JP3301287B2 - 線形補償回路 - Google Patents
線形補償回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、カーテシアン・フ
ィードバック方式による歪補償回路を備えた送信機に用
いる線形補償回路に関する。
ィードバック方式による歪補償回路を備えた送信機に用
いる線形補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】線形変調信号を送出するための送信機に
おいては、その直線性が悪いと、変調精度を悪化させる
ばかりでなく、過剰な帯域外不要輻射を発生し、隣接チ
ャンネルに妨害を与える危険性がある。このため、送信
機の全動作範囲において直線性を確保する必要がある。
おいては、その直線性が悪いと、変調精度を悪化させる
ばかりでなく、過剰な帯域外不要輻射を発生し、隣接チ
ャンネルに妨害を与える危険性がある。このため、送信
機の全動作範囲において直線性を確保する必要がある。
【０００３】従来、送信機の直線性を改善する方法の一
つに、いわゆるカーテシアン・フィードバックがある。
これは、送信機の出力の一部を局部復調し、直交ベース
バンド信号にし、変調ベースバンド信号へ負帰還をかけ
るもので、位相余裕を確保することができ、ループ利得
を大きく設定できれば歪の改善度も大きくすることがで
きる。
つに、いわゆるカーテシアン・フィードバックがある。
これは、送信機の出力の一部を局部復調し、直交ベース
バンド信号にし、変調ベースバンド信号へ負帰還をかけ
るもので、位相余裕を確保することができ、ループ利得
を大きく設定できれば歪の改善度も大きくすることがで
きる。
【０００４】この従来例について図１３を参照しながら
説明すると、同相変調入力信号Ｉおよび直交変調入力信
号Ｑは歪補償回路１に入力される。歪補償回路１では入
力された同相変調入力信号Ｉおよび直交変調入力信号Ｑ
と、直交復調器５により送信信号を直交復調して得た信
号とから歪演算が行われる。歪補償回路１から出力され
た変調信号は直交変調器２で発振器９からの搬送波によ
り直交変調され、増幅器３により増幅され、方向性結合
器４に入力される。方向性結合器４の出力は送信出力と
なり、方向性結合器４の分岐出力は直交復調器５に入力
され、発振器９より無限移相器７を通して入力される復
調用搬送波により直交復調される。
説明すると、同相変調入力信号Ｉおよび直交変調入力信
号Ｑは歪補償回路１に入力される。歪補償回路１では入
力された同相変調入力信号Ｉおよび直交変調入力信号Ｑ
と、直交復調器５により送信信号を直交復調して得た信
号とから歪演算が行われる。歪補償回路１から出力され
た変調信号は直交変調器２で発振器９からの搬送波によ
り直交変調され、増幅器３により増幅され、方向性結合
器４に入力される。方向性結合器４の出力は送信出力と
なり、方向性結合器４の分岐出力は直交復調器５に入力
され、発振器９より無限移相器７を通して入力される復
調用搬送波により直交復調される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、一般に電力増
幅器３の伝達位相特性は通過周波数、動作点および環境
条件などによって変動する。このため、ループの位相余
裕は変化し、安定な動作を確保するためにはループ利得
に上限があり、歪の改善量も制限されてしまう。このた
め、通常は実際の信号伝送に先立ち、ループ一巡の位相
推移量を測定し、局部復調器５の搬送波の位相を移相器
７で回転させるなどして、ほぼ１８０度になるようにプ
リセットした後、閉ループを形成している。しかし、こ
のような位相のプリ調整には長い時間を要するほか、エ
ンベロープの変動の大きい変調方式の場合や、通話中に
送信周波数や送信電力が大きく変動するような場合に
は、精度は十分ではないために、一巡利得を大きく設定
できず、歪の改善量も大きくできないという問題があっ
た。
幅器３の伝達位相特性は通過周波数、動作点および環境
条件などによって変動する。このため、ループの位相余
裕は変化し、安定な動作を確保するためにはループ利得
に上限があり、歪の改善量も制限されてしまう。このた
め、通常は実際の信号伝送に先立ち、ループ一巡の位相
推移量を測定し、局部復調器５の搬送波の位相を移相器
７で回転させるなどして、ほぼ１８０度になるようにプ
リセットした後、閉ループを形成している。しかし、こ
のような位相のプリ調整には長い時間を要するほか、エ
ンベロープの変動の大きい変調方式の場合や、通話中に
送信周波数や送信電力が大きく変動するような場合に
は、精度は十分ではないために、一巡利得を大きく設定
できず、歪の改善量も大きくできないという問題があっ
た。
【０００６】本発明は、上記のような従来の問題を解決
するもので、カーテシアン・ループの位相余裕の変動を
小さく保つことができ、したがって、振幅値により位相
特性が大幅に変わる特性を持った増幅器を用いた場合に
も、カーテシアン・フィードバックを安定に動作させる
