、インダクタＬ３およびコンデンサＣ３は、インピーダンス整合回路として機能する。また、コンデンサＣ３は、高周波電源装置１から出力される高周波電流から直流成分をカットする。

以上の構成から、スイッチング素子Ｑｓ、ダイオードＤ１、インダクタＬ１，Ｌ３、および、コンデンサＣ１，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０を備えたＥ級アンプは、制御装置１２より入力される高周波制御信号ＣＳ２に応じてスイッチング素子Ｑｓがスイッチングすることで、スイッチング周波数ｆ₀の高周波電流を生成して出力する。

また、本実施形態においては、高周波電源装置１は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とが直列接続された共振回路ＬＣ２を、スイッチング素子Ｑｓに並列接続させている。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数と一致するように設計される。共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。なお、当該共振回路ＬＣ２が、本発明の「第２の共振回路」に相当する。

また、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１からなるフィルタＬＣ１も、共振回路ＬＣ２と合わせたインピーダンスが、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなるように設計される。なお、コンデンサＣ１のキャパシタンスは、スイッチング素子Ｑｓの内部の容量成分も考慮して設計される。

以上の構成から、発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。

制御装置１２は、高周波電源装置１を制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）およびＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成される。

制御装置１２は、フィードバック制御によって、直流電源装置１１から出力される直流電圧のレベルを制御する。具体的には、制御装置１２は、直流電源装置１１の出力電圧と設定された目標電圧との偏差をゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、電圧制御信号ＣＳ１として直流電源装置１１に出力する。これにより、制御装置１２は、直流電源装置１１から出力される直流電圧を目標電圧に制御して、直流電源装置１１から一定の直流電圧を出力させることができる。また、制御装置１２は、目標電圧を変更することで、直流電源装置１１の出力電圧のレベルを変更する。

また、制御装置１２は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ₀のパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、高周波制御信号ＣＳ２としてスイッチング素子Ｑｓのゲート端子に出力する。

電流‐電圧変換回路５１は、電流出力を電圧出力に変換するものである。電流‐電圧変換回路５１は、インダクタＬ１１と２つのコンデンサＣ１１、Ｃ１２とを、π型に配置したフィルタ回路である。インダクタＬ１１は、高周波電源装置１と送電ユニット２との間の電力線対の一方の電力線上に設けられている。コンデンサＣ１１はインダクタＬ１１の上流側に、コンデンサＣ１２はインダクタＬ１１の下流側に、電力線対間に並列接続されている。スイッチング周波数ｆ₀におけるインダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１，Ｃ１２の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、各インダクタンスおよびキャパシタンスを決定している。電流‐電圧変換回路５１は、高周波電源装置１からの電流出力を電圧出力に変換して、送電ユニット２に出力する。

送電ユニット２は、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔを備えている。送電コイルＬｔは、電流‐電圧変換回路５１を介して高周波電源装置１より供給される高周波電力を、受電装置Ｂに送電するものである。共振コンデンサＣｔは、送電コイルＬｔに直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔは、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。すなわち、送電コイルＬｔの自己インダクタンスＬ_tと、共振コンデンサＣｔのキャパシタンスＣ_tとが、下記（１）式の関係になるように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、送電コイルＬｔの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｔとして用いるようにしてもよい。

また、図２に示すように、受電装置Ｂは、受電ユニット３および整流平滑回路４を備えている。

受電ユニット３は、受電コイルＬｒ、および、共振コンデンサＣｒを備えている。受電コイルＬｒは、送電コイルＬｔと磁気結合して、非接触で受電するものである。共振コンデンサＣｒは、受電コイルＬｒに直列接続されて、直列共振回路を構成するためのものである。

受電コイルＬｒおよび共振コンデンサＣｒは、送電コイルＬｔおよび共振コンデンサＣｔと同様に、共振周波数が高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）と一致するように設計される。なお、スイッチング周波数ｆ₀が高い場合は、受電コイルＬｒの巻線間の浮遊キャパシタンスを共振コンデンサＣｒとして用いるようにしてもよい。

送電ユニット２および受電ユニット３は、いずれも共振回路であり、送電ユニット２から受電ユニット３へは、磁界共鳴方式により、非接触で電力伝送が行われる。受電ユニット３が受電した電力は、整流平滑回路４に出力される。

整流平滑回路４は、受電ユニット３より出力される高周波電流を整流して、直流電流に変換するものである。整流平滑回路４は、４つのダイオードをブリッジ接続した全波整流回路を備えている。また、整流平滑回路４は、整流後の出力を平滑するための平滑回路も備えている。なお、整流平滑回路４の構成は限定されず、高周波電流を直流電流に変換するものであればよい。整流平滑回路４から出力される直流電流は、蓄電デバイスＤに供給される。

蓄電デバイスＤは、例えばリチウムイオン電池などの二次電池である。蓄電デバイスＤは、整流平滑回路４より出力される直流電力によって充電され、図示しないモータなどに電力を供給する。蓄電デバイスＤには、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく、一定大きさの電流が入力される。なお、二次電池の種類は限定されず、鉛蓄電池などであってもよい。また、蓄電デバイスＤに代えて、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタを用いるようにしてもよい。

