JP6806632B2 - モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 - Google Patents
モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6806632B2 JP6806632B2 JP2017108551A JP2017108551A JP6806632B2 JP 6806632 B2 JP6806632 B2 JP 6806632B2 JP 2017108551 A JP2017108551 A JP 2017108551A JP 2017108551 A JP2017108551 A JP 2017108551A JP 6806632 B2 JP6806632 B2 JP 6806632B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- mode
- current
- motor current
- electric angle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 68
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 18
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000008569 process Effects 0.000 description 53
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 33
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 32
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 25
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 9
- 230000035515 penetration Effects 0.000 description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 description 8
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 6
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 6
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 3
- 244000145845 chattering Species 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 238000010992 reflux Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/32—Reducing overshoot or oscillation, e.g. damping
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/22—Control of step size; Intermediate stepping, e.g. microstepping
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/36—Protection against faults, e.g. against overheating or step-out; Indicating faults
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
本発明は、モータ電流制御装置およびモータの電流制御方法に関する。
Ｈブリッジ回路によりモータコイルなどの誘導性負荷を電流駆動する際には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を用いることが多い。ＰＷＭ制御は、負荷に対して電流のチャージとディスチャージ（減衰）を繰り返すことにより電流制御を行うものである。
このようなＰＷＭ制御によるモータ駆動の例として、例えば特許文献１に記載の技術がある。特許文献１の要約書の課題には、「ＩＣに搭載したＨブリッジ回路によってリアクタンス負荷に対する電流のチャージとディスチャージを繰り返すことにより定電流制御を行う際に、正確な電流制御を行うことができ、負荷電流の脈流を小さくする。」と記載されている。特許文献１の要約書の解決手段には、「一対の外部出力端子１５，１６に接続されるコイル負荷Ｌを駆動するためのＨブリッジ回路と、Ｈブリッジ回路の出力スイッチ素子１１〜１４をＰＷＭ信号によりスイッチング駆動し、Ｈブリッジ回路による負荷に対するチャージモード、低速減衰モード、高速減衰モードを選択的に設定可能なＰＷＭ制御回路２０と、負荷に対する高速減衰モードにおいて負荷の電流が第１の設定電流値以下に低下したことを検出する第１の電流検出回路２１と、この検出出力を受けて低速減衰モードに切り換え制御するための制御信号を生成し、ＰＷＭ制御回路を制御する出力制御ロジック回路２３とを具備する。」と記載されている。
ところで、上記のようなモータの駆動方式として、ロータの回転時、特に低速回転時に残留振動が小さく安定性に優れた方式であるマイクロステップ駆動が知られている。この方式は、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御することによって、略正弦波状の基準電流曲線とモータ電流とが同じになるように制御を行い、定電流制御を実現する。ここで、略正弦波状の基準電流曲線は、ロータとステータの位置関係から導かれ、以下、「基準電流」という。基準電流は基本ステップ角（例えば１回転）をｎ分の１に分割し、その期間毎に基準電流を変化させる。この期間はマイクロステップといい、単一または複数のＰＷＭサイクルで構成される。マイクロステップ駆動方式によれば、マイコンなどから段階的に変化するステップ状の電流を容易に生成可能である。
ステッピングモータのＰＷＭ周波数は、２０ＫＨｚ〜４０ＫＨｚであり、このステッピングモータを駆動させた際には、可聴域の高周波ノイズが発生するという問題がある。この高周波ノイズを抑制するには、防音材などを用いることが考えられる。しかし、新たな部品を要し、コストアップしてしまうという問題がある。
高周波ノイズを抑制する他の方法としては、例えばＰＷＭ周期を短くして、ＰＷＭ周波数を上げることが考えられる。しかし、ＰＷＭ周期を短くするには、高価なマイコンを要するため、やはりコストアップしてしまうという問題がある。また、ＰＷＭ周期を短くすることは、マイコンの負荷が大きくなりすぎることから、専用のモータドライバや高価なマイコンを用いる必要があり、やはりコストアップにつながる。
高周波ノイズを抑制する他の方法としては、例えばＰＷＭ周期を短くして、ＰＷＭ周波数を上げることが考えられる。しかし、ＰＷＭ周期を短くするには、高価なマイコンを要するため、やはりコストアップしてしまうという問題がある。また、ＰＷＭ周期を短くすることは、マイコンの負荷が大きくなりすぎることから、専用のモータドライバや高価なマイコンを用いる必要があり、やはりコストアップにつながる。
そこで、本発明は、ステッピングモータのマイクロステップ駆動において高周波ノイズを抑制することを課題とする。
前記した課題を解決するため、本発明のモータ電流制御装置は、スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、または前記モータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有する。
前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定し、前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記低速減衰モードに切り替え、前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替え、更に前記低速減衰モードに切り替える。
前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定し、前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記低速減衰モードに切り替え、前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替え、更に前記低速減衰モードに切り替える。
本発明のモータ電流制御方法は、スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、または前記モータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を備えたモータ電流制御装置が実行する。
前記制御手段が、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定するステップと、前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行し、前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に、前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替えるステップを実行し、更に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行する。
前記制御手段が、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定するステップと、前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行し、前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に、前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替えるステップを実行し、更に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行する。
本発明によれば、ステッピングモータのマイクロステップ駆動において高周波ノイズを抑制できる。
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、発明の一実施形態によるモータ制御システムの全体ブロック図である。
図１において、モータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向を４等分する位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置している。固定子１２２ＹＰと固定子１２２ＹＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置し、かつ固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮの方向に対して垂直の方向を向いている。
これらの固定子には各々巻線が同方向に巻回されている。固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｘ」という。同様に、固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｙ」という。
図１は、発明の一実施形態によるモータ制御システムの全体ブロック図である。
図１において、モータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向を４等分する位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置している。固定子１２２ＹＰと固定子１２２ＹＮとは、回転子１２６を挟んで反対側に位置し、かつ固定子１２２ＸＰと固定子１２２ＸＮの方向に対して垂直の方向を向いている。
これらの固定子には各々巻線が同方向に巻回されている。固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｘ」という。同様に、固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「固定子巻線１２４Ｙ」という。
上位装置１３０は、モータ１２０の回転速度を指令する速度指令信号を出力する。モータ制御装置１００（モータ電流制御装置の一例）は、この速度指令信号に応じてモータ１２０を駆動制御するものである。モータ制御装置１００には、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙが設けられており、それぞれ固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙに対して、Ｘ相電圧ＶＭＸ，Ｙ相電圧ＶＭＹを印加する。
図２は、モータ制御装置１００の詳細ブロック図である。
なお、図１には２系統の固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では簡略化のため、１系統の固定子巻線１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０を示している。
なお、図１には２系統の固定子巻線１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では簡略化のため、１系統の固定子巻線１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０を示している。
モータ制御装置１００の内部には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１が設けられている。ＣＰＵ１０１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３に記憶された制御プログラムに基づき、バス１０６を介して各部を制御する。ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして使用される。タイマ１０４は、ＣＰＵ１０１の制御の下、リセットされたタイミングからの経過時間を測定する。Ｉ／Ｏポート１０５は、図１に示した上位装置１３０、その他外部装置との間で信号を入出力する。ブリッジ制御部１０７は、ＣＰＵ１０１からの指令に基づいて、ブリッジ制御回路１１０の各部を制御する。電流制限制御部１１２は、必要に応じて電流制限するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。