ことができ、また、帰還量を多く設定することができ、
したがって、歪改善度を向上させることができるように
した線形補償回路を提供することを目的とするものであ
る。
するもので、カーテシアン・ループの位相余裕の変動を
小さく保つことができ、したがって、振幅値により位相
特性が大幅に変わる特性を持った増幅器を用いた場合に
も、カーテシアン・フィードバックを安定に動作させる
ことができ、また、帰還量を多く設定することができ、
したがって、歪改善度を向上させることができるように
した線形補償回路を提供することを目的とするものであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、歪補償回路で同相変調入力信号および直
交変調入力信号と直交復調回路により送信信号を直交復
調して得た同相復調信号および直交復調信号とから歪補
償を演算し、同相変調信号および直交変調信号を直交変
調器に入力し、その出力を増幅器で増幅し、送信出力と
して出力するとともに、その信号を上記直交復調器で無
限移相器に入力される復調用搬送波により同相復調信号
および直交復調信号に復調し、その復調信号を上記歪補
償回路に入力して、ベースバンドの直交座標で歪を補償
するカーテシアン・フィードバック方式の線形補償回路
において、上記同相変調信号および直交変調信号を入力
し、上記直交変調器入力に依存する位相回転量を出力す
る変調入力−位相・変換表と、この変調入力−位相・変
換表の出力を、変調信号に依存しない位相回転量を調整
する移相調整量から減算し、その出力を上記無限移相器
に入力し、上記直交変調器の搬送波位相を制御するため
の減算器とを備えたことを特徴とするものである。
成するために、歪補償回路で同相変調入力信号および直
交変調入力信号と直交復調回路により送信信号を直交復
調して得た同相復調信号および直交復調信号とから歪補
償を演算し、同相変調信号および直交変調信号を直交変
調器に入力し、その出力を増幅器で増幅し、送信出力と
して出力するとともに、その信号を上記直交復調器で無
限移相器に入力される復調用搬送波により同相復調信号
および直交復調信号に復調し、その復調信号を上記歪補
償回路に入力して、ベースバンドの直交座標で歪を補償
するカーテシアン・フィードバック方式の線形補償回路
において、上記同相変調信号および直交変調信号を入力
し、上記直交変調器入力に依存する位相回転量を出力す
る変調入力−位相・変換表と、この変調入力−位相・変
換表の出力を、変調信号に依存しない位相回転量を調整
する移相調整量から減算し、その出力を上記無限移相器
に入力し、上記直交変調器の搬送波位相を制御するため
の減算器とを備えたことを特徴とするものである。
【０００８】そして、上記技術的手段において、変調入
力−位相・変換表を温度によって切り替え、または送信
周波数によって切り替え、または温度および送信周波数
によって切り替えることができる。
力−位相・変換表を温度によって切り替え、または送信
周波数によって切り替え、または温度および送信周波数
によって切り替えることができる。
【０００９】また、変調入力−位相・変換表の入力を同
相変調入力信号、直交変調入力信号とすることができ
る。
相変調入力信号、直交変調入力信号とすることができ
る。
【００１０】以上により、歪改善度を向上させることが
できる。
できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、歪補償回路で同相変調入力信号および直交変調入力
信号と直交復調回路により送信信号を直交復調して得た
同相復調信号および直交復調信号とから歪補償を演算
し、同相変調信号および直交変調信号を直交変調器に入
力し、その出力を増幅器で増幅し、送信出力として出力
するとともに、その信号を上記直交復調器で無限移相器
から入力される復調用搬送波により同相復調信号および
直交復調信号に復調し、その復調信号を上記歪補償回路
に入力して、ベースバンドの直交座標で歪を補償するカ
ーテシアン・フィードバック方式の線形補償回路におい
て、上記同相変調信号および直交変調信号を入力し、上
記直交変調器入力に依存する位相回転量を出力する変調
入力−位相・変換表と、この変調入力−位相・変換表の
出力を、変調信号に依存しない位相回転量を調整する移
相調整量から減算し、その出力を上記無限移相器に入力
し、上記直交変調器の搬送波位相を制御するための減算
器とを備えたことを特徴とするものであり、製造の段階
で送信変調部および電力増幅部の概略特性を測定し、予
見できる位相推移データを記憶させ、実際に変調信号を
送出する段階での位相調整時間を短縮するとともに、通
話中でのエンベロープ変動などに応じて推移量を動的に
変化させることにより、位相推移の変動を適応的に吸収
しようとするもので、増幅器入力振幅が大きくなり、位
相特性が変化した場合にも、帰還作用によらず変調器の
搬送波の位相を補償することにより、カーテシアン・ル
ープの位相余裕の変動を小さく保つことができる。ま