次に、蓄電デバイスＤに供給される電流が一定になること、蓄電デバイスＤに供給される電流が高周波電源装置１の出力電流と比べて大きい電流になることを説明する。

まず、比較のために、図４に示す非接触電力伝送システムＳ’において、蓄電デバイスＤに供給される電流が一定になること、蓄電デバイスＤに供給される電流が高周波電源装置１の出力電流と比べて小さい電流になることを説明する。非接触電力伝送システムＳ’は、高周波電源装置１を定電流源とし、送電ユニット２が直列共振回路を構成し、受電ユニット３’が並列共振回路を構成し、磁界共鳴方式で非接触電力伝送を行うことにより、受電ユニット３からの出力電流を一定の大きさとして、蓄電デバイスＤを定電流充電する。非接触電力伝送システムＳ’は、送電装置Ａ’が電流‐電圧変換回路５１を備えていない点、および、受電装置Ｂ’の受電ユニット３’が並列共振回路を構成する点以外は、非接触電力伝送システムＳ１と同じ構成である。

図５（ａ）は、図４に示す非接触電力伝送システムＳ’の主要部分を抜き出したものである。

高周波電源装置１の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とする。また、整流平滑回路４に印加される電圧をＶ₂、整流平滑回路４に入力される電流をＩ₂とする。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂および各電流Ｉ₁，Ｉ₂は、いずれもベクトルである。

一般的に、非接触電力伝送システムの等価回路は、磁気結合した送電コイルと受電コイルとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表すことができる。図５（ａ）に示す回路を、Ｔ型回路を用いて表した等価回路に変換すると、図５（ｂ）に示す回路になる。図５（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ４として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、いずれもベクトルである。Ｔ型回路のコイルのうちの送電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ１に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。Ｔ型回路のコイルのうちの受電ユニット側のコイル（インピーダンスＺ３に含まれるコイル）のインダクタンスは、受電コイルＬｒの自己インダクタンスから、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスを減じたものとなる。また、Ｔ型回路のコイルのうちの並列接続されたコイル（インピーダンスＺ２に含まれるコイル）のインダクタンスは、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスとなる。したがって、各インピーダンスＺ１〜Ｚ４は、下記（２）〜（５）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒの自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔおよび共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとし、周波数ｆ₀に対応する角周波数をω₀（＝２πｆ₀）としている。

図５（ｃ）は、図５（ｂ）に示す回路を、Ｆパラメータを用いて表した等価回路を示す図である。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルであり、Ｆパラメータは、下記（６）式のようになる。

磁界共鳴の条件式であるＺ１＋Ｚ２＝Ｚ２＋Ｚ３＋Ｚ４＝０を、上記（６）式に代入すると、下記（７）式になる。これより、下記（８）式および上記（３），（４）式から、下記（９）式が求められる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（９）式より、受電ユニット３から出力される電流Ｉ₂の大きさは、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、送電ユニット２に入力される電流Ｉ₁は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁である。直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさは一定である。したがって、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、受電ユニット３の出力電流Ｉ₂の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₂を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３の出力電流Ｉ₂の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流された電流は一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なくほぼ一定になる。

また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとが同様の仕様の場合、それぞれの自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはほぼ等しくなり、Ｌ_t／Ｌ_r≒１となる。結合係数ｋ＜１なので、上記（９）式より、電流Ｉ₂の大きさは電流Ｉ₁の大きさより小さくなる。また、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさは小さくなる。

図６は、図４に示す回路において、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧を４０［Ｖ］、高周波制御信号ＣＳ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．２，０．４とし、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスを１［μＦ］、１００［μＦ］として、シミュレーションを行った。自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはともに０．６［μＨ］とし、キャパシタンスＣ_t，Ｃ_rはともに２３０［ｐＦ］としている。図６（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図６（ｂ）は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の波形を示している。また、図６（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流Ｉ₂の波形を示しており、図６（ｄ）は、整流平滑回路４のコンデンサを流れる電流Ｉ_LOADの波形を示している。図６（ｃ）、（ｄ）において、振幅の大きい方が、結合係数をｋ＝０．４としたときのものである。整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスが１［μＦ］の場合と１００［μＦ］の場合とで、各波形に大きな変化はなかったので、図６（ａ）〜（ｄ）においては重なって表示されている。

図６（ｂ）に示されているように、電流Ｉ₁の振幅が約１［Ａ］であるところ、図６（ｃ）に示されているように、電流Ｉ₂の振幅は、ｋ＝０．４の場合に約０．４［Ａ］となり、ｋ＝０．２の場合に約０．２［Ａ］となっている。つまり、電流Ｉ₂の大きさが電流Ｉ₁の大きさより小さくなり、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさが小さくなることが確認できた。

次に、図２に示す非接触電力伝送システムＳ１において、蓄電デバイスＤに供給される電流が一定になること、蓄電デバイスＤに供給される電流が高周波電源装置１の出力電流と比べて大きい電流になることを説明する。

図７（ａ）は、図２に示す非接触電力伝送システムＳ１の主要部分を抜き出したものである。

高周波電源装置１の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とする。また、電流‐電圧変換回路５１の出力電圧をＶ₂、出力電流をＩ₂とする。また、受電ユニット３の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

図７（ｂ）は、電流‐電圧変換回路５１の回路を示している。図７（ｂ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ１〜Ｚ３として表している。なお、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、いずれもベクトルである。図７（ｂ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（１０）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