ここで、ブリッジ制御回路１１０は、一体の集積回路として構成されている。その内部においてＰＷＭ信号発生器１１３は、ブリッジ制御部１０７による制御に基づいて、ＰＷＭ信号を生成してＨブリッジ回路２０に供給する。Ｈブリッジ回路２０には、例えばＦＥＴ（Field-Effect Transistor）であるスイッチング素子２，４，６，８，１５，１７が含まれている。ＰＷＭ信号は、これらスイッチング素子２，４，６，８，１５，１７にゲート電圧として印加されるオン／オフ信号である。なお、図中において、スイッチング素子２，４，６，８，１５，１７の下側の端子がソース、上側の端子がドレインになる。
スイッチング素子２，４は直列に接続され、その直列回路に対して、直流電源１４０およびアース線１４２が接続され、所定の電圧Ｖｄｄが印加される。同様に、スイッチング素子６，８も直列に接続され、その直列回路に対して電圧Ｖｄｄが印加される。ダイオード１２，１４，１６，１８は、還流用のダイオードであり、スイッチング素子２，４，６，８に対して並列に接続されている。スイッチング素子１５，１７は、電流検出用に設けられているものであり、それぞれスイッチング素子４，８と共にカレントミラー回路を形成している。これにより、スイッチング素子４，８に流れる電流に比例する電流が、それぞれスイッチング素子１５，１７に流れる。
なお、スイッチング素子２，４，６，８は、還流用のダイオードの代わりに、自身の寄生ダイオードを用いてもよい。
なお、スイッチング素子２，４，６，８は、還流用のダイオードの代わりに、自身の寄生ダイオードを用いてもよい。
スイッチング素子２，４の接続点の電圧ＶＭｏｕｔ０は、モータ１２０の固定子巻線１２４の一端に印加される。また、スイッチング素子６，８の接続点の電圧ＶＭｏｕｔ１は固定子巻線１２４の他端に印加される。よって、固定子巻線１２４には、両者の差であるモータ電圧ＶＭ（＝電圧ＶＭｏｕｔ０−ＶＭｏｕｔ１）が印加される。このモータ電圧ＶＭとは、実際には図１に示したＸ相電圧ＶＭＸおよびＹ相電圧ＶＭＹである。
電流検出部１１６は、スイッチング素子１５，１７に流れる電流値を電流方向に応じて測定することにより、固定子巻線１２４に流れる電流の電流測定値Ｉｃｏｉｌを出力する。Ｄ／Ａコンバータ１１５は、ブリッジ制御部１０７から、基準電流値Ｉｒｅｆのデジタル値を受信し、これをアナログ値に変換する。比較器１１４は、アナログ値の電流測定値Ｉｃｏｉｌと基準電流値Ｉｒｅｆとを比較し、前者が後者以上になると“１”信号を出力すると共に、それ以外の場合は“０”信号を出力する。
但し、比較器１１４の出力信号には、ノイズなどの影響によってチャタリングが起こる場合がある。電流フィルタ１１１は、このチャタリングを除外するために設けられている。すなわち、比較器１１４の出力信号が切り替わると、電流フィルタ１１１は、所定のフィルタ期間Ｔｆだけ待機し、比較器１１４の出力信号が切替後の値に維持されているか否かを再度判定する。この判定結果が肯定であった場合に、この出力信号の切替後の値を閾値超過フラグＣＬとして出力する。
また、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１は、Ａ／Ｄコンバータ１１７と、ＢＥＭＦ（逆起電力）検出部１１８にも供給される。Ａ／Ｄコンバータ１１７は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１に基づいて、固定子巻線１２４の逆起電力Ｖｂｅｍｆを測定し出力する。この逆起電力Ｖｂｅｍｆは、脱調検出のために用いられる。ＢＥＭＦ検出部１１８は、モータ電圧ＶＭが逆起電力である場合、この電圧方向の切り替わり（ゼロクロス）に応じてフラグＺＣを出力する。モータ電圧ＶＭが逆起電力である場合とは、Ｈブリッジ回路２０から固定子巻線１２４に電圧が印加されていない期間である。
また、ブリッジ制御部１０７は、電流制御有効フラグＣＬＭを出力する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、Ｈブリッジ回路２０に供給されるＰＷＭ信号の変更を許容する場合は“１”、許容しない場合は“０”になる。具体的にいうと、ＰＷＭ期間の開始時以降の時間Ｔｃｓから時間Ｔｃｅまでの間において、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”となる。電流制限制御部１１２は、電流制御有効フラグＣＬＭが“０”である場合は、現在のＰＷＭ信号を維持するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。
図３は、Ｈブリッジ回路２０の動作モードの説明図である。
図３（ａ）〜（ｆ）は、Ｈブリッジ回路２０の動作モードを説明する図である。
図３（ａ）は、Ｈブリッジ回路２０のチャージモードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を増加させる場合には、例えば、斜めに対向するスイッチング素子４，６がオン状態にされ、それ以外のスイッチング素子２，８がオフ状態にされる。この状態では、スイッチング素子６、固定子巻線１２４、スイッチング素子４を介して破線で示す方向にモータ電流が流れると共に、このモータ電流が増加していく。この動作モードを「チャージモード」という。この状態から、モータ電流を高速に減衰させる場合には、図３（ｂ）に示す高速減衰モードに遷移する。
図３（ａ）〜（ｆ）は、Ｈブリッジ回路２０の動作モードを説明する図である。
図３（ａ）は、Ｈブリッジ回路２０のチャージモードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を増加させる場合には、例えば、斜めに対向するスイッチング素子４，６がオン状態にされ、それ以外のスイッチング素子２，８がオフ状態にされる。この状態では、スイッチング素子６、固定子巻線１２４、スイッチング素子４を介して破線で示す方向にモータ電流が流れると共に、このモータ電流が増加していく。この動作モードを「チャージモード」という。この状態から、モータ電流を高速に減衰させる場合には、図３（ｂ）に示す高速減衰モードに遷移する。
図３（ｂ）は、Ｈブリッジ回路２０の高速減衰モードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を高速に減衰させる場合には、直前のチャージモードとは反対に、斜めに対向するスイッチング素子４，６をオフ状態にし、スイッチング素子２，８をオン状態にする。固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、スイッチング素子８、固定子巻線１２４、スイッチング素子２を介して破線で示す方向に電流が流れ、モータ電流が高速に減衰していく。この動作モードを「高速減衰モード」という。
また、図３（ａ）のチャージモードまたは図３（ｂ）の高速減衰モードから、電流を低速に減衰させる場合には、図３（ｃ）に示す低速減衰モードに遷移する。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を高速に減衰させる場合には、直前のチャージモードとは反対に、斜めに対向するスイッチング素子４，６をオフ状態にし、スイッチング素子２，８をオン状態にする。固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、スイッチング素子８、固定子巻線１２４、スイッチング素子２を介して破線で示す方向に電流が流れ、モータ電流が高速に減衰していく。この動作モードを「高速減衰モード」という。
また、図３（ａ）のチャージモードまたは図３（ｂ）の高速減衰モードから、電流を低速に減衰させる場合には、図３（ｃ）に示す低速減衰モードに遷移する。
図３（ｃ）は、Ｈブリッジ回路２０の低速減衰モードを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオン状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオフ状態にする。すると、図示した破線のように、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４をループする電流が流れる。この電流は、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。この動作モードを「低速減衰モード」という。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオン状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオフ状態にする。すると、図示した破線のように、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４をループする電流が流れる。この電流は、スイッチング素子２，６および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。この動作モードを「低速減衰モード」という。
図３（ｄ）は、Ｈブリッジ回路２０の低速減衰モードのバリエーションを説明する図である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオフ状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオン状態にしてもよい。すると、図示した破線のように、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。この電流は、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。
固定子巻線１２４に流れるモータ電流の絶対値を、高速減衰モードよりも低速に減衰させる場合には、電圧Ｖｄｄ側のスイッチング素子２，６をオフ状態とし、グランド側のスイッチング素子４，８をオン状態にしてもよい。すると、図示した破線のように、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。この電流は、スイッチング素子４，８および固定子巻線１２４のインピーダンスによって減衰していく。このときの減衰速度は、上記した高速減衰モードよりも低速である。
ところで、何れかのスイッチング素子のゲート電圧をオフにしたとしても、このスイッチング素子のゲートの寄生容量によって、そのスイッチング素子はしばらくの間はオン状態に留まる。このため、例えばチャージモード（図３（ａ）参照）から高速減衰モード（図３（ｂ）参照）に瞬時に切り替えると、瞬間的に全てのスイッチング素子がオン状態になり、電圧Ｖｄｄとグランドとの間が短絡し、スイッチング素子が破壊されるおそれがある。このような事態を防止するため、Ｈブリッジ回路２０は、「貫通保護モード」という動作モードに設定される。
図３（ｅ）は、全てのスイッチング素子２，４，６，８をオフ状態にした貫通保護モードである。
図３（ａ）のチャージモードから図３（ｅ）の貫通保護モードに切り替えられると、固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、ダイオード１８、固定子巻線１２４、ダイオード１２を介して破線で示す方向にモータ電流が流れる。図３（ｅ）の貫通保護モードでは、ダイオード１２，１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、モータ電流の減衰速度は最も大きくなる。
図３（ａ）のチャージモードから図３（ｅ）の貫通保護モードに切り替えられると、固定子巻線１２４には逆起電力が発生するため、ダイオード１８、固定子巻線１２４、ダイオード１２を介して破線で示す方向にモータ電流が流れる。図３（ｅ）の貫通保護モードでは、ダイオード１２，１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、モータ電流の減衰速度は最も大きくなる。
ここで、図３（ａ）のチャージモードと図３（ｄ）の低速減衰モードとを比較すると、何れにおいても、スイッチング素子４はオン状態である。従って、図３（ａ）の状態から図３（ｄ）の状態に遷移させる場合においては、スイッチング素子４はオン状態にしたままであっても差支えない。そこで、このような場合には、図３（ｆ）に示すように、スイッチング素子４をオン状態にし、スイッチング素子２，６，８をオフ状態にした貫通保護モードを採用することができる。この場合は、同図の破線に示すように、スイッチング素子４、ダイオード１８、固定子巻線１２４をループするモータ電流が流れる。
図３（ｆ）の状態では、ダイオード１８の順方向電圧降下に応じた電力損失が生じるため、低速減衰モードと比較すると減衰速度は大きくなる。しかし、図３（ｆ）は、高速減衰モードまたは図３（ｅ）の貫通保護モードと比較すると、はるかに減衰速度を低くすることができる。チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードに遷移させる場合は、「モータ電流を大きく減衰させたくない」という事である。よって、図３（ｆ）に示したように、１個のスイッチング素子のみをオン状態にした貫通保護モードが選択される。
但し、図２において、ＣＰＵ１０１からブリッジ制御部１０７に指定される動作モードは、チャージモード、低速減衰モードまたは高速減衰モードのうち何れかである。後述する制御プログラムにおいても、貫通保護モードは明示的には指定されない。しかし、ブリッジ制御部１０７は、指定された動作モードを直ちに反映させるのではなく、間に必ず貫通保護モード（図３（ｅ）または図３（ｆ））を挿入して、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。
図２においてブリッジ制御部１０７からＤ／Ａコンバータ１１５に供給される基準電流値Ｉｒｅｆは、実際には、Ｘ相の基準電流値ＩＸｒｅｆとＹ相の基準電流値ＩＹｒｅｆとからなる。ステッピングモータ１２０の一回転、すなわち機械角θmおよび電気角θが０°〜３６０°の範囲におけるこれら基準電流値ＩＸｒｅｆ，ＩＹｒｅｆの設定例を図４と図５に破線で示す。
図４は、Ｘ相のモータの電気角θに対する基準電流値ＩＸｒｅｆとモータ電流の波形図である。破線は基準電流値ＩＸｒｅｆを示し、実線はモータ電流を示している。基準電流値ＩＸｒｅｆは、コサインカーブであり、実際には階段波で近似した波形になる。
このようにして基準電流値ＩＸｒｅｆを定めてモータ１２０を駆動する方式はマイクロステップ方式と呼ばれており、特に低速回転時に残留振動が小さく安定性に優れている特徴がある。また、階段波が変動する周期をマイクロステップ周期Ｔｍという。マイクロステップ周期Ｔｍは、ＰＷＭ周期と同一か、その整数倍にすることが望ましい。説明を簡単にするため、本実施形態では、電気角１°とマイクロステップ周期とが一致していることとする。
このようにして基準電流値ＩＸｒｅｆを定めてモータ１２０を駆動する方式はマイクロステップ方式と呼ばれており、特に低速回転時に残留振動が小さく安定性に優れている特徴がある。また、階段波が変動する周期をマイクロステップ周期Ｔｍという。マイクロステップ周期Ｔｍは、ＰＷＭ周期と同一か、その整数倍にすることが望ましい。説明を簡単にするため、本実施形態では、電気角１°とマイクロステップ周期とが一致していることとする。