た、従来例の構成では、増幅器の入力振幅値による位相
特性の変化の分だけ余裕を持って設計を行っていたが、
上記構成を用いることにより、従来に比べ、位相余裕を
小さく設定することができ、そのため、帰還量を多く設
定することが可能となる。 （実施の形態１）以下、本発明の第１の実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１
の実施の形態における線形補償回路を示すブロック図で
ある。
は、歪補償回路で同相変調入力信号および直交変調入力
信号と直交復調回路により送信信号を直交復調して得た
同相復調信号および直交復調信号とから歪補償を演算
し、同相変調信号および直交変調信号を直交変調器に入
力し、その出力を増幅器で増幅し、送信出力として出力
するとともに、その信号を上記直交復調器で無限移相器
から入力される復調用搬送波により同相復調信号および
直交復調信号に復調し、その復調信号を上記歪補償回路
に入力して、ベースバンドの直交座標で歪を補償するカ
ーテシアン・フィードバック方式の線形補償回路におい
て、上記同相変調信号および直交変調信号を入力し、上
記直交変調器入力に依存する位相回転量を出力する変調
入力−位相・変換表と、この変調入力−位相・変換表の
出力を、変調信号に依存しない位相回転量を調整する移
相調整量から減算し、その出力を上記無限移相器に入力
し、上記直交変調器の搬送波位相を制御するための減算
器とを備えたことを特徴とするものであり、製造の段階
で送信変調部および電力増幅部の概略特性を測定し、予
見できる位相推移データを記憶させ、実際に変調信号を
送出する段階での位相調整時間を短縮するとともに、通
話中でのエンベロープ変動などに応じて推移量を動的に
変化させることにより、位相推移の変動を適応的に吸収
しようとするもので、増幅器入力振幅が大きくなり、位
相特性が変化した場合にも、帰還作用によらず変調器の
搬送波の位相を補償することにより、カーテシアン・ル
ープの位相余裕の変動を小さく保つことができる。ま
た、従来例の構成では、増幅器の入力振幅値による位相
特性の変化の分だけ余裕を持って設計を行っていたが、
上記構成を用いることにより、従来に比べ、位相余裕を
小さく設定することができ、そのため、帰還量を多く設
定することが可能となる。 （実施の形態１）以下、本発明の第１の実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１
の実施の形態における線形補償回路を示すブロック図で
ある。
【００１２】図１に示すように、同相変調入力信号Ｉ
（ｔ）および直交変調入力信号Ｑ（ｔ）は、歪補償回路
１に入力される。歪補償回路１では入力された同相変調
入力信号Ｉおよび直交変調入力信号Ｑと、直交復調器５
により送信信号を直交復調（検波）して得た信号から歪
補償の演算が行われる。歪補償回路１から出力された同
相変調信号Ｉ″（ｔ）および直交変調信号Ｑ″（ｔ）は
直交変調器２に入力される。
（ｔ）および直交変調入力信号Ｑ（ｔ）は、歪補償回路
１に入力される。歪補償回路１では入力された同相変調
入力信号Ｉおよび直交変調入力信号Ｑと、直交復調器５
により送信信号を直交復調（検波）して得た信号から歪
補償の演算が行われる。歪補償回路１から出力された同
相変調信号Ｉ″（ｔ）および直交変調信号Ｑ″（ｔ）は
直交変調器２に入力される。
【００１３】同相変調信号Ｉ″（ｔ）と直交変調信号
Ｑ″（ｔ）は、振幅演算回路に入力され、変調入力信号
の振幅値Ｉ″×Ｉ″＋Ｑ″×Ｑ″が計算された後、出力
される。振幅演算回路出力は変調入力−位相・変換表６
に入力され、増幅器３の振幅−位相特性に応じた、増幅
器位相特性の変化量に換算され、変調信号に依存しない
位相回転量を調整する移相調整量θから減算器８で減算
され、無限移相器７に入力される。無限移相器７では減
算器８と発振器９の入力から搬送波が直交変調器２に入
力され、同相変調信号Ｉおよび直交変調記号Ｑが直交変
調される。直交変調器出力は増幅器３に入力されて増幅
され、方向性結合器４に入力される。方向性結合器４の
出力は送信出力となる。方向性結合器４の分岐出力は直
交復調器５に入力され、発振器９からの搬送波により直
交復調され、同相復調信号Ｉ′（ｔ）および直交復調信
号Ｑ′（ｔ）が得られる。復調信号Ｉ′（ｔ）および
Ｑ′（ｔ）は上記のように歪補償回路１に入力され、別
に入力された変調入力信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）と歪
補償演算が行われる。
Ｑ″（ｔ）は、振幅演算回路に入力され、変調入力信号
の振幅値Ｉ″×Ｉ″＋Ｑ″×Ｑ″が計算された後、出力
される。振幅演算回路出力は変調入力−位相・変換表６
に入力され、増幅器３の振幅−位相特性に応じた、増幅
器位相特性の変化量に換算され、変調信号に依存しない
位相回転量を調整する移相調整量θから減算器８で減算
され、無限移相器７に入力される。無限移相器７では減