高周波電源装置１より供給される高周波電力の周波数ｆ₀（スイッチング周波数ｆ₀）におけるインダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１，Ｃ１２の各インピーダンスの大きさが等しくなるように、インダクタンスや各キャパシタンスを決定している。インダクタＬ１１およびコンデンサＣ１１，Ｃ１２の各インピーダンスを特性インピーダンスＺ₀とし、周波数ｆ₀に対応する角周波数をω₀（＝２πｆ₀）とすると、各インピーダンスＺ１〜Ｚ３は、下記（１１）、（１２）式で表すことができる。

上記（１１）、（１２）式を、上記（１０）式に代入すると、下記（１３）式になる。これより、下記（１４）式が求められる。

図７（ｃ）は、送電ユニット２および受電ユニット３の等価回路を示しており、磁気結合した送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとを、３つのコイルで構成されたＴ型回路に置き換えて表したものである。図７（ｃ）においては、図に示すように、コンデンサまたはコイルのインピーダンスをＺ４〜Ｚ６として表している。なお、各インピーダンスＺ４〜Ｚ６は、いずれもベクトルであり、下記（１５）〜（１７）式で表すことができる。なお、送電コイルＬｔおよび受電コイルＬｒのインダクタンスを、それぞれ、Ｌ_tおよびＬ_rとし、共振コンデンサＣｔおよび共振コンデンサＣｒのキャパシタンスを、それぞれ、Ｃ_tおよびＣ_rとしている。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋとし、周波数ｆ₀に対応する角周波数をω₀（＝２πｆ₀）としている。

図７（ｃ）に示す回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（１８）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。

磁界共鳴の条件式であるＺ４＋Ｚ５＝Ｚ５＋Ｚ６＝０を、上記（１８）式に代入すると、下記（１９）式になる。これより、上記（１６）式を用いて、下記（２０）式が求められる。

上記（１４）、（２０）式より下記（２１）式となり、下記（２２）式が求められる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの距離が変化しなければ、結合係数ｋは変化しない。したがって、上記（２２）式より、受電ユニット３から出力される電流Ｉ₃の大きさは、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさは一定なので、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流された電流は一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なくほぼ一定になる。

送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスＭのインピーダンスＺ_M（＝ｊω₀Ｍ）は、下記（２３）式になるので、上記（２２）式より下記（２４）式となる。したがって、Ｚ_M＜Ｚ₀とすることで、電流Ｉ₃の大きさを電流Ｉ₁の大きさより大きくすることができる。

図８は、図２に示す回路において、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。直流電源装置１１が出力する直流電圧を４０［Ｖ］、高周波制御信号ＣＳ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．２，０．４とし、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスを１［μＦ］、１００［μＦ］として、シミュレーションを行った。自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはともに０．６［μＨ］とし、キャパシタンスＣ_t，Ｃ_rはともに２３０［ｐＦ］としている。図８（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図８（ｂ）は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の波形を示している。また、図８（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の波形を示しており、図８（ｄ）は、整流平滑回路４のコンデンサを流れる電流Ｉ_LOADの波形を示している。図８（ｃ）、（ｄ）において、振幅の大きい方が、結合係数をｋ＝０．２としたときのものである。図８（ａ）〜（ｄ）において、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスが１［μＦ］の場合と１００［μＦ］の場合とで、位相に若干のずれがあるが、同様の波形になっている。

図８（ｂ）に示されているように、電流Ｉ₁の振幅が約１．２［Ａ］であるところ、図８（ｃ）に示されているように、電流Ｉ₃の振幅は、ｋ＝０．４の場合に約２．５［Ａ］となり、ｋ＝０．２の場合に約５［Ａ］となっている。つまり、電流Ｉ₃の大きさが電流Ｉ₁の大きさより大きくなり、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさが大きくなることが確認できた。

次に、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ１の作用効果について説明する。

本実施形態によると、高周波電源装置１が出力する一定の高周波電流は、電流‐電圧変換回路５１によって、一定の高周波電圧に変換される。そして、送電ユニット２および受電ユニット３は、ともに直列共振回路であり、磁界共鳴方式で電力伝送を行う。したがって、受電ユニット３の出力が定電流源の出力と等価になる。よって、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なく、蓄電デバイスＤに出力される電流はほぼ一定になる。つまり、蓄電デバイスＤを、定電流で充電することができる。また、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁と受電ユニット３の出力電流Ｉ₃とは、上記（２４）式の関係になる。したがって、相互インダクタンスＭ（インピーダンスＺ_M）を調整することで、出力電流Ｉ₃を出力電流Ｉ₁より大きくすることができる。

また、本実施形態によると、高周波電源装置１は、１つのスイッチング素子Ｑｓに高周波制御信号ＣＳ２を入力することで、一定の大きさの高周波電流を出力することができる。スイッチング素子が１つのため、ドライブ回路を単純な構成とすることができる。また、高周波電源装置１のスイッチング素子Ｑｓには、インダクタＬ２とコンデンサＣ２からなる共振回路ＬＣ２が並列接続されている。当該共振回路ＬＣ２は、スイッチング周波数ｆ₀の２倍の周波数成分（２次高調波成分）に対して、低インピーダンスとなり、スイッチング周波数ｆ₀の成分（基本波成分）およびその３倍の周波数成分（３次高調波成分）に対して、高インピーダンスとなる。したがって、高周波電源装置１で発生した高周波電流のうちの２次高調波成分は、共振回路ＬＣ２に流れ、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間の２次高調波成分電流による発生電圧を抑制することができる。よって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにする必要がない。