電気角０°を超え、かつ５２°以下は、モータ電流の絶対値が緩やかに下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制するので、モータ電流は、電気角２０°くらいから所定の傾きを保つ。モータ電流は、基準電流値ＩＸｒｅｆから離れて差が拡大する。
電気角５２°を超え、かつ９０°以下は、モータ電流の絶対値が急に下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制しないので、モータ電流は、基準電流値ＩＸｒｅｆに近づいて差が収束する。
電気角９０°を超え、かつ１８０°以下は、モータ電流の絶対値が上昇する期間である。このとき、モータ電流は、基準電流値ＩＸｒｅｆに重なっている。
以降、モータ電流は、１８０°毎に緩下降と急下降と上昇とを繰り返す。
なお、緩下降期間は、電気角０°を超え、かつ５２°以下に限定されず、電気角４５°を含む所定範囲であればよい。緩下降期間の他の例は、電気角０°を超え、かつ６０°以下であってもよい。
電気角５２°を超え、かつ９０°以下は、モータ電流の絶対値が急に下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制しないので、モータ電流は、基準電流値ＩＸｒｅｆに近づいて差が収束する。
電気角９０°を超え、かつ１８０°以下は、モータ電流の絶対値が上昇する期間である。このとき、モータ電流は、基準電流値ＩＸｒｅｆに重なっている。
以降、モータ電流は、１８０°毎に緩下降と急下降と上昇とを繰り返す。
なお、緩下降期間は、電気角０°を超え、かつ５２°以下に限定されず、電気角４５°を含む所定範囲であればよい。緩下降期間の他の例は、電気角０°を超え、かつ６０°以下であってもよい。
図５は、Ｙ相のモータの電気角に対する基準電流値ＩＹｒｅｆとモータ電流の波形図である。基準電流値ＩＹｒｅｆは、サインカーブであり、実際には階段波で近似した波形になる。
電気角０°を超え、かつ９０°以下は、モータ電流の絶対値が上昇する期間である。このとき、モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆに重なっている。
電気角９０°を超え、かつ１４２°以下は、モータ電流の絶対値が緩やかに下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制するので、モータ電流は、電気角１１０°くらいから所定の傾きを保つ。モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆから離れて差が拡大する。
電気角１４２°を超え、かつ１８０°以下は、モータ電流の絶対値が急に下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制しないので、モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆに近づいて差が収束する。
以降、モータ電流は、１８０°毎に上昇と緩下降と急下降とを繰り返す。
なお、緩下降期間は、電気角９０°を超え、かつ１４２°以下に限定されず、電気角１３５°を含む所定範囲であればよい。緩下降期間の他の例は、電気角９０°を超え、かつ１５０°以下であってもよい。
電気角０°を超え、かつ９０°以下は、モータ電流の絶対値が上昇する期間である。このとき、モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆに重なっている。
電気角９０°を超え、かつ１４２°以下は、モータ電流の絶対値が緩やかに下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制するので、モータ電流は、電気角１１０°くらいから所定の傾きを保つ。モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆから離れて差が拡大する。
電気角１４２°を超え、かつ１８０°以下は、モータ電流の絶対値が急に下降する期間である。このとき、モータ電流の下降を抑制しないので、モータ電流は、基準電流値ＩＹｒｅｆに近づいて差が収束する。
以降、モータ電流は、１８０°毎に上昇と緩下降と急下降とを繰り返す。
なお、緩下降期間は、電気角９０°を超え、かつ１４２°以下に限定されず、電気角１３５°を含む所定範囲であればよい。緩下降期間の他の例は、電気角９０°を超え、かつ１５０°以下であってもよい。
図６は、制御対象となる緩下降期間と急下降期間の各ＰＷＭ周期の電流制御データを示す図である。この電流制御データは、例えばブリッジ制御部１０７に格納されている。
ブリッジ制御部１０７は、急下降期間のＰＷＭ回数分のロータとステータ位置から用意した前回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮおよび減衰モード切替時間Ｔｆｓを予めメモリに格納する。なお、緩下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏ，ＴＯＮおよび減衰モード切替時間Ｔｆｓは、メモリに格納されない。
電流制御データは、ＰＷＭ周期の順番を示したＰＷＭ周期番号と、前回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮと、減衰モード切替時間Ｔｆｓとを含んで構成される。
ＰＷＭ周期番号は、モータの回転と同期したＰＷＭ周期の番号を示している。
前回の回転期間とは、前回の下降期間のことを示している。よって、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏは、前回の急下降期間の各ＰＷＭ周期におけるチャージモードの時間を示している。
ブリッジ制御部１０７は、急下降期間のＰＷＭ回数分のロータとステータ位置から用意した前回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮおよび減衰モード切替時間Ｔｆｓを予めメモリに格納する。なお、緩下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏ，ＴＯＮおよび減衰モード切替時間Ｔｆｓは、メモリに格納されない。
電流制御データは、ＰＷＭ周期の順番を示したＰＷＭ周期番号と、前回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏと、今回の回転期間におけるチャージモード時間ＴＯＮと、減衰モード切替時間Ｔｆｓとを含んで構成される。
ＰＷＭ周期番号は、モータの回転と同期したＰＷＭ周期の番号を示している。
前回の回転期間とは、前回の下降期間のことを示している。よって、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏは、前回の急下降期間の各ＰＷＭ周期におけるチャージモードの時間を示している。
今回の回転期間とは、今回の急下降期間のことを示している。よって、チャージモード時間ＴＯＮは、今回の急下降期間の各ＰＷＭ周期におけるチャージモードの時間を示している。
減衰モード切替時間Ｔｆｓは、急下降期間のＰＷＭ周期において、高速減衰モードまたはチャージモードから低速減衰モードに切り替えるタイミングを示している。
ブリッジ制御部１０７は、各ＰＷＭ周期の電流制御データを予め格納しており、更に回転駆動と共に動的に書き換えている。
減衰モード切替時間Ｔｆｓは、急下降期間のＰＷＭ周期において、高速減衰モードまたはチャージモードから低速減衰モードに切り替えるタイミングを示している。
ブリッジ制御部１０７は、各ＰＷＭ周期の電流制御データを予め格納しており、更に回転駆動と共に動的に書き換えている。
図７は、制御対象となる緩下降期間と急下降期間とを示す図である。グラフの縦軸は、電流値を示している。グラフの横軸は、電気角θを示している。破線は、基準電流値Ｉｒｅｆを示し、実線はモータ電流を示している。
今回の下降期間の電気角θが１８０°〜２７０°の場合、前回の下降期間の電気角θは、それよりも半回転遅れた０°〜９０°である。そして、次回の下降期間の電気角θは、それよりも半回転進んだ３６０°〜４５０°である。つまり、今回の下降期間に対して前回の下降期間は、半回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、今回の下降期間よりも半回転だけ進んでいる。
今回の下降期間の電気角θが１８０°〜２７０°の場合、前回の下降期間の電気角θは、それよりも半回転遅れた０°〜９０°である。そして、次回の下降期間の電気角θは、それよりも半回転進んだ３６０°〜４５０°である。つまり、今回の下降期間に対して前回の下降期間は、半回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、今回の下降期間よりも半回転だけ進んでいる。
いずれの下降期間においても同一のＰＷＭ周期番号が同一の電気角θとなるように、モータ１２０の電気角θとＰＷＭ周期とが同期処理される。これにより、異なる下降期間の同一順番のＰＷＭ周期におけるモータ電流を比較することが可能となる。
なお、今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、１回転（３６０°）だけずれていてもよい。この場合、今回の下降期間は、前回の下降期間に対して１回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、それよりも１回転だけ進んでいる。これにより、回転子が非対称性を有している場合であっても、好適に制御することができる。
更に今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、半回転の自然数倍（ｎπ）だけずれていてもよい。例えば、モータの２回転毎に周期的な外乱が発生する場合には、この外乱を好適に抑制可能である。
なお、今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、１回転（３６０°）だけずれていてもよい。この場合、今回の下降期間は、前回の下降期間に対して１回転だけ遅れている。また次回の下降期間は、それよりも１回転だけ進んでいる。これにより、回転子が非対称性を有している場合であっても、好適に制御することができる。
更に今回の下降期間に対する前回の下降期間と、今回の下降期間に対する次回の下降期間とは、半回転の自然数倍（ｎπ）だけずれていてもよい。例えば、モータの２回転毎に周期的な外乱が発生する場合には、この外乱を好適に抑制可能である。
図８は、制御対象となる緩下降期間のＰＷＭ周期の例を示す図である。図８では、Ｐｅｒｉｏｄ１からＰｅｒｉｏｄ４までの４回のＰＷＭ期間が示されている。
図８の最上部は、緩下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。このチャージモードの期間は、チャージモードフラグＴｏｎが“１”である。
図８の２番目は、電流測定値Ｉｃｏｉｌの波形図であり、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を２点鎖線で示している。実線は緩下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示している。
以下、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を特に区別しないときには、単に基準電流値Ｉｒｅｆと記載する。なおＰｅｒｉｏｄ２とＰｅｒｉｏｄ３で示すように、基準電流値Ｉｒｅｆ２は、連続する複数のＰＷＭ周期で同一であってもよい。
図８の３，４番目は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１の波形図である。
図８の５番目は、ブリッジ制御部１０７の内部状態である閾値超過フラグＣＬを示している。図８の６番目は、ブリッジ制御部１０７の内部出力である電流制御有効フラグＣＬＭを示している。
図８の最上部は、緩下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。このチャージモードの期間は、チャージモードフラグＴｏｎが“１”である。
図８の２番目は、電流測定値Ｉｃｏｉｌの波形図であり、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を２点鎖線で示している。実線は緩下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示している。
以下、基準電流値Ｉｒｅｆ１〜Ｉｒｅｆ３を特に区別しないときには、単に基準電流値Ｉｒｅｆと記載する。なおＰｅｒｉｏｄ２とＰｅｒｉｏｄ３で示すように、基準電流値Ｉｒｅｆ２は、連続する複数のＰＷＭ周期で同一であってもよい。
図８の３，４番目は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１の波形図である。
図８の５番目は、ブリッジ制御部１０７の内部状態である閾値超過フラグＣＬを示している。図８の６番目は、ブリッジ制御部１０７の内部出力である電流制御有効フラグＣＬＭを示している。
最初に、Ｐｅｒｉｏｄ１からＰｅｒｉｏｄ２における今回の緩下降期間の動作を説明する。
時間Ｔｓは、今回のＰＷＭ周期が開始するタイミングである。各ＰＷＭ周期が開始するときに電流制御有効フラグＣＬＭは、１つ前のＰＷＭ周期の時間Ｔｃｅで設定された“０”で開始すると共に、Ｈブリッジ回路２０はチャージモードで動作する。チャージモードフラグＴｏｎは、“１”に変化する。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、電圧Ｖｄｄレベルであり、電圧ＶＭｏｕｔ１はグランドレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“０”である。
時間Ｔｓの後の時間Ｔｃｓにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２は、ＰＷＭ信号の変更を許容するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する時間Ｔｃｅまで“１”となる。
時間Ｔｃｓの後に電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１を超え、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬが“１”に変化するとチャージモードは終了し、チャージモードフラグＴｏｎは、“０”に変化する。
時間Ｔｓは、今回のＰＷＭ周期が開始するタイミングである。各ＰＷＭ周期が開始するときに電流制御有効フラグＣＬＭは、１つ前のＰＷＭ周期の時間Ｔｃｅで設定された“０”で開始すると共に、Ｈブリッジ回路２０はチャージモードで動作する。チャージモードフラグＴｏｎは、“１”に変化する。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、電圧Ｖｄｄレベルであり、電圧ＶＭｏｕｔ１はグランドレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“０”である。