算器８と発振器９の入力から搬送波が直交変調器２に入
力され、同相変調信号Ｉおよび直交変調記号Ｑが直交変
調される。直交変調器出力は増幅器３に入力されて増幅
され、方向性結合器４に入力される。方向性結合器４の
出力は送信出力となる。方向性結合器４の分岐出力は直
交復調器５に入力され、発振器９からの搬送波により直
交復調され、同相復調信号Ｉ′（ｔ）および直交復調信
号Ｑ′（ｔ）が得られる。復調信号Ｉ′（ｔ）および
Ｑ′（ｔ）は上記のように歪補償回路１に入力され、別
に入力された変調入力信号Ｉ（ｔ）およびＱ（ｔ）と歪
補償演算が行われる。
【００１４】図２は歪補償回路１の一例を示すブロック
図である。図２に示すように、同相変調入力信号Ｉと、
スイッチ１８ａを介して入力される同相復調信号Ｉ′を
減算回路１９ａに入力し、演算結果を同相変調信号Ｉ″
として出力する。同様に、直交変調入力信号Ｑとスイッ
チ１８ｂを介して入力される直交復調信号Ｑ′を減算回
路１９ｂに入力し、演算結果を直交変調信号Ｑ″として
出力する。以上の構成で、直交座標で負帰還が行われ、
歪が改善される。
図である。図２に示すように、同相変調入力信号Ｉと、
スイッチ１８ａを介して入力される同相復調信号Ｉ′を
減算回路１９ａに入力し、演算結果を同相変調信号Ｉ″
として出力する。同様に、直交変調入力信号Ｑとスイッ
チ１８ｂを介して入力される直交復調信号Ｑ′を減算回
路１９ｂに入力し、演算結果を直交変調信号Ｑ″として
出力する。以上の構成で、直交座標で負帰還が行われ、
歪が改善される。
【００１５】図３は無限移相器７の一例を示すブロック
図である。図３に示すように、位相調整量θは、角度θ
−ｓｉｎθ、ｃｏｓθ変換表１２であるＲＯＭに入力さ
れ、ｓｉｎθ、ｃｏｓθが出力される。その後、各ｓｉ
ｎθ、ｃｏｓθはディジタル・アナログ変換器１１に入
力され、アナログ値に変換された後、直交変調器２に入
力される。直交変調器２の出力は入力信号をｃｏｓωｔ
とすると、 ｃｏｓθ×ｃｏｓωｔ−ｓｉｎθ×ｓｉｎωｔ＝ｃｏｓ
（ωｔ＋θ） と表わされるので、直交変調器２の出力は入力に比べ、
θだけ位相が回転し、無限移相器としての機能を果た
す。
図である。図３に示すように、位相調整量θは、角度θ
−ｓｉｎθ、ｃｏｓθ変換表１２であるＲＯＭに入力さ
れ、ｓｉｎθ、ｃｏｓθが出力される。その後、各ｓｉ
ｎθ、ｃｏｓθはディジタル・アナログ変換器１１に入
力され、アナログ値に変換された後、直交変調器２に入
力される。直交変調器２の出力は入力信号をｃｏｓωｔ
とすると、 ｃｏｓθ×ｃｏｓωｔ−ｓｉｎθ×ｓｉｎωｔ＝ｃｏｓ
（ωｔ＋θ） と表わされるので、直交変調器２の出力は入力に比べ、
θだけ位相が回転し、無限移相器としての機能を果た
す。
【００１６】変調入力−位相・変換表６は、変調信号
Ｉ″，Ｑ″を入力し、その入力が加わったときの増幅器
３および直交変調器２の位相特性の変化量を出力する。
具体的に数式を用いて表わすと、同相変調信号をＩ″、
直交変調信号をＱ″、同相復調信号をＩ′、直交復調信
号をＱ′としたとき、位相調整量θ＝０である場合、次
式のようになる。
Ｉ″，Ｑ″を入力し、その入力が加わったときの増幅器
３および直交変調器２の位相特性の変化量を出力する。
具体的に数式を用いて表わすと、同相変調信号をＩ″、
直交変調信号をＱ″、同相復調信号をＩ′、直交復調信
号をＱ′としたとき、位相調整量θ＝０である場合、次
式のようになる。
【００１７】 Ｉ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（ Ｉ″×ｃｏｓθ１＋Ｑ″×ｓｉｎθ１） Ｑ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（−Ｉ″×ｓｉｎθ１＋Ｑ″×ｃｏｓθ１） θ１＝θ２＋θ３（Ｉ″、Ｑ″） θ３（０、０）＝０ ここで、θ１は直交変調器２の入力から直交復調器５の
出力までのループの一巡位相回転量であり、θ２は変調
器２の入力に依存しない位相回転量を表わし、θ３は、
変調器２の入力に依存した位相回転量を表わす。θ３
（Ｉ″、Ｑ″）は同相変調信号がＩ″、直交変調信号が
Ｑ″であるときの位相回転である。Ａ（Ｉ″、Ｑ″）
は、同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″が加わったと
きの、直交変調器２、増幅器３、方向性結合器４、直交
復調器５を合わせたループの一巡振幅特性を表わす。変
調入力−位相・変換表６はＩ″、Ｑ″を入力し、θ３を
出力する表である。
出力までのループの一巡位相回転量であり、θ２は変調
器２の入力に依存しない位相回転量を表わし、θ３は、
変調器２の入力に依存した位相回転量を表わす。θ３
（Ｉ″、Ｑ″）は同相変調信号がＩ″、直交変調信号が
Ｑ″であるときの位相回転である。Ａ（Ｉ″、Ｑ″）
は、同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″が加わったと