上記第１実施形態においては、電流‐電圧変換回路５１を、インダクタＬ１１と２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２とをπ型に配置したフィルタ回路とした場合について説明したが、電流‐電圧変換回路５１の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置したフィルタ回路（図９（ａ）参照）としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置したフィルタ回路（図９（ｂ）参照）としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをＴ型に配置したフィルタ回路（図９（ｃ）参照）としてもよい。

また、電流‐電圧変換回路５１は、インダクタとコンデンサを組み合わせたフィルタ回路に限定されない。電流‐電圧変換回路５１は、高周波電源装置１からの電流出力を電圧出力に変換するものであればよい。

図１０（ａ）は、第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ２の構成を示す回路図である。なお、受電装置Ｂの構成は第１実施形態に係る受電装置Ｂと同様なので、送電装置Ａ２のみを記載している。非接触電力伝送システムＳ２は、電流‐電圧変換回路５２の構成が、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ１の電流‐電圧変換回路５１と異なっている。

電流‐電圧変換回路５２は、電流出力を電圧出力に変換するものである。電流‐電圧変換回路５２は、伝送線路ＴＬを備えている。伝送線路ＴＬは、高周波電源装置１と送電ユニット２との間に直列接続されている。本実施形態においては、伝送線路ＴＬを同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路ＴＬは、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路ＴＬの長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬにおける伝送波長の略４分の１としている。高周波電源装置１が出力する高周波の波長λは、周波数をｆとして、伝送線路ＴＬ内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度なので、例えば、スイッチング周波数ｆ₀＝１３．５６［ＭＨｚ］とすると、高周波電源装置１が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路ＴＬの長さは、この波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路ＴＬの長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。また、上記算出式から分かるように、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路ＴＬを用いる必要があり、当該伝送線路ＴＬを送電装置Ａ２の筺体に収容するために、送電装置Ａ２の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波電源装置１が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示す非接触電力伝送システムＳ２の主要部分を抜き出したものである。

高周波電源装置１の出力電圧をＶ₁、出力電流をＩ₁とする。また、電流‐電圧変換回路５２の出力電圧をＶ₂、出力電流をＩ₂とする。また、受電ユニット３の出力電圧をＶ₃、出力電流をＩ₃とする。つまり、整流平滑回路４に印加される電圧がＶ₃、整流平滑回路４に入力される電流がＩ₃となる。なお、各電圧Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃および各電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃は、いずれもベクトルである。

電流‐電圧変換回路５２の回路をＦパラメータを用いて表した場合、Ｆパラメータは、下記（２５）式のようになる。なお、Ｆパラメータの各要素Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、いずれもベクトルである。Ｚ₀は伝送線路ＴＬの特性インピーダンスであり、βは位相定数（２π／λ）であり（λは伝送線路ＴＬにおける伝送波長）、ｌは線路長である。伝送線路ＴＬの線路長ｌは、伝送波長λの４分の１なので、β・ｌ＝π／２となる。したがって、Ｆパラメータは、下記（２６）式のようになる。これより、下記（２７）式が求められる。

つまり、電流‐電圧変換回路５２の回路をＦパラメータを用いて表した場合、電流‐電圧変換回路５１の回路をＦパラメータを用いて表した場合と同じになる（上記（１３），（１４）式参照）。また、送電ユニット２および受電ユニット３は第１実施形態と共通しているので、送電ユニット２および受電ユニット３の等価回路は、図７（ｃ）と同様であり、上記（２０）式が求められる。したがって、非接触電力伝送システムＳ２の場合も、非接触電力伝送システムＳ１の場合と同様に、上記（２２）式が求められる。

上記（２２）式より、受電ユニット３から出力される電流Ｉ₃の大きさは、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさは一定なので、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流された電流は一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なくほぼ一定になる。

また、非接触電力伝送システムＳ２の場合も、非接触電力伝送システムＳ１の場合と同様に、上記（２４）式が求められる。したがって、Ｚ_M＜Ｚ₀とすることで、電流Ｉ₃の大きさを電流Ｉ₁の大きさより大きくすることができる。

図１１は、図１０（ａ）に示す回路において、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。なお、図１０（ａ）においては、蓄電デバイスＤおよび受電装置Ｂの記載は省略されている。当該シミュレーションの各条件は、図８に示すシミュレーションと同様である。つまり、直流電源装置１１が出力する直流電圧を４０［Ｖ］、高周波制御信号ＣＳ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．２，０．４とし、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスを１［μＦ］、１００［μＦ］としている。また、自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはともに０．６［μＨ］とし、キャパシタンスＣ_t，Ｃ_rはともに２３０［ｐＦ］としている。また、本シミュレーションでは、伝送線路ＴＬの特性インピーダンスＺ₀＝５０［Ω］としている。なお、伝送線路ＴＬの線路長は、伝送波長λの４分の１（０．２５λ）である。図１１（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図１１（ｂ）は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の波形を示している。また、図１１（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の波形を示しており、図１１（ｄ）は、整流平滑回路４のコンデンサを流れる電流Ｉ_LOADの波形を示している。図１１（ｃ）、（ｄ）において、振幅の大きい方が、結合係数をｋ＝０．２としたときのものである。図１１（ａ）〜（ｄ）において、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスが１［μＦ］の場合と１００［μＦ］の場合とで、位相に若干のずれがあるが、同様の波形になっている。