時間Ｔｓの後の時間Ｔｃｓにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２は、ＰＷＭ信号の変更を許容するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する時間Ｔｃｅまで“１”となる。
時間Ｔｃｓの後に電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１を超え、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬが“１”に変化するとチャージモードは終了し、チャージモードフラグＴｏｎは、“０”に変化する。
チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードが継続した時間を示している。このチャージモード時間ＴＯＮにより、基準電流値Ｉｒｅｆ１に対する電流測定値Ｉｃｏｉｌのズレを測定することができる。チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードフラグＴｏｎが“１”に設定されている期間である。
チャージモードの終了後にＨブリッジ回路２０は、低速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、グランドレベルである。電圧ＶＭｏｕｔ１は、電圧Ｖｄｄレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“１”である。
その後、電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ１よりも小さくなるが、フィルタ期間Ｔｆが経過する前にＰｅｒｉｏｄ１が終了する。
チャージモードの終了後にＨブリッジ回路２０は、低速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、グランドレベルである。電圧ＶＭｏｕｔ１は、電圧Ｖｄｄレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“１”である。
その後、電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ１よりも小さくなるが、フィルタ期間Ｔｆが経過する前にＰｅｒｉｏｄ１が終了する。
時間Ｔｃｅにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２はＰＷＭ信号の変更を許容せず、常に低速減衰モードでＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。Ｐｅｒｉｏｄ１においてＨブリッジ回路２０は、既に低速減衰モードであるため、動作モードは変化しない。
時間Ｔｅは、Ｐｅｒｉｏｄ１のＰＷＭ周期が終了するタイミングであり、かつＰｅｒｉｏｄ２のＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓと同一のタイミングである。以降、Ｐｅｒｉｏｄ５１と同様なＰＷＭ周期が実行される。この緩下降期間のＰＷＭ周期処理を、以下の図１１で説明する。
時間Ｔｅは、Ｐｅｒｉｏｄ１のＰＷＭ周期が終了するタイミングであり、かつＰｅｒｉｏｄ２のＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓと同一のタイミングである。以降、Ｐｅｒｉｏｄ５１と同様なＰＷＭ周期が実行される。この緩下降期間のＰＷＭ周期処理を、以下の図１１で説明する。
図９は、制御対象となる急下降期間のＰＷＭ周期の例を示す図である。図９では、Ｐｅｒｉｏｄ５１からＰｅｒｉｏｄ５４までの４回のＰＷＭ期間が示されている。
図９の最上部は、前回の急下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。また、チャージモードフラグＴｏｎが１である区間を示している。図９の２番目は、今回の急下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。
図９の３番目は、電流測定値Ｉｃｏｉｌの波形図であり、基準電流値Ｉｒｅｆ５１〜Ｉｒｅｆ５３を２点鎖線で示している。実線は今回の急下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示し、破線は、前回の急下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示している。
以下、基準電流値Ｉｒｅｆ５１〜Ｉｒｅｆ５３を特に区別しないときには、単に基準電流値Ｉｒｅｆと記載する。なおＰｅｒｉｏｄ５２とＰｅｒｉｏｄ５３で示すように、基準電流値Ｉｒｅｆ５２は、連続する複数のＰＷＭ周期で同一であってもよい。
図９の４，５番目は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１の波形図である。
図９の６番目は、ブリッジ制御部１０７の内部状態である閾値超過フラグＣＬを示している。図９の７番目は、ブリッジ制御部１０７の内部出力である電流制御有効フラグＣＬＭを示している。なお、各波形図において、実線は今回の急下降期間における値を示し、破線は前回の急下降期間における値を示している。
図９の最上部は、前回の急下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。また、チャージモードフラグＴｏｎが１である区間を示している。図９の２番目は、今回の急下降期間における動作モードがチャージモードの期間を黒線で示している。
図９の３番目は、電流測定値Ｉｃｏｉｌの波形図であり、基準電流値Ｉｒｅｆ５１〜Ｉｒｅｆ５３を２点鎖線で示している。実線は今回の急下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示し、破線は、前回の急下降期間における電流測定値Ｉｃｏｉｌを示している。
以下、基準電流値Ｉｒｅｆ５１〜Ｉｒｅｆ５３を特に区別しないときには、単に基準電流値Ｉｒｅｆと記載する。なおＰｅｒｉｏｄ５２とＰｅｒｉｏｄ５３で示すように、基準電流値Ｉｒｅｆ５２は、連続する複数のＰＷＭ周期で同一であってもよい。
図９の４，５番目は、電圧ＶＭｏｕｔ０，ＶＭｏｕｔ１の波形図である。
図９の６番目は、ブリッジ制御部１０７の内部状態である閾値超過フラグＣＬを示している。図９の７番目は、ブリッジ制御部１０７の内部出力である電流制御有効フラグＣＬＭを示している。なお、各波形図において、実線は今回の急下降期間における値を示し、破線は前回の急下降期間における値を示している。
最初に、Ｐｅｒｉｏｄ５１からＰｅｒｉｏｄ５２における今回の急下降期間の動作を説明する。
時間Ｔｓは、今回のＰＷＭ周期が開始するタイミングである。各ＰＷＭ周期が開始するときに電流制御有効フラグＣＬＭは、１つ前のＰＷＭ周期の時間Ｔｃｅで設定された“０”で開始すると共に、Ｈブリッジ回路２０はチャージモードで動作する。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、電圧Ｖｄｄレベルであり、電圧ＶＭｏｕｔ１はグランドレベルである。チャージモードフラグＴｏｎは“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬは、“０”である。
時間Ｔｓの後の時間Ｔｃｓにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２は、ＰＷＭ信号の変更を許容するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する時間Ｔｃｅまで“１”となる。
時間Ｔｃｓの後に電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１を超え、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬが“１”に変化するとチャージモードは終了し、チャージモードフラグＴｏｎは、“０”に変化する。
時間Ｔｓは、今回のＰＷＭ周期が開始するタイミングである。各ＰＷＭ周期が開始するときに電流制御有効フラグＣＬＭは、１つ前のＰＷＭ周期の時間Ｔｃｅで設定された“０”で開始すると共に、Ｈブリッジ回路２０はチャージモードで動作する。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、電圧Ｖｄｄレベルであり、電圧ＶＭｏｕｔ１はグランドレベルである。チャージモードフラグＴｏｎは“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬは、“０”である。
時間Ｔｓの後の時間Ｔｃｓにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２は、ＰＷＭ信号の変更を許容するように、ＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する時間Ｔｃｅまで“１”となる。
時間Ｔｃｓの後に電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１を超え、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“１”に変化する。閾値超過フラグＣＬが“１”に変化するとチャージモードは終了し、チャージモードフラグＴｏｎは、“０”に変化する。
チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードが継続した時間を示している。このチャージモード時間ＴＯＮにより、基準電流値Ｉｒｅｆ５１に対する電流測定値Ｉｃｏｉｌのズレを測定することができる。チャージモード時間ＴＯＮは、チャージモードフラグＴｏｎが“１”に設定されている期間である。
チャージモードの終了後にＨブリッジ回路２０は、高速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、グランドレベルである。電圧ＶＭｏｕｔ１は、電圧Ｖｄｄレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“１”である。
その後、電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１よりも小さくなり、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“０”に変化する。
減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、低速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０と電圧ＶＭｏｕｔ１は、グランドレベルである。この減衰モード切替時間Ｔｆｓは、ＰＷＭ周期ごとに、それぞれ異なる値が適用される。この減衰モード切替時間Ｔｆｓを適宜設定することにより、各ＰＷＭ周期におけるモータ電流を好適に減衰させて、基準電流値Ｉｒｅｆに近づけることができる。減衰モード切替時間Ｔｆｓは、時間Ｔｃｓよりも大きく、かつ後記する時間Ｔｍａｘよりも小さい。
チャージモードの終了後にＨブリッジ回路２０は、高速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０は、グランドレベルである。電圧ＶＭｏｕｔ１は、電圧Ｖｄｄレベルである。閾値超過フラグＣＬは、“１”である。
その後、電流測定値Ｉｃｏｉｌが基準電流値Ｉｒｅｆ５１よりも小さくなり、更にフィルタ期間Ｔｆが経過すると、閾値超過フラグＣＬは、“０”に変化する。
減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、低速減衰モードに切り替わる。このときの電圧ＶＭｏｕｔ０と電圧ＶＭｏｕｔ１は、グランドレベルである。この減衰モード切替時間Ｔｆｓは、ＰＷＭ周期ごとに、それぞれ異なる値が適用される。この減衰モード切替時間Ｔｆｓを適宜設定することにより、各ＰＷＭ周期におけるモータ電流を好適に減衰させて、基準電流値Ｉｒｅｆに近づけることができる。減衰モード切替時間Ｔｆｓは、時間Ｔｃｓよりも大きく、かつ後記する時間Ｔｍａｘよりも小さい。
時間Ｔｃｅにおいて、電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に切り替わる。これにより電流制限制御部１１２はＰＷＭ信号の変更を許容せず、常に低速減衰モードでＰＷＭ信号発生器１１３を制御する。Ｐｅｒｉｏｄ５１においてＨブリッジ回路２０は、既に低速減衰モードであるため、動作モードは変化しない。
時間Ｔｅは、Ｐｅｒｉｏｄ５１のＰＷＭ周期が終了するタイミングであり、かつＰｅｒｉｏｄ５２のＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓと同一のタイミングである。以降、Ｐｅｒｉｏｄ５１と同様なＰＷＭ周期が実行される。
時間Ｔｅは、Ｐｅｒｉｏｄ５１のＰＷＭ周期が終了するタイミングであり、かつＰｅｒｉｏｄ５２のＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓと同一のタイミングである。以降、Ｐｅｒｉｏｄ５１と同様なＰＷＭ周期が実行される。
次に、Ｐｅｒｉｏｄ５１からＰｅｒｉｏｄ５２における破線で示した前回の急下降期間の動作との違いを説明する。Ｈブリッジ回路２０は、前回の急下降期間にて、今回の急下降期間よりも早いタイミングで高速減衰モードから低速減衰モードに切り替わっている。電流測定値Ｉｃｏｉｌは、Ｐｅｒｉｏｄ５２のＰＷＭ周期が開始するタイミングにおいて、前回の急下降期間よりも低い値となり、かつ基準電流値Ｉｒｅｆ５２に近づいている。Ｐｅｒｉｏｄ５２の前回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏは、今回の急下降期間のチャージモード時間ＴＯＮよりも短い。
次にＰｅｒｉｏｄ５３〜Ｐｅｒｉｏｄ５４における前回の急下降期間の動作を説明する。
Ｐｅｒｉｏｄ５３における破線で示した前回の急下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌでわかるように、Ｈブリッジ回路２０は、時間Ｔｍａｘにおいて初めて低速減衰モードに切り替わっている。すなわち、時間Ｔｍａｘは、減衰モード切替時間Ｔｆｓと等しい。
実線で示した今回の急下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌで示したように、Ｈブリッジ回路２０は、前回の急下降期間よりも早い減衰モード切替時間Ｔｆｓに低速減衰モードに切り替わる。よって、電流測定値Ｉｃｏｉｌは、前回の急下降期間よりも基準電流値Ｉｒｅｆ５３に近づく。
これは、今回の急下降期間の方が、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前すなわちＰｅｒｉｏｄ５３）の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことから、Ｐｅｒｉｏｄ５４において高い電流値からチャージモードが開始されたことによる。その逆に、チャージモード時間ＴＯＮが短いということは、１ステップ前の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことを意味する。すなわちチャージモード時間ＴＯＮにより、コイル電流の減衰を判定することができる。