きの、直交変調器２、増幅器３、方向性結合器４、直交
復調器５を合わせたループの一巡振幅特性を表わす。変
調入力−位相・変換表６はＩ″、Ｑ″を入力し、θ３を
出力する表である。
【００１８】図４に変調入力−位相・変換表６の一例の
ブロック図を示す。変調入力に応じた位相推移は、入力
ベクトルの大きさに比例するので、ここでは、入力ベク
トルの大きさの自乗を計算し、それを表に入力し、位相
推移を求めている。入力ベクトルの大きさと、大きさの
自乗には１対１対応するので、自乗値から平方根演算を
行い、大きさを求める代わりに、表の入力を大きさの自
乗にして、平方根演算を行うブロックを削減している。
以上のように変調入力の大きさの自乗で表を引く構成に
した場合、変調入力Ｉ″、Ｑ″を表の入力にした場合に
比較して表の大きさを削減することができる。但し、こ
の場合には、演算回路が必要になる。
ブロック図を示す。変調入力に応じた位相推移は、入力
ベクトルの大きさに比例するので、ここでは、入力ベク
トルの大きさの自乗を計算し、それを表に入力し、位相
推移を求めている。入力ベクトルの大きさと、大きさの
自乗には１対１対応するので、自乗値から平方根演算を
行い、大きさを求める代わりに、表の入力を大きさの自
乗にして、平方根演算を行うブロックを削減している。
以上のように変調入力の大きさの自乗で表を引く構成に
した場合、変調入力Ｉ″、Ｑ″を表の入力にした場合に
比較して表の大きさを削減することができる。但し、こ
の場合には、演算回路が必要になる。
【００１９】以下に各ブロック間の信号の流れを説明す
る。同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″はアナログ値
であるので、同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″をア
ナログ・ディジタル変換器１４ａ，１４ｂに入力してデ
ィジタル値に変換し、その後、かけ算器１３ａ，１３ｂ
に入力し、各信号の自乗を取る。さらに、各信号の自乗
を加算器１０に入力し、Ｉ″×Ｉ″＋Ｑ″×Ｑ″を計算
し、入力振幅−位相変換表１５であるＲＯＭに入力す
る。以上で、入力に応じた位相推移が求まる。
る。同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″はアナログ値
であるので、同相変調信号Ｉ″、直交変調信号Ｑ″をア
ナログ・ディジタル変換器１４ａ，１４ｂに入力してデ
ィジタル値に変換し、その後、かけ算器１３ａ，１３ｂ
に入力し、各信号の自乗を取る。さらに、各信号の自乗
を加算器１０に入力し、Ｉ″×Ｉ″＋Ｑ″×Ｑ″を計算
し、入力振幅−位相変換表１５であるＲＯＭに入力す
る。以上で、入力に応じた位相推移が求まる。
【００２０】以下に、動作の詳細を説明する。図９に入
力振幅−ループ利得特性の一例のグラフを示す。ループ
利得特性は、変調信号ベクトル（Ｉ″、Ｑ″）の大きさ
と、復調信号ベクトル（Ｉ′、Ｑ′）の大きさの比であ
る。以下ではループ利得特性をＡ（Ｉ″、Ｑ″）で表わ
す。
力振幅−ループ利得特性の一例のグラフを示す。ループ
利得特性は、変調信号ベクトル（Ｉ″、Ｑ″）の大きさ
と、復調信号ベクトル（Ｉ′、Ｑ′）の大きさの比であ
る。以下ではループ利得特性をＡ（Ｉ″、Ｑ″）で表わ
す。
【００２１】図１０に入力振幅−ループ位相特性の一例
のグラフを示す。ループ位相特性は位相調整量θ＝０の
ときの変調信号ベクトル（Ｉ″、Ｑ″）の位相と、復調
信号ベクトル（Ｉ′、Ｑ′）の位相の差である。以下で
は、ループ位相特性をθ（Ｉ″、Ｑ″）で表わす。
のグラフを示す。ループ位相特性は位相調整量θ＝０の
ときの変調信号ベクトル（Ｉ″、Ｑ″）の位相と、復調
信号ベクトル（Ｉ′、Ｑ′）の位相の差である。以下で
は、ループ位相特性をθ（Ｉ″、Ｑ″）で表わす。
【００２２】まず、動作を始める時点では、フィードバ
ックの位相が未確定でそのままループを閉じると発振の
可能性があるので、図２の歪補償回路１中のスイッチ１
８ａ，１８ｂを開き、ループを構成しない状態にする。
ックの位相が未確定でそのままループを閉じると発振の
可能性があるので、図２の歪補償回路１中のスイッチ１
８ａ，１８ｂを開き、ループを構成しない状態にする。
【００２３】その状態で変調入力信号Ｉ、Ｑを位相特性
が変化しない、図１０のａのレベルまで入力する。その
とき、ループ位相特性θ２を測定し、位相調整量をθ＝
−θ２に設定する。実際には（Ｉ″、Ｑ″）＝（ａ、
０）等を入力し、復調ベクトルが変調ベクトルと同じ位
相となる条件、Ｉ′＞０、Ｑ′≒０となるように、θを
調整する。以上の調整で位相調整量は小信号時に発振を
防ぐように設定され、θ＝−θ２となる。
が変化しない、図１０のａのレベルまで入力する。その
とき、ループ位相特性θ２を測定し、位相調整量をθ＝
−θ２に設定する。実際には（Ｉ″、Ｑ″）＝（ａ、
０）等を入力し、復調ベクトルが変調ベクトルと同じ位
相となる条件、Ｉ′＞０、Ｑ′≒０となるように、θを