図１１（ｂ）に示されているように、電流Ｉ₁の振幅が約１．２［Ａ］であるところ、図１１（ｃ）に示されているように、電流Ｉ₃の振幅は、ｋ＝０．４の場合に約２．５［Ａ］となり、ｋ＝０．２の場合に約５［Ａ］となっている。つまり、電流Ｉ₃の大きさが電流Ｉ₁の大きさより大きくなり、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさが大きくなることが確認できた。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第２実施形態の場合、所定の長さの同軸ケーブルなどの伝送線路ＴＬで、高周波電源装置１と送電ユニット２とを接続すればよいので、インダクタとコンデンサとを組み合わせたフィルタ回路を必要としない。

ただし、第２実施形態の場合、伝送線路ＴＬの長さが限定されるので、不必要に長い伝送線路ＴＬを用いる必要がある。以下では、伝送線路ＴＬを所望の長さとする場合を、第３および第４実施形態として説明する。

図１２は、第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ３の構成を示す回路図である。なお、受電装置Ｂの構成は第１実施形態に係る受電装置Ｂと同様なので、送電装置Ａ３のみを記載している。非接触電力伝送システムＳ３は、電流‐電圧変換回路５３の構成が、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ１の電流‐電圧変換回路５１と異なっている。

電流‐電圧変換回路５３は、電流出力を電圧出力に変換するものである。電流‐電圧変換回路５３は、インダクタＬ１１’と２つのコンデンサＣ１１’、Ｃ１２’とをπ型に配置したフィルタ回路と伝送線路ＴＬ’とを備えている。伝送線路ＴＬ’は、第２実施形態に係る電流‐電圧変換回路５２の伝送線路ＴＬと同様の構成であり、その長さは、高周波電源装置１が出力する高周波の基本波の、伝送線路ＴＬ’における伝送波長λのｘ倍（ｘλ）としている。また、フィルタ回路は、第１実施形態に係る電流‐電圧変換回路５１のフィルタ回路と同様の構成であり、インダクタＬ１１’の自己インダクタンスと２つのコンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスは、伝送線路ＴＬ’の長さｘλに応じて設計される。電流‐電圧変換回路５３では、フィルタ回路が高周波電源装置１側に接続され、伝送線路ＴＬ’が送電ユニット２側に接続されている。

次に、フィルタ回路の設計について説明する。

フィルタ回路は、線路長ｌ＝（０．２５−ｘ）λの伝送線路と等価となるように設計される。つまり、フィルタ回路と伝送線路ＴＬ’とを合わせて、０．２５λ（伝送波長λの４分の１）となるようにしている。

コンデンサＣ１１’のインピーダンスをＺ１、インダクタＬ１１’のインピーダンスをＺ２、コンデンサＣ１２’のインピーダンスをＺ３とした場合、フィルタ回路のＦパラメータは、下記（２８）式になる。

一方、特性インピーダンスがＺ₀で、線路長ｌの伝送線路のＦパラメータは、下記（２９）式になる。なお、βは位相定数（２π／λ）である。

上記（２８）式および上記（２９）式のＦパラメータが一致するように、インダクタＬ１１’の自己インダクタンスと２つのコンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスとを設計する。コンデンサＣ１１’のキャパシタンスとコンデンサＣ１２’のキャパシタンスを同一とする。上記（２８），（２９）式より、下記（３０ａ）〜（３０ｄ）式が求められる。

上記（３０ｂ）、（３０ｄ）式およびＺ１＝Ｚ３より、下記（３１）式となる。

インダクタＬ１１’の自己インダクタンスをＬとし、コンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスをＣとすると、Ｚ１＝Ｚ３＝１／（ｊ２πｆ₀Ｃ）、Ｚ２＝ｊ２πｆ₀Ｌなので、（３０ｂ），（３１）式より、下記（３２），（３３）式となる。

インダクタＬ１１’の自己インダクタンスＬおよびコンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスＣが、上記（３２），（３３）式となるように設計することで、電流‐電圧変換回路５３は、線路長０．２５λ（伝送波長λの４分の１）の伝送線路と等価になり、電流出力を電圧出力に変換することができる。

電流‐電圧変換回路５３の回路をＦパラメータを用いて表した場合、電流‐電圧変換回路５１，５２の回路をＦパラメータを用いて表した場合と同じになる（上記（１３），（１４）式参照）。また、送電ユニット２および受電ユニット３は第１実施形態と共通しているので、送電ユニット２および受電ユニット３の等価回路は、図７（ｃ）と同様であり、上記（２０）式が求められる。したがって、非接触電力伝送システムＳ３の場合も、非接触電力伝送システムＳ１の場合と同様に、上記（２２）式が求められる。