Ｐｅｒｉｏｄ５３における破線で示した前回の急下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌでわかるように、Ｈブリッジ回路２０は、時間Ｔｍａｘにおいて初めて低速減衰モードに切り替わっている。すなわち、時間Ｔｍａｘは、減衰モード切替時間Ｔｆｓと等しい。
実線で示した今回の急下降期間の電流測定値Ｉｃｏｉｌで示したように、Ｈブリッジ回路２０は、前回の急下降期間よりも早い減衰モード切替時間Ｔｆｓに低速減衰モードに切り替わる。よって、電流測定値Ｉｃｏｉｌは、前回の急下降期間よりも基準電流値Ｉｒｅｆ５３に近づく。
これは、今回の急下降期間の方が、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前すなわちＰｅｒｉｏｄ５３）の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことから、Ｐｅｒｉｏｄ５４において高い電流値からチャージモードが開始されたことによる。その逆に、チャージモード時間ＴＯＮが短いということは、１ステップ前の電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さいことを意味する。すなわちチャージモード時間ＴＯＮにより、コイル電流の減衰を判定することができる。
Ｐｅｒｉｏｄ５３〜Ｐｅｒｉｏｄ５４で示したように、減衰モード切替時間Ｔｆｓが長い場合は、高速減衰モードの期間が長くなり、電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が大きくなる。その逆に、減衰モード切替時間Ｔｆｓが短い場合は、高速減衰モードの期間が短くなり、電流測定値Ｉｃｏｉｌの減衰が小さくなる。
よって、チャージモード時間ＴＯＮの増加を打ち消すように、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前）の減衰モード切替時間Ｔｆｓを短くすることで、電流測定値Ｉｃｏｉｌを基準電流値Ｉｒｅｆに好適に近づけることができる。これを実現する処理を、以下の図１３から図１５で説明する。
よって、チャージモード時間ＴＯＮの増加を打ち消すように、１ステップ前（１ＰＷＭ周期前）の減衰モード切替時間Ｔｆｓを短くすることで、電流測定値Ｉｃｏｉｌを基準電流値Ｉｒｅｆに好適に近づけることができる。これを実現する処理を、以下の図１３から図１５で説明する。
図１０は、モータの電気角に応じた分岐処理ルーチンのフローチャートである。
なお、図１０は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、不図示の上位装置の駆動指示によって起動される。以下、Ｙ相の制御を例に説明する。Ｘ相の制御は、Ｙ相の制御とは電気角θの判定条件が９０°異なるだけである。
なお、図１０は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、不図示の上位装置の駆動指示によって起動される。以下、Ｙ相の制御を例に説明する。Ｘ相の制御は、Ｙ相の制御とは電気角θの判定条件が９０°異なるだけである。
ステップＳ１０において、ＣＰＵ１０１は、電気角θを判定する。
電気角θが９０°を超え、かつ１４２°以下の場合、ＣＰＵ１０１は、ステップＳ１１に進み、緩下降期間におけるＰＷＭ周期処理を実行する。緩下降期間におけるＰＷＭ周期処理は、後記する図１１と図１２で説明する。電気角θが９０°の場合とは、前記基準電流値が下降し始める場合である。電気角１４２°の場合とは、基準電流値が下降し始めたのち、＋５２°回転した角度である。
その後、ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定したならば（ステップＳ１４→Ｙｅｓ）、ステップＳ１０の処理に戻る。ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定しなかったならば（ステップＳ１４→Ｎｏ）、図１０の処理を終了する。
電気角θが９０°を超え、かつ１４２°以下の場合、ＣＰＵ１０１は、ステップＳ１１に進み、緩下降期間におけるＰＷＭ周期処理を実行する。緩下降期間におけるＰＷＭ周期処理は、後記する図１１と図１２で説明する。電気角θが９０°の場合とは、前記基準電流値が下降し始める場合である。電気角１４２°の場合とは、基準電流値が下降し始めたのち、＋５２°回転した角度である。
その後、ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定したならば（ステップＳ１４→Ｙｅｓ）、ステップＳ１０の処理に戻る。ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定しなかったならば（ステップＳ１４→Ｎｏ）、図１０の処理を終了する。
電気角θが１４２°を超え、かつ１８０°以下の場合、ＣＰＵ１０１は、ステップＳ１２に進み、急下降期間におけるＰＷＭ周期処理を実行する。急下降期間におけるＰＷＭ周期処理は、後記する図１３と図１４で説明する。電気角が９０°の場合とは、前記基準電流値の下降が終了する場合である。
その後、ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定したならば（ステップＳ１４→Ｙｅｓ）、ステップＳ１０の処理に戻る。ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定しなかったならば（ステップＳ１４→Ｎｏ）、図１０の処理を終了する。
その後、ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定したならば（ステップＳ１４→Ｙｅｓ）、ステップＳ１０の処理に戻る。ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定しなかったならば（ステップＳ１４→Ｎｏ）、図１０の処理を終了する。
電気角θが０°を超え、かつ９０°以下の場合、ＣＰＵ１０１は、ステップＳ１３に進み、上昇期間におけるＰＷＭ周期処理を実行する。その後、ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定したならば（ステップＳ１４→Ｙｅｓ）、ステップＳ１０の処理に戻る。ＣＰＵ１０１は、駆動を継続すると判定しなかったならば（ステップＳ１４→Ｎｏ）、図１０の処理を終了する。
図１１と図１２は、緩下降期間のＰＷＭ周期処理ルーチンのフローチャートである。この処理の説明において、適宜図８の緩下降期間のタイムチャートを参照する。
なお、図１１と図１２は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、緩下降期間においてＰＷＭ周期毎に起動される。
急下降期間制御ルーチンの処理が開始される際には、タイマ１０４がリセットされ、以降はＰＷＭ周期が開始された後の経過時間が計時される。また、回転子１２６の電気角θの推定値と、図４または図５に示した波形とに基づいて、当該ＰＷＭ周期における基準電流値Ｉｒｅｆが決定される。決定された基準電流値Ｉｒｅｆは、ブリッジ制御部１０７（図２参照）にセットされる。
なお、図１１と図１２は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、緩下降期間においてＰＷＭ周期毎に起動される。
急下降期間制御ルーチンの処理が開始される際には、タイマ１０４がリセットされ、以降はＰＷＭ周期が開始された後の経過時間が計時される。また、回転子１２６の電気角θの推定値と、図４または図５に示した波形とに基づいて、当該ＰＷＭ周期における基準電流値Ｉｒｅｆが決定される。決定された基準電流値Ｉｒｅｆは、ブリッジ制御部１０７（図２参照）にセットされる。
また、電流制御有効フラグＣＬＭは、前回のＰＷＭ周期において、“０”に設定されている。この前回のＰＷＭ周期に設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、今回のＰＷＭ周期においても用いられる。前回のＰＷＭ周期には、後述する図１２のステップＳ３４が実行されたことにより電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に設定される。このステップＳ３４の処理の詳細については後述する。
ステップＳ２０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０をチャージモードで動作させる。
次にステップＳ２１において、電流制限制御部１１２は閾値超過フラグＣＬを取得する。なお、本ルーチン内で閾値超過フラグＣＬは、ステップＳ２１が再び実行されるまで変化しない。
次にステップＳ２１において、電流制限制御部１１２は閾値超過フラグＣＬを取得する。なお、本ルーチン内で閾値超過フラグＣＬは、ステップＳ２１が再び実行されるまで変化しない。
（時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理）
ステップＳ２２〜Ｓ２４は、図８の時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理である。
ステップＳ２２において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３３の処理に進む。
前記したステップＳ２０の処理により、Ｈブリッジ回路２０はＰＷＭ周期の開始時にチャージモードで動作する。更にステップＳ２２の処理により、ＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓから時間Ｔｃｓまでは最小ＯＮ時間となる。
最小ＯＮ時間がない場合には、電流波形が大きく落ち込む場合がある。すなわち、電流波形のリップルが大きくなるため、モータのトルク損失や、振動、騒音が大きくなる。これに対して、本実施形態では、ＰＷＭ周期の開始時から時間Ｔｃｓまで、動作モードがチャージモードに設定されるので、モータ電流の電流リップルを抑制できる。これにより、モータの駆動効率を上昇させることができると共に、モータのトルクの損失と騒音、振動などを低減することができる。
ステップＳ２３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２４にて、電流制御有効フラグＣＬＭを“１”に設定する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する図１２のステップＳ３４で参照される。
ステップＳ２２〜Ｓ２４は、図８の時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理である。
ステップＳ２２において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３３の処理に進む。
前記したステップＳ２０の処理により、Ｈブリッジ回路２０はＰＷＭ周期の開始時にチャージモードで動作する。更にステップＳ２２の処理により、ＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓから時間Ｔｃｓまでは最小ＯＮ時間となる。
最小ＯＮ時間がない場合には、電流波形が大きく落ち込む場合がある。すなわち、電流波形のリップルが大きくなるため、モータのトルク損失や、振動、騒音が大きくなる。これに対して、本実施形態では、ＰＷＭ周期の開始時から時間Ｔｃｓまで、動作モードがチャージモードに設定されるので、モータ電流の電流リップルを抑制できる。これにより、モータの駆動効率を上昇させることができると共に、モータのトルクの損失と騒音、振動などを低減することができる。
ステップＳ２３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２４にて、電流制御有効フラグＣＬＭを“１”に設定する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記する図１２のステップＳ３４で参照される。
（時間Ｔｍａｘ以前の低速減衰モード移行処理）
ステップＳ２５〜Ｓ２９は、図８の時間Ｔｍａｘが経過する前に、チャージモードから低速減衰モードへの移行する処理である。
ステップＳ２５において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２６の処理に進む。
ステップＳ２６において、電流制限制御部１１２は、閾値超過フラグＣＬが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
ステップＳ２５〜Ｓ２９は、図８の時間Ｔｍａｘが経過する前に、チャージモードから低速減衰モードへの移行する処理である。
ステップＳ２５において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ２６の処理に進む。
ステップＳ２６において、電流制限制御部１１２は、閾値超過フラグＣＬが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
ステップＳ２７において、電流制限制御部１１２は、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
次にステップＳ２８において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
ステップＳ２９においてＰＷＭ信号発生器１１３がＨブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示し、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
次にステップＳ２８において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
ステップＳ２９においてＰＷＭ信号発生器１１３がＨブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示し、図１２のステップＳ３０の処理に進む。
（時間Ｔｃｓ以降の時間Ｔｍａｘにおける低速減衰モード移行処理）
ステップＳ３０〜Ｓ３２は、図８の時間Ｔｍａｘに、チャージモードから低速減衰モードに移行する処理である。
ステップＳ３０において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３３の処理に進む。
ステップＳ３０〜Ｓ３２は、図８の時間Ｔｍａｘに、チャージモードから低速減衰モードに移行する処理である。
ステップＳ３０において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３３の処理に進む。