調整する。以上の調整で位相調整量は小信号時に発振を
防ぐように設定され、θ＝−θ２となる。
【００２４】増幅器３等の個体差、温度変化、周波数等
の誤差を考慮して、変調入力−位相変換表６の出力をθ
３′（Ｉ″、Ｑ″）とする。θ３′（Ｉ″、Ｑ″）≒θ
３である。よって、無限移相器７の入力は−θ２−θ
３′（Ｉ″、Ｑ″）となる。この角度だけ直交変調器２
の搬送波の位相が補正されるので、同相復調信号Ｉ′、
直交復調信号Ｑ′は Ｉ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（ Ｉ″×ｃｏｓθ４＋Ｑ″×ｓｉｎθ４） Ｑ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（−Ｉ″×ｓｉｎθ４＋Ｑ″×ｃｏｓθ４） θ４＝θ１−θ２−θ３′ ＝（θ２＋θ３）−θ２−θ３′ ＝θ３（Ｉ″、Ｑ″）−θ３′（Ｉ″、Ｑ″）≒０ となり、ｃｏｓθ４≒ｃｏｓ０＝１、ｓｉｎθ４≒ｓｉ
ｎ０＝０であるので、結局、 Ｉ′≒Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×Ｉ″ Ｑ′≒Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×Ｑ″ となる。以上の考察により、復調出力の位相回りがなく
なっていることが分かる。 （実施の形態２）次に、本発明の第２の実施の形態につ
いて説明する。図５は本発明の第２の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
の誤差を考慮して、変調入力−位相変換表６の出力をθ
３′（Ｉ″、Ｑ″）とする。θ３′（Ｉ″、Ｑ″）≒θ
３である。よって、無限移相器７の入力は−θ２−θ
３′（Ｉ″、Ｑ″）となる。この角度だけ直交変調器２
の搬送波の位相が補正されるので、同相復調信号Ｉ′、
直交復調信号Ｑ′は Ｉ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（ Ｉ″×ｃｏｓθ４＋Ｑ″×ｓｉｎθ４） Ｑ′＝Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×（−Ｉ″×ｓｉｎθ４＋Ｑ″×ｃｏｓθ４） θ４＝θ１−θ２−θ３′ ＝（θ２＋θ３）−θ２−θ３′ ＝θ３（Ｉ″、Ｑ″）−θ３′（Ｉ″、Ｑ″）≒０ となり、ｃｏｓθ４≒ｃｏｓ０＝１、ｓｉｎθ４≒ｓｉ
ｎ０＝０であるので、結局、 Ｉ′≒Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×Ｉ″ Ｑ′≒Ａ（Ｉ″、Ｑ″）×Ｑ″ となる。以上の考察により、復調出力の位相回りがなく
なっていることが分かる。 （実施の形態２）次に、本発明の第２の実施の形態につ
いて説明する。図５は本発明の第２の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
【００２５】本実施の形態が上記第１の実施の形態と異
なる点は、変調入力−位相変換表６を温度測定手段１６
によって切り替えることにある。 （実施の形態３）次に、本発明の第３の実施の形態につ
いて説明する。図６は本発明の第３の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
なる点は、変調入力−位相変換表６を温度測定手段１６
によって切り替えることにある。 （実施の形態３）次に、本発明の第３の実施の形態につ
いて説明する。図６は本発明の第３の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
【００２６】本実施の形態では増幅器３に周波数変換器
が含まれている点が上記各実施の形態と異なっている。
カーテシアン・フィードバックでは、増幅器３のみでな
く、増幅器３と周波数変換器１７ａを含む回路の場合で
も、方向性結合器４から直交復調器５の間に、送信と逆
の周波数関係にある周波数変換器１７ｂを置き、直交変
調器２と直交復調器５の周波数を同一にすれば、線形補
償回路として動作が可能である。本実施の形態は周波数
変換器１７ａ、１７ｂを含む回路の場合にも本発明が同
様に適用できることを示すものである。 （実施の形態４）以下、本発明の第４の実施の形態につ
いて説明する。図７は本発明の第４の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
が含まれている点が上記各実施の形態と異なっている。
カーテシアン・フィードバックでは、増幅器３のみでな
く、増幅器３と周波数変換器１７ａを含む回路の場合で
も、方向性結合器４から直交復調器５の間に、送信と逆
の周波数関係にある周波数変換器１７ｂを置き、直交変
調器２と直交復調器５の周波数を同一にすれば、線形補
償回路として動作が可能である。本実施の形態は周波数
変換器１７ａ、１７ｂを含む回路の場合にも本発明が同