上記（２２）式より、受電ユニット３から出力される電流Ｉ₃の大きさは、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさに比例する。また、直流電源装置１１が出力する直流電圧が一定の場合、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の大きさは一定なので、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさは、接続される負荷のインピーダンスなどに関係なく、一定である。つまり、受電ユニット３の出力は、一定の大きさの電流Ｉ₃を出力する定電流源と考えることができる。受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の大きさが一定なので、整流平滑回路４によって整流された電流は一定になる。したがって、蓄電デバイスＤに供給される電流は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なくほぼ一定になる。

また、非接触電力伝送システムＳ３の場合も、非接触電力伝送システムＳ１の場合と同様に、上記（２４）式が求められる。したがって、Ｚ_M＜Ｚ₀とすることで、電流Ｉ₃の大きさを電流Ｉ₁の大きさより大きくすることができる。

図１３は、図１２に示す回路において、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。なお、図１２においては、蓄電デバイスＤおよび受電装置Ｂの記載は省略されている。当該シミュレーションの各条件は、図８に示すシミュレーションと同様である。つまり、直流電源装置１１が出力する直流電圧を４０［Ｖ］、高周波制御信号ＣＳ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．２，０．４とし、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスを１［μＦ］、１００［μＦ］としている。また、自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはともに０．６［μＨ］とし、キャパシタンスＣ_t，Ｃ_rはともに２３０［ｐＦ］としている。また、本シミュレーションでは、伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスＺ₀＝５０［Ω］とし、線路長を伝送波長λの８分の１（ｘ＝０．１２５）としている。インダクタＬ１１’の自己インダクタンスＬおよびコンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスＣは、上記（３２），（３３）式において、ｌ＝（０．２５−０．１２５）λとして算出しており、自己インダクタンスＬは０．４１５［μＨ］、キャパシタンスＣは９７［ｐＦ］となっている。図１３（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図１３（ｂ）は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の波形を示している。また、図１３（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の波形を示しており、図１３（ｄ）は、整流平滑回路４のコンデンサを流れる電流Ｉ_LOADの波形を示している。図１３（ｃ）、（ｄ）において、振幅の大きい方が、結合係数をｋ＝０．２としたときのものである。図１３（ａ）〜（ｄ）において、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスが１［μＦ］の場合と１００［μＦ］の場合とで、位相に若干のずれがあるが、同様の波形になっている。

図１３（ｂ）に示されているように、電流Ｉ₁の振幅が約１．２［Ａ］であるところ、図１３（ｃ）に示されているように、電流Ｉ₃の振幅は、ｋ＝０．４の場合に約２．５［Ａ］となり、ｋ＝０．２の場合に約５［Ａ］となっている。つまり、電流Ｉ₃の大きさが電流Ｉ₁の大きさより大きくなり、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさが大きくなることが確認できた。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、第３実施形態においては、伝送線路ＴＬ’の長さに応じてフィルタ回路を設計すればよいので、伝送線路ＴＬ’を所望の長さにすることができる。

図１４は、第４実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ４の構成を示す回路図である。なお、受電装置Ｂの構成は第１実施形態に係る受電装置Ｂと同様なので、送電装置Ａ４のみを記載している。非接触電力伝送システムＳ４は、電流‐電圧変換回路５４の構成が、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ１の電流‐電圧変換回路５１と異なっている。

電流‐電圧変換回路５４は、第３実施形態に係る電流‐電圧変換回路５３のフィルタ回路と伝送線路ＴＬ’の位置を入れ替えたものである。すなわち、電流‐電圧変換回路５４は、インダクタＬ１１’と２つのコンデンサＣ１１’、Ｃ１２’とをπ型に配置したフィルタ回路が送電ユニット２側に接続され、線路長が伝送波長λのｘ倍（ｘλ）である伝送線路ＴＬ’が高周波電源装置１側に接続されている。インダクタＬ１１’の自己インダクタンスと２つのコンデンサＣ１１’，Ｃ１２’のキャパシタンスは、第３実施形態の場合と同様に、伝送線路ＴＬ’の長さｘλに応じて設計される。したがって、電流‐電圧変換回路５４は、線路長０．２５λ（伝送波長λの４分の１）の伝送線路と等価になり、電流出力を電圧出力に変換することができる。

第４実施形態に係る非接触電力伝送システムＳ４においても、蓄電デバイスＤに供給される電流は、蓄電デバイスＤの充電状態に関係なくほぼ一定になる。また、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒとの間の磁気結合による相互インダクタンスＭのインピーダンスＺ_M（＝ｊω₀Ｍ）を特性インピーダンスＺ₀より小さくすることで、受電ユニット３の出力電流の大きさを高周波電源装置１の出力電流の大きさより大きくすることができる。

第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、第４実施形態においては、伝送線路ＴＬ’の長さに応じてフィルタ回路を設計すればよいので、伝送線路ＴＬ’を所望の長さにすることができる。

上記第３および第４実施形態においては、電流‐電圧変換回路５３（５４）のフィルタ回路を、インダクタＬ１１と２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２とをπ型に配置したフィルタ回路とした場合について説明したが、フィルタ回路の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、２つのインダクタと１つのコンデンサとをπ型に配置したフィルタ回路（図９（ａ）参照）としてもよいし、１つのインダクタと２つのコンデンサとをＴ型に配置したフィルタ回路（図９（ｂ）参照）としてもよいし、２つのインダクタと１つのコンデンサとをＴ型に配置したフィルタ回路（図９（ｃ）参照）としてもよい。