次にステップＳ３１において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定する。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ３２において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。
（時間Ｔｃｅに次周期準備処理）
ステップＳ３３，Ｓ３４は、図９の時間Ｔｃｅに、次のＰＷＭ周期の準備をする処理である。
ステップＳ３３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｅであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３５の処理に進む。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ３４にて電流制御有効フラグＣＬＭに“０”を設定する。ステップＳ３４で設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、次回のＰＷＭ周期においても用いられる。
ステップＳ３３，Ｓ３４は、図９の時間Ｔｃｅに、次のＰＷＭ周期の準備をする処理である。
ステップＳ３３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｅであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ３５の処理に進む。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ３４にて電流制御有効フラグＣＬＭに“０”を設定する。ステップＳ３４で設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、次回のＰＷＭ周期においても用いられる。
ステップＳ３５において、ブリッジ制御部１０７は、現在のＰＷＭ周期が終了する時間Ｔｅであるか否かを判定する。当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ブリッジ制御部１０７は、図１１のステップＳ２１の処理に戻り、このＰＷＭ周期の処理を繰り返す。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、現在のＰＷＭ周期の処理を終了する。
図１３と図１４は、急下降期間のＰＷＭ周期処理ルーチンのフローチャートである。この処理の説明において、適宜図９の急下降期間のタイムチャートを参照する。
なお、図１３と図１４は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、急下降期間においてＰＷＭ周期毎に起動される。
急下降期間制御ルーチンの処理が開始される際には、タイマ１０４がリセットされ、以降はＰＷＭ周期が開始された後の経過時間が計時される。また、回転子１２６の電気角θの推定値と、図４または図５に示した波形とに基づいて、当該ＰＷＭ周期における基準電流値Ｉｒｅｆが決定される。決定された基準電流値Ｉｒｅｆはブリッジ制御部１０７（図２参照）にセットされる。
なお、図１３と図１４は、ＲＯＭ１０３に記憶されＣＰＵ１０１によって実行される制御プログラムによる処理を示し、急下降期間においてＰＷＭ周期毎に起動される。
急下降期間制御ルーチンの処理が開始される際には、タイマ１０４がリセットされ、以降はＰＷＭ周期が開始された後の経過時間が計時される。また、回転子１２６の電気角θの推定値と、図４または図５に示した波形とに基づいて、当該ＰＷＭ周期における基準電流値Ｉｒｅｆが決定される。決定された基準電流値Ｉｒｅｆはブリッジ制御部１０７（図２参照）にセットされる。
また、電流制御有効フラグＣＬＭは、前回のＰＷＭ周期において、“０”に設定されている。この前回のＰＷＭ周期に設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、今回のＰＷＭ周期においても用いられる。前回のＰＷＭ周期には、後述するステップＳ６３が実行されたことにより電流制御有効フラグＣＬＭが“０”に設定される。このステップＳ６３の処理の詳細については後述する。
ステップＳ４０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０をチャージモードで動作させ、ステップＳ４１においてブリッジ制御部１０７がチャージモード時間ＴＯＮの計測を開始する。
次にステップＳ４２において、ブリッジ制御部１０７は、タイマ１０４から経過時間を取得し、更に電流制限制御部１１２は閾値超過フラグＣＬを取得する。なお、本ルーチン内で経過時間および閾値超過フラグＣＬは、ステップＳ４２が再び実行されるまで変化しない。
次にステップＳ４２において、ブリッジ制御部１０７は、タイマ１０４から経過時間を取得し、更に電流制限制御部１１２は閾値超過フラグＣＬを取得する。なお、本ルーチン内で経過時間および閾値超過フラグＣＬは、ステップＳ４２が再び実行されるまで変化しない。
（時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理）
ステップＳ４３〜Ｓ４５は、図９の時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理である。
ステップＳ４３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ６４の処理に進む。
前記したステップＳ４０の処理により、Ｈブリッジ回路２０はＰＷＭ周期の開始時にチャージモードで動作する。更にステップＳ４３の処理により、ＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓから時間Ｔｃｓまでは最小ＯＮ時間となる。
最小ＯＮ時間がない場合には、電流波形が大きく落ち込む場合がある。すなわち、電流波形のリップルが大きくなるため、モータのトルク損失や、振動、騒音が大きくなる。これに対して、本実施形態では、ＰＷＭ周期の開始時から時間Ｔｃｓまで、動作モードがチャージモードに設定されるので、モータ電流の電流リップルを抑制できる。これにより、モータの駆動効率を上昇させることができると共に、モータのトルクの損失と騒音、振動などを低減することができる。
ステップＳ４４において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ４５にて、電流制御有効フラグＣＬＭを“１”に設定する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記するステップＳ４８で参照される。
ステップＳ４３〜Ｓ４５は、図９の時間Ｔｃｓで電流制御を有効化する処理である。
ステップＳ４３において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ６４の処理に進む。
前記したステップＳ４０の処理により、Ｈブリッジ回路２０はＰＷＭ周期の開始時にチャージモードで動作する。更にステップＳ４３の処理により、ＰＷＭ周期が開始する時間Ｔｓから時間Ｔｃｓまでは最小ＯＮ時間となる。
最小ＯＮ時間がない場合には、電流波形が大きく落ち込む場合がある。すなわち、電流波形のリップルが大きくなるため、モータのトルク損失や、振動、騒音が大きくなる。これに対して、本実施形態では、ＰＷＭ周期の開始時から時間Ｔｃｓまで、動作モードがチャージモードに設定されるので、モータ電流の電流リップルを抑制できる。これにより、モータの駆動効率を上昇させることができると共に、モータのトルクの損失と騒音、振動などを低減することができる。
ステップＳ４４において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ４５にて、電流制御有効フラグＣＬＭを“１”に設定する。この電流制御有効フラグＣＬＭは、後記するステップＳ４８で参照される。
（時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓ以前の高速減衰モード移行処理）
ステップＳ４６〜Ｓ５１は、図９の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓ以前に、チャージモードから高速減衰モードへの移行する処理である。
ステップＳ４６において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ４７において、電流制限制御部１１２は、閾値超過フラグＣＬが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ４６〜Ｓ５１は、図９の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓ以前に、チャージモードから高速減衰モードへの移行する処理である。
ステップＳ４６において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ４７において、電流制限制御部１１２は、閾値超過フラグＣＬが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ４８において、電流制限制御部１１２は、電流制御有効フラグＣＬＭが“１”であるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
次にステップＳ４９において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ５０においてブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮを記憶し、ステップＳ５１においてＰＷＭ信号発生器１１３がＨブリッジ回路２０に対して高速減衰モードで動作するように指示する。その後、ブリッジ制御部１０７は、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
次にステップＳ４９において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
ステップＳ５０においてブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮを記憶し、ステップＳ５１においてＰＷＭ信号発生器１１３がＨブリッジ回路２０に対して高速減衰モードで動作するように指示する。その後、ブリッジ制御部１０７は、図１４のステップＳ５２の処理に進む。
（時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓの低速減衰モード移行処理）
図１４に示したステップＳ５２〜Ｓ５６は、図９の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードへ移行する処理である。
ステップＳ５２において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６４の処理に進む。
ステップＳ５３において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ５７の処理に進む。
図１４に示したステップＳ５２〜Ｓ５６は、図９の時間Ｔｃｓ以降かつ減衰モード切替時間Ｔｆｓに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードへ移行する処理である。
ステップＳ５２において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓが経過したか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６４の処理に進む。
ステップＳ５３において、ブリッジ制御部１０７は、減衰モード切替時間Ｔｆｓであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ５７の処理に進む。
次にステップＳ５４において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定する。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ブリッジ制御部１０７は、ステップＳ５５にてチャージモード時間ＴＯＮを記憶する。
更にステップＳ５６において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図９のＰｅｒｉｏｄ５１〜５４の減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、実線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。図９では、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓは図示していないが、例えばＰｅｒｉｏｄ５２，５４において、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌが急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わっている。この切り替わり時間は、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓである。
更にステップＳ５６において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図９のＰｅｒｉｏｄ５１〜５４の減衰モード切替時間Ｔｆｓにおいて、実線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。図９では、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓは図示していないが、例えばＰｅｒｉｏｄ５２，５４において、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌが急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わっている。この切り替わり時間は、前回の下降期間の減衰モード切替時間Ｔｆｓである。
（時間Ｔｃｓ，Ｔｆｓ以降の時間Ｔｍａｘにおける低速減衰モード移行処理）
ステップＳ５７〜Ｓ６０は、図９の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｍａｘに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードに移行する処理である。
ステップＳ５７において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６１の処理に進む。
ステップＳ５７〜Ｓ６０は、図９の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｍａｘに、チャージモードまたは高速減衰モードから低速減衰モードに移行する処理である。
ステップＳ５７において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｍａｘであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６１の処理に進む。