様に適用できることを示すものである。 （実施の形態４）以下、本発明の第４の実施の形態につ
いて説明する。図７は本発明の第４の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
【００２７】本実施の形態が上記第１の実施の形態と異
なる点は、変調入力−位相変換表６の入力が、変調信号
Ｉ″、Ｑ″に代えて変調入力信号Ｉ、Ｑを用いたことに
ある。なお、本実施の形態の場合にも、温度、周波数に
よって、振幅−位相変換表１５を変更することや、増幅
器３のみではなく、周波数変換器１７ａ，１７ｂの入っ
た回路にも適用することができることは明らかである。 （実施の形態５）以下、本発明の第５の実施の形態につ
いて説明する。図８は本発明の第５の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
なる点は、変調入力−位相変換表６の入力が、変調信号
Ｉ″、Ｑ″に代えて変調入力信号Ｉ、Ｑを用いたことに
ある。なお、本実施の形態の場合にも、温度、周波数に
よって、振幅−位相変換表１５を変更することや、増幅
器３のみではなく、周波数変換器１７ａ，１７ｂの入っ
た回路にも適用することができることは明らかである。 （実施の形態５）以下、本発明の第５の実施の形態につ
いて説明する。図８は本発明の第５の実施の形態におけ
る線形補償回路を示すブロック図である。
【００２８】本実施の形態では、振幅演算回路２０、振
幅−位相変換表１５、減算器８をソフトウェアで構成し
た場合を示す。この場合には、本発明で新たに加えられ
た部分は全てソフトウェアで構成することができ、新た
なハードウェアの追加は不要である。
幅−位相変換表１５、減算器８をソフトウェアで構成し
た場合を示す。この場合には、本発明で新たに加えられ
た部分は全てソフトウェアで構成することができ、新た
なハードウェアの追加は不要である。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
変調ベースバンド信号の振幅値に応じて直交変調器の搬
送波位相を変化させることにより、帰還信号の位相特性
を補償するので、増幅器の位相特性が入力振幅値によっ
て変化する場合においても、帰還信号の位相余裕を保つ
ことができる。したがって、入力振幅値によって、大幅
に位相特性が変化する増幅器を用いた場合においても、
カーテシアン・フィードバックを安定に動作させること
ができる。また、従来においては、増幅器の入力振幅に
よる位相特性の変化の分を余裕をもって設計を行ってい
たが、本発明の構成を用いることにより、位相特性変化
のための余裕を取る必要がなくなり、帰還をより多くか
けることが可能となり、歪改善度を向上させることがで
きる。
変調ベースバンド信号の振幅値に応じて直交変調器の搬
送波位相を変化させることにより、帰還信号の位相特性
を補償するので、増幅器の位相特性が入力振幅値によっ
て変化する場合においても、帰還信号の位相余裕を保つ
ことができる。したがって、入力振幅値によって、大幅
に位相特性が変化する増幅器を用いた場合においても、
カーテシアン・フィードバックを安定に動作させること
ができる。また、従来においては、増幅器の入力振幅に
よる位相特性の変化の分を余裕をもって設計を行ってい
たが、本発明の構成を用いることにより、位相特性変化
のための余裕を取る必要がなくなり、帰還をより多くか
けることが可能となり、歪改善度を向上させることがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における線形補償回
路を示すブロック図
路を示すブロック図
【図２】同線形補償回路を構成する歪補償回路の一例を
示すブロック図
示すブロック図
【図３】同線形補償回路を構成する無限移相器の一例を
示すブロック図
示すブロック図
【図４】同線形補償回路を構成する変調入力−位相・変
換表の一例を示すブロック図
換表の一例を示すブロック図
【図５】本発明の第２の実施の形態における線形補償回
路を示すブロック図
路を示すブロック図
【図６】本発明の第３の実施の形態における線形補償回
路を示すブロック図
路を示すブロック図
【図７】本発明の第４の実施の形態における線形補償回
路を示すブロック図
路を示すブロック図
【図８】本発明の第５の実施の形態における線形補償回
路を示すブロック図
路を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態の動作説明用で入力振幅−
ループ利得特性の一例を示す模式図
ループ利得特性の一例を示す模式図
【図１０】本発明の実施の形態の動作説明用で入力振幅
−ループ位相特性の一例を示す模式図
−ループ位相特性の一例を示す模式図
【図１１】本発明の実施の形態の動作説明用で変調入力
−位相変換表の特性の一例を示す模式図
−位相変換表の特性の一例を示す模式図
【図１２】本発明の実施の形態の動作説明用で無限移相
器に入力される信号を表わす模式図
器に入力される信号を表わす模式図