フィルタ回路が２つのインダクタと１つのコンデンサとをＴ型に配置したフィルタ回路である場合（図１５参照）のフィルタ回路の設計について説明する。

フィルタ回路は、線路長ｌ＝（０．２５−ｘ）λの伝送線路と等価となるように設計される。つまり、フィルタ回路と伝送線路ＴＬ’とを合わせて、０．２５λ（伝送波長λの４分の１）となるようにしている。

インダクタＬ１１”のインピーダンスをＺ１、コンデンサＣ１１”のインピーダンスをＺ２、インダクタＬ１２”のインピーダンスをＺ３とした場合、フィルタ回路のＦパラメータは、下記（３４）式になる。

一方、特性インピーダンスがＺ₀で、線路長ｌの伝送線路のＦパラメータは、下記（３５）式になる。なお、βは位相定数（２π／λ）である。

上記（３４）式および上記（３５）式のＦパラメータが一致するように、２つのインダクタＬ１１”，Ｌ１２”の自己インダクタンスとコンデンサＣ１１”のキャパシタンスとを設計する。インダクタＬ１１”の自己インダクタンスとインダクタＬ１２”の自己インダクタンスを同一とする。上記（３４），（３５）式より、下記（３６ａ）〜（３６ｄ）式が求められる。

上記（３６ｃ）式より下記（３７）式になり、上記（３６ｄ）式および下記（３７）式より下記（３８式）となる。

インダクタＬ１１”，Ｌ１２”の自己インダクタンスをＬとし、コンデンサＣ１１”のキャパシタンスをＣとすると、Ｚ１＝Ｚ３＝ｊ２πｆ₀Ｌ、Ｚ２＝１／（ｊ２πｆ₀Ｃ）なので、（３７），（３８）式より、下記（３９），（４０）式となる。

インダクタＬ１１”，Ｌ１２”の自己インダクタンスＬおよびコンデンサＣ１１”のキャパシタンスＣが、上記（３９），（４０）式となるように設計することで、電流‐電圧変換回路５３（５４）は、線路長０．２５λ（伝送波長λの４分の１）の伝送線路と等価になり、電流出力を電圧出力に変換することができる。

図１６は、図１５に示す回路において、シミュレーションを行ったときの各波形を示している。なお、図１５においては、蓄電デバイスＤおよび受電装置Ｂの記載は省略されている。当該シミュレーションの各条件は、図８に示すシミュレーションと同様である。つまり、直流電源装置１１が出力する直流電圧を４０［Ｖ］、高周波制御信号ＣＳ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号とし、送電コイルＬｔと受電コイルＬｒの結合係数をｋ＝０．２，０．４とし、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスを１［μＦ］、１００［μＦ］としている。また、自己インダクタンスＬ_t，Ｌ_rはともに０．６［μＨ］とし、キャパシタンスＣ_t，Ｃ_rはともに２３０［ｐＦ］としている。また、本シミュレーションでは、伝送線路ＴＬ’の特性インピーダンスＺ₀＝５０［Ω］とし、線路長を伝送波長λの０．１５倍（ｘ＝０．１５）としている。インダクタＬ１１”，Ｌ１２”の自己インダクタンスＬおよびコンデンサＣ１１”のキャパシタンスＣは、上記（３９），（４０）式において、ｌ＝（０．２５−０．１５）λとして算出しており、自己インダクタンスＬは０．２９９［μＨ］、キャパシタンスＣは１９０［ｐＦ］となっている。図１６（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図１６（ｂ）は、高周波電源装置１の出力電流Ｉ₁の波形を示している。また、図１６（ｃ）は、受電ユニット３の出力電流Ｉ₃の波形を示しており、図１６（ｄ）は、整流平滑回路４のコンデンサを流れる電流Ｉ_LOADの波形を示している。図１６（ｃ）、（ｄ）において、振幅の大きい方が、結合係数をｋ＝０．２としたときのものである。図１６（ａ）〜（ｄ）において、整流平滑回路４のコンデンサのキャパシタンスが１［μＦ］の場合と１００［μＦ］の場合とで、位相に若干のずれがあるが、同様の波形になっている。

図１６（ｂ）に示されているように、電流Ｉ₁の振幅が約１．２［Ａ］であるところ、図１６（ｃ）に示されているように、電流Ｉ₃の振幅は、ｋ＝０．４の場合に約２．５［Ａ］となり、ｋ＝０．２の場合に約５［Ａ］となっている。つまり、電流Ｉ₃の大きさが電流Ｉ₁の大きさより大きくなり、結合係数ｋが小さいほど、電流Ｉ₂の大きさが大きくなることが確認できた。