次にステップＳ５８において、ブリッジ制御部１０７は、Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作しているか否かを判定する。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ブリッジ制御部１０７は、ステップＳ５９にてチャージモード時間ＴＯＮを記憶する。
更にステップＳ６０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図９のＰｅｒｉｏｄ５３の時間Ｔｍａｘにおいて、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。
更にステップＳ６０において、ＰＷＭ信号発生器１１３は、Ｈブリッジ回路２０に対して低速減衰モードで動作するように指示する。この処理により、図９のＰｅｒｉｏｄ５３の時間Ｔｍａｘにおいて、破線で示した電流測定値Ｉｃｏｉｌは、急峻な減衰から緩やかな減衰に切り替わる。
（時間Ｔｃｓ，Ｔｆｓ以降で時間Ｔｃｅに次周期準備処理）
ステップＳ６１〜Ｓ６３は、図９の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｃｅに、次のＰＷＭ周期の準備をする処理である。
ステップＳ６１において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｅであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６４の処理に進む。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ６２にて次のＰＷＭ周期のモータ動作条件設定と減衰モード切替時間設定（図１５参照）を行い、ステップＳ６３にて電流制御有効フラグＣＬＭに“０”を設定する。ステップＳ６３で設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、次回のＰＷＭ周期においても用いられる。
ステップＳ６１〜Ｓ６３は、図９の時間Ｔｃｓと減衰モード切替時間Ｔｆｓ以降の時間Ｔｃｅに、次のＰＷＭ周期の準備をする処理である。
ステップＳ６１において、ブリッジ制御部１０７は、時間Ｔｃｅであるか否かを判定し、当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ステップＳ６４の処理に進む。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ６２にて次のＰＷＭ周期のモータ動作条件設定と減衰モード切替時間設定（図１５参照）を行い、ステップＳ６３にて電流制御有効フラグＣＬＭに“０”を設定する。ステップＳ６３で設定された電流制御有効フラグＣＬＭは、引き続き、次回のＰＷＭ周期においても用いられる。
ステップＳ６４において、ブリッジ制御部１０７は、現在のＰＷＭ周期が終了する時間Ｔｅであるか否かを判定する。当該判定条件が成立しなかったならば（Ｎｏ）、ブリッジ制御部１０７は、図１３のステップＳ４２の処理に戻り、このＰＷＭ周期の処理を繰り返す。当該判定条件が成立したならば（Ｙｅｓ）、現在のＰＷＭ周期の処理を終了する。
図１５は、減衰モード切替時間設定のフローチャートである。ここでは、図１４のステップＳ６２のモータ動作条件設定処理において実施される減衰モード切替時間設定の詳細を示している。
ステップＳ７０において、ブリッジ制御部１０７は、今回のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮを取得する。
ステップＳ７１において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回の下降期間の同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいか否かを判定する。ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいと判定したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ７２の処理に進む。ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きくないと判定したならば（Ｎｏ）、ステップＳ７３の処理に進む。
ステップＳ７０において、ブリッジ制御部１０７は、今回のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮを取得する。
ステップＳ７１において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回の下降期間の同一番号のＰＷＭ周期のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいか否かを判定する。ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きいと判定したならば（Ｙｅｓ）、ステップＳ７２の処理に進む。ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮが前回のチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏよりも大きくないと判定したならば（Ｎｏ）、ステップＳ７３の処理に進む。
ステップＳ７２において、ブリッジ制御部１０７は、次回の下降期間の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを所定量だけ減少させ、ステップＳ７４の処理に進む。ここで１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓとは、ＰＷＭ周期番号が１だけ小さいものをいう。
ステップＳ７３において、ブリッジ制御部１０７は、次回の下降期間の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを所定量だけ増加させる。
ステップＳ７４において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏに、チャージモード時間ＴＯＮを設定する。これにより、今回のチャージモード時間ＴＯＮは、次回の下降期間においてチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏとして参照される。ブリッジ制御部１０７は、ステップＳ７４の処理が終了すると、図１５の処理を終了する。
ステップＳ７３において、ブリッジ制御部１０７は、次回の下降期間の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを所定量だけ増加させる。
ステップＳ７４において、ブリッジ制御部１０７は、チャージモード時間ＴＯＮ＿ｏに、チャージモード時間ＴＯＮを設定する。これにより、今回のチャージモード時間ＴＯＮは、次回の下降期間においてチャージモード時間ＴＯＮ＿ｏとして参照される。ブリッジ制御部１０７は、ステップＳ７４の処理が終了すると、図１５の処理を終了する。
この減衰モード切替時間設定では、今回の下降周期に対する次回の下降周期のチャージモード時間ＴＯＮが安定するように、次回の下降周期の１ステップ前の減衰モード切替時間Ｔｆｓを変更している。これにより、次回の下降周期において、電流測定値Ｉｃｏｉｌを基準電流値Ｉｒｅｆに近づけることができる。
図１６は比較例のノイズスペクトラムを示す図であり、図１７は本実施形態のノイズスペクトラムを示す図である。図１６と図１７のグラフの横軸は、周波数を示している。グラフの縦軸は、モータ駆動時のノイズを示している。
比較例のノイズスペクトラムは、モータ電流の下降期間において、図１３と図１４に示したＰＷＭ周期処理を実行した場合のノイズ成分を示している。本実施形態のノイズスペクトラムは、比較例に対して９ＫＨｚから１．５ＫＨｚのノイズが抑圧できている。９ＫＨｚから１．５ＫＨｚのノイズは、可聴領域であるため、ノイズの抑圧によりモータの静音性を高めることができる。
比較例のノイズスペクトラムは、モータ電流の下降期間において、図１３と図１４に示したＰＷＭ周期処理を実行した場合のノイズ成分を示している。本実施形態のノイズスペクトラムは、比較例に対して９ＫＨｚから１．５ＫＨｚのノイズが抑圧できている。９ＫＨｚから１．５ＫＨｚのノイズは、可聴領域であるため、ノイズの抑圧によりモータの静音性を高めることができる。
（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。
（ａ） 上記実施形態では、プログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明した。しかし、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ）、またはＦＰＧＡ（field-programmable gate array）などを用いたハードウエア的な処理で実現してもよい。
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。
（ａ） 上記実施形態では、プログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明した。しかし、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ）、またはＦＰＧＡ（field-programmable gate array）などを用いたハードウエア的な処理で実現してもよい。
（ｂ） Ｈブリッジ回路２０を構成するスイッチング素子として、上記実施形態ではＦＥＴを適用した。しかし、これらに代えてバイポーラ・トランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、その他のスイッチング素子を適用してもよい。
（ｃ） また、上記実施形態では、モータ１２０としてバイポーラ型２相ステッピングモータを適用した例を説明したが、モータ１２０の種類や相数は用途に応じて様々なものを適用してもよい。
（ｄ） 上記実施形態においては、基準電流値Ｉｒｅｆの設定方式としてマイクロステップ方式を採用したが、基準電流値Ｉｒｅｆは、電気角θに対して連続的に変化する値を用いてもよい。
（ｅ） 上記実施形態の２極のステッピングモータに限らず、４極やそれ以上の極数を有するステッピングモータに適用してもよい。なお、２極のステッピングモータでは、機械角θmと電気角θとは一致する。４極のステッピングモータにおいては、機械角θmの２倍が電気角θとなる。
（ｃ） また、上記実施形態では、モータ１２０としてバイポーラ型２相ステッピングモータを適用した例を説明したが、モータ１２０の種類や相数は用途に応じて様々なものを適用してもよい。
（ｄ） 上記実施形態においては、基準電流値Ｉｒｅｆの設定方式としてマイクロステップ方式を採用したが、基準電流値Ｉｒｅｆは、電気角θに対して連続的に変化する値を用いてもよい。
（ｅ） 上記実施形態の２極のステッピングモータに限らず、４極やそれ以上の極数を有するステッピングモータに適用してもよい。なお、２極のステッピングモータでは、機械角θmと電気角θとは一致する。４極のステッピングモータにおいては、機械角θmの２倍が電気角θとなる。
２，４，６，８，１５，１７ スイッチング素子
１２，１４，１６，１８ ダイオード
２０，２０Ｘ，２０Ｙ Ｈブリッジ回路
１００ モータ制御装置 （モータ電流制御装置の一例）
１０１ ＣＰＵ（制御手段）
１０２ ＲＡＭ
１０３ ＲＯＭ
１０４ タイマ
１０５ Ｉ／Ｏポート
１０６ バス
１０７ ブリッジ制御部 （制御手段の一部）
１１０ ブリッジ制御回路
１１１ 電流フィルタ （制御手段の一部）
１１２ 電流制限制御部 （制御手段の一部）
１１３ ＰＷＭ信号発生器 （制御手段の一部）
１１４ 比較器
１１５ Ｄ／Ａコンバータ
１１６ 電流検出部
１１７ Ａ／Ｄコンバータ
１１８ ＢＥＭＦ検出部
１２０ モータ
１２２ＸＰ，１２２ＸＮ，１２２ＹＰ，１２２ＹＮ 固定子 （モータコイルの一例）
１２４Ｘ，１２４Ｙ，１２４ 固定子巻線
１２６ 回転子
１３０ 上位装置
１４０ 直流電源
１４２ アース線
１２，１４，１６，１８ ダイオード
２０，２０Ｘ，２０Ｙ Ｈブリッジ回路
１００ モータ制御装置 （モータ電流制御装置の一例）
１０１ ＣＰＵ（制御手段）
１０２ ＲＡＭ
１０３ ＲＯＭ
１０４ タイマ
１０５ Ｉ／Ｏポート
１０６ バス
１０７ ブリッジ制御部 （制御手段の一部）
１１０ ブリッジ制御回路
１１１ 電流フィルタ （制御手段の一部）
１１２ 電流制限制御部 （制御手段の一部）
１１３ ＰＷＭ信号発生器 （制御手段の一部）
１１４ 比較器
１１５ Ｄ／Ａコンバータ
１１６ 電流検出部
１１７ Ａ／Ｄコンバータ
１１８ ＢＥＭＦ検出部
１２０ モータ
１２２ＸＰ，１２２ＸＮ，１２２ＹＰ，１２２ＹＮ 固定子 （モータコイルの一例）
１２４Ｘ，１２４Ｙ，１２４ 固定子巻線
１２６ 回転子
１３０ 上位装置
１４０ 直流電源
１４２ アース線
Claims (5)
- スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、または前記モータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定し、
前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記低速減衰モードに切り替え、
前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えたのちに前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替え、更に前記低速減衰モードに切り替える、
ことを特徴とするモータ電流制御装置。 - 前記基準電流値が下降し始める電気角を０°としたとき、前記所定電気角は６０°である、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ電流制御装置。 - 前記基準電流値が下降し始める電気角を０°としたとき、前記所定電気角は５２°である、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ電流制御装置。 - スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、または前記モータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、
を有し、
前記制御手段は、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定し、
前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記モータ電流の下降速度を抑えることにより、前記モータ電流と前記基準電流値との差が拡大し、