【図１３】従来の線形補償回路の一例を示すブロック図
１ 歪補償回路 ２ 直交変調器 ３ 増幅器 ４ 方向性結合器 ５ 直交復調器 ６ 変調入力−位相・変換表 ７ 無限移相器 ８ 減算器 ９ 発振器 １０ 加算器 １１ ディジタル・アナログ変換器 １２ 角度−ｓｉｎ，ｃｏｓ変換表（ＲＯＭ） １３ かけ算器 １４ アナログ・ディジタル変換器 １５ 入力振幅−位相変換表（ＲＯＭ） １６ 温度測定手段 １７ 周波数変換器 １８ スイッチ
Claims (5)
- 【請求項１】 歪補償回路で同相変調入力信号および直
交変調入力信号と直交復調回路により送信信号を直交復
調して得た同相復調信号および直交復調信号とから歪補
償を演算し、同相変調信号および直交変調信号を直交変
調器に入力し、その出力を増幅器で増幅し、送信出力と
して出力するとともに、その信号を上記直交復調器で無
限移相器に入力される復調用搬送波により同相復調信号
および直交復調信号に復調し、その復調信号を上記歪補
償回路に入力して、ベースバンドの直交座標で歪を補償
するカーテシアン・フィードバック方式の線形補償回路
において、上記同相変調信号および直交変調信号を入力
し、上記直交変調器入力に依存する位相回転量を出力す
る変調入力−位相・変換表と、この変調入力−位相・変
換表の出力を、変調信号に依存しない位相回転量を調整
する移相調整量から減算し、その出力を上記無限移相器
に入力し、上記直交変調器の搬送波位相を制御するため
の減算器とを備えたことを特徴とする線形補償回路。 - 【請求項２】 変調入力−位相・変換表を温度によって
切り替えることを特徴とする請求項１記載の線形補償回
路。 - 【請求項３】 変調入力−位相・変換表を送信周波数に
よって切り替えることを特徴とする請求項１記載の線形
補償回路。 - 【請求項４】 変調入力−位相・変換表を温度および送
信周波数によって切り替えることを特徴とする請求項１
記載の線形補償回路。 - 【請求項５】 変調入力−位相・変換表の入力を同相変
調入力信号、直交変調入力信号としたことを特徴とする
請求項１記載の線形補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28125495A JP3301287B2 (ja) | 1995-10-30 | 1995-10-30 | 線形補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28125495A JP3301287B2 (ja) | 1995-10-30 | 1995-10-30 | 線形補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130439A JPH09130439A (ja) | 1997-05-16 |
| JP3301287B2 true JP3301287B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=17636515
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28125495A Expired - Fee Related JP3301287B2 (ja) | 1995-10-30 | 1995-10-30 | 線形補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3301287B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4597100B2 (ja) * | 1997-09-05 | 2010-12-15 | 富士通株式会社 | 高周波電力増幅器用非線形補償回路 |
| JP4703874B2 (ja) * | 2001-03-22 | 2011-06-15 | 三星電子株式会社 | 非線形歪み補償方法及び非線形歪み補償回路 |
| JP4690608B2 (ja) * | 2001-09-12 | 2011-06-01 | 株式会社日立国際電気 | デジタル無線機の送信機と、その自動位相補正回路及び自動位相補正方法 |
| JP2004040564A (ja) | 2002-07-04 | 2004-02-05 | Fujitsu Ltd | 電力増幅器の歪補償方法及びその装置 |
| KR100749804B1 (ko) * | 2005-12-09 | 2007-08-17 | 한국전자통신연구원 | 카테시안 피드백 루프를 이용한 초협대역 송신 시스템의이득 제어 장치 |
-
1995
- 1995-10-30 JP JP28125495A patent/JP3301287B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09130439A (ja) | 1997-05-16 |
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