上記第１ないし第４実施形態においては、高周波電源装置１と送電ユニット２との間に、ハードウエアとしての電流−電圧変換回路を備えた場合について説明したが、これに限られない。例えば、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）などによる制御で、高周波電源装置１からの電流出力を電圧出力に変換するようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、高周波電源装置１がいわゆるＥ級アンプに共振回路ＬＣ２を追加したアンプを利用した場合について説明したが、これに限られない。例えば、共振回路ＬＣ２を設けないようにした、いわゆるＥ級アンプを利用してもよい。高周波電源装置１は、いわゆる定電流源であればよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、送電装置Ａ１〜Ａ４（以下では「送電装置Ａ」と記載する）が床面に埋設されている場合（図１参照）について説明したが、これに限られない。例えば、送電コイルのみが床面に埋設されるようにしてもよいし、送電コイルを床面に埋設せずに床面上に配置するようにしてもよい。また、送電コイルおよび受電コイルが、床面に対して略平行となるように設けられる場合に限定されない。例えば、図１７（ａ）に示すように、受電装置Ｂが車体の後部に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。また、図１７（ｂ）に示すように、受電装置Ｂが車体の側面に配置され、送電装置Ａが車庫の壁面に配置され、送電コイルおよび受電コイルが床面に対して略垂直になるようにしてもよい。要するに、送電コイルと受電コイルとが略平行で向かい合う位置に配置できるように、それぞれ、車体と車庫（駐車場）に配置されていればよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る非接触電力伝送システムを、電気自動車に内蔵された蓄電デバイスの充電に利用する場合を例として説明したが、これに限られない。例えば、工場内の搬送に用いられる無人搬送車の蓄電デバイスへの充電にも、利用することができる。また、電動工具やノートパソコンなどの電気製品の蓄電デバイスに充電を行う場合にも、本発明を適用することができる。また、蓄電デバイスに充電するのではなく、受電装置に接続された電気製品などの負荷に直接、電力を供給する場合にも、本発明を適用することができる。この場合、負荷に一定の電流を供給することができる。また、負荷に高周波電力をそのまま供給するのであれば、整流平滑回路４を設けないようにしてもよい。また、整流後の直流電力を、インバータ回路で適切な交流電力に変換して用いるようにしてもよい。

本発明に係る非接触電力伝送システムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る非接触電力伝送システムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ’，Ａ 送電装置
１ 高周波電源装置
１１ 直流電源装置
１２ 制御装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ１０ コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ インダクタ
ＬＣ１ フィルタ
ＬＣ２ 共振回路（第２の共振回路）
ＬＣ３ 共振回路（第１の共振回路）
Ｑｓ スイッチング素子
Ｄ１ ダイオード
５１，５２，５３，５４ 電流-電圧変換回路（変換手段）
Ｌ１１，Ｌ１１’，Ｌ１１”，Ｌ１２” インダクタ
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１１’，Ｃ１２’，Ｃ１１” コンデンサ
ＴＬ，ＴＬ’ 伝送線路
２ 送電ユニット
Ｌｔ 送電コイル
Ｃｔ 共振コンデンサ
Ｂ，Ｂ’ 受電装置
３，３’ 受電ユニット
Ｌｒ 受電コイル
Ｃｒ 共振コンデンサ
４ 整流平滑回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ’ 非接触電力伝送システム
Ｄ 蓄電デバイス

Claims (5)

1. 一定の高周波電流を出力する高周波電源装置と、
   前記高周波電源装置が出力する電力を伝送する送電装置と、
   前記送電装置から送電される電力を前記送電装置と非接触で受電する受電装置と、
   を備え、
   前記送電装置は、前記高周波電源装置からの電流出力を電圧出力に変換する電流−電圧変換回路を含み、
   前記電流−電圧変換回路は、
   インダクタとコンデンサとをＴ型またはπ型に配置したフィルタ回路と、
   伝送線路と、
   を備え、
   前記伝送線路の長さを当該伝送線路における伝送波長の略４分の１の長さとした場合と等価になるように、前記インダクタの自己インダクタンスと前記コンデンサのキャパシタンスとが設計されている、
   ことを特徴とする非接触電力伝送システム。
2. 前記送電装置は、電力を送電する送電コイルと、前記送電コイルに直列接続されて、共振回路を構成する共振コンデンサと、を有する送電ユニットを備え、
   前記受電装置は、電力を受電する受電コイルと、前記受電コイルに直列接続されて、共振回路を構成する共振コンデンサと、を有する受電ユニットを備えている、
   請求項１に記載の非接触電力伝送システム。
3. 前記送電コイルと前記受電コイルとの間の磁気結合による相互インダクタンスのインピーダンスは、前記電流−電圧変換回路の特性インピーダンスより小さい、
   請求項２に記載の非接触電力伝送システム。
4. 前記フィルタ回路は、１つのインダクタと２つのコンデンサとがπ型に配置されており、
   前記伝送線路の長さを、前記高周波電源装置が出力する周波数ｆ₀の、当該伝送線路における伝送波長λのｘ倍とした場合、
   前記インダクタの自己インダクタンスＬと前記コンデンサのキャパシタンスＣは、下記式に基づいて設計される、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
   なお、前記伝送線路の特性インピーダンスをＺ₀としており、βは位相定数（２π／λ）である。
   
5. 前記フィルタ回路は、２つのインダクタと１つのコンデンサとがＴ型に配置されており、
   前記伝送線路の長さを、前記高周波電源装置が出力する周波数ｆ₀の、当該伝送線路に
   おける伝送波長λのｘ倍とした場合、
   前記インダクタの自己インダクタンスＬと前記コンデンサのキャパシタンスＣは、下記式に基づいて設計される、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の非接触電力伝送システム。
   なお、前記伝送線路の特性インピーダンスをＺ₀としており、βは位相定数（２π／λ）である。