前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記モータ電流の下降速度を抑えないことにより、前記モータ電流と前記基準電流値との差が収束する、
ことを特徴とするモータ電流制御装置。 - スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されるＨブリッジ回路と、
前記スイッチング素子を所定のＰＷＭ周期毎に駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、または前記モータ電流を減衰させる高速減衰モード、前記高速減衰モードよりも低速に前記モータ電流を減衰させる低速減衰モードのうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、
を備えたモータ電流制御装置のモータ電流制御方法であって、
前記制御手段が、ロータとステータの位置関係から前記ＰＷＭ周期毎に基準電流値を設定するステップと、
前記基準電流値が下降し始める電気角から所定電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行し、
前記所定電気角を超えたのち、前記基準電流値が上昇し始める電気角までの範囲においては、前記ＰＷＭ周期毎に、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップの後に、前記モータ電流が前記基準電流値を超えたならば前記高速減衰モードに切り替えるステップを実行し、更に前記低速減衰モードに切り替えるステップを実行する、
ことを特徴とするモータ電流制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017108551A JP6806632B2 (ja) | 2017-05-31 | 2017-05-31 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
| US16/617,078 US11005400B2 (en) | 2017-05-31 | 2018-05-30 | Motor current control device and motor current control method |
| DE112018002815.1T DE112018002815T5 (de) | 2017-05-31 | 2018-05-30 | Vorrichtung zur Steuerung eines Motorstroms und Verfahren zur Steuerung eines Motorstroms |
| PCT/JP2018/020869 WO2018221628A1 (ja) | 2017-05-31 | 2018-05-30 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
| CN201880034617.1A CN110663169B (zh) | 2017-05-31 | 2018-05-30 | 电机电流控制装置及电机电流控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017108551A JP6806632B2 (ja) | 2017-05-31 | 2017-05-31 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2018207607A JP2018207607A (ja) | 2018-12-27 |
| JP6806632B2 true JP6806632B2 (ja) | 2021-01-06 |
Family
ID=64456134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017108551A Active JP6806632B2 (ja) | 2017-05-31 | 2017-05-31 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US11005400B2 (ja) |
| JP (1) | JP6806632B2 (ja) |
| CN (1) | CN110663169B (ja) |
| DE (1) | DE112018002815T5 (ja) |
| WO (1) | WO2018221628A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7224204B2 (ja) * | 2019-02-26 | 2023-02-17 | ローム株式会社 | ステッピングモータの駆動回路、それを用いた電子機器 |
| JP7327951B2 (ja) | 2019-02-28 | 2023-08-16 | ローム株式会社 | ステッピングモータの駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 |
| JP7208071B2 (ja) | 2019-03-14 | 2023-01-18 | ローム株式会社 | ステッピングモータの駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 |
| WO2021193364A1 (ja) * | 2020-03-27 | 2021-09-30 | ローム株式会社 | ステッピングモータ用のドライバ装置 |
| WO2023182303A1 (ja) * | 2022-03-25 | 2023-09-28 | ヌヴォトンテクノロジージャパン株式会社 | モータ駆動装置 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3564582B2 (ja) * | 1994-12-16 | 2004-09-15 | アイシン精機株式会社 | スイッチドレラクタンスモ−タの通電制御装置 |
| JPH0998594A (ja) * | 1995-09-29 | 1997-04-08 | Aisin Seiki Co Ltd | 電気モ−タの通電制御方法 |
| JPH09219995A (ja) * | 1996-02-13 | 1997-08-19 | Alps Electric Co Ltd | ステッピングモータの駆動方法 |
| JP3774578B2 (ja) * | 1998-10-09 | 2006-05-17 | キヤノン株式会社 | 記録装置及びモータ制御回路 |
| JP3665565B2 (ja) | 2000-12-28 | 2005-06-29 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路およびモータ駆動制御システム |
| JP2007104839A (ja) * | 2005-10-06 | 2007-04-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置および方法 |
| DE102009040139B4 (de) * | 2009-09-05 | 2012-10-04 | Trinamic Motion Control Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur sensorlosen Motorlasterfassung und zur lastwertabhängigen Motorstromregelung bei Schrittmotoren |
| JP2013162568A (ja) * | 2012-02-02 | 2013-08-19 | Toshiba Corp | モータ駆動制御システム |
| JP2014053997A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Toshiba Corp | モータ駆動制御装置 |
| US9397597B2 (en) * | 2013-07-29 | 2016-07-19 | Texas Instruments Incorporated | Sensed motor winding current adapting blanking period between max/min values |
| CN203660943U (zh) * | 2013-12-03 | 2014-06-18 | 嘉兴中润微电子有限公司 | 一种电机驱动芯片中的混合衰减控制电路 |
| US9742329B2 (en) * | 2014-04-17 | 2017-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Current regulation in motors |
| JP6204385B2 (ja) * | 2015-01-22 | 2017-09-27 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
| JP6204386B2 (ja) * | 2015-01-28 | 2017-09-27 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 |
| JP6580859B2 (ja) * | 2015-04-24 | 2019-09-25 | ローム株式会社 | モータ駆動装置及びモータ駆動装置の駆動方法 |
| CN105897088B (zh) * | 2016-06-13 | 2018-07-13 | 王良坤 | 一种pwm斩波恒流控制的自动衰减控制电路 |
-
2017
- 2017-05-31 JP JP2017108551A patent/JP6806632B2/ja active Active
-
2018
- 2018-05-30 CN CN201880034617.1A patent/CN110663169B/zh active Active
- 2018-05-30 DE DE112018002815.1T patent/DE112018002815T5/de active Pending
- 2018-05-30 US US16/617,078 patent/US11005400B2/en active Active
- 2018-05-30 WO PCT/JP2018/020869 patent/WO2018221628A1/ja active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2018221628A1 (ja) | 2018-12-06 |
| DE112018002815T5 (de) | 2020-02-13 |
| CN110663169A (zh) | 2020-01-07 |
| US20200083827A1 (en) | 2020-03-12 |
| US11005400B2 (en) | 2021-05-11 |
| CN110663169B (zh) | 2023-05-26 |
| JP2018207607A (ja) | 2018-12-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6806632B2 (ja) | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 | |
| JP6204386B2 (ja) | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 | |
| JP6322134B2 (ja) | モータ制御装置およびモータ制御方法 | |
| US7402975B2 (en) | Motor drive device and drive method | |
| JP6603638B2 (ja) | モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 | |
| JP4959460B2 (ja) | モータ起動装置及びモータ起動方法 | |
| JP5573585B2 (ja) | 車両用回転電機 | |
| JP6204385B2 (ja) | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 | |
| JP6475182B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| US20120181959A1 (en) | Driving apparatus of sensorless brushless motor | |
| JP6450256B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP5966980B2 (ja) | 車両用回転電機 | |
| JP2018170880A (ja) | 電動機駆動装置、方法、及びプログラム | |
| CN110476348B (zh) | 电动机的磁场位置检测方法 | |
| JPH08126381A (ja) | 直流ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JP5784361B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動制御装置 | |
| US11165377B2 (en) | Control device for stepping motor and control method for stepping motor | |
| JP5606899B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動制御装置 | |
| KR20210073596A (ko) | 무브러시 영구 자석 모터의 제어 방법 | |
| JP6330344B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2019041443A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP2021002926A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2019216499A (ja) | ブラシレスｄｃモータの制御方法及び制御装置 | |
| JP2013229949A (ja) | 二相ブラシレスモータの制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20191009 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20201110 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20201204 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6806632 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |