JP6779339B1 - Power converter - Google Patents

Power converter Download PDF

Info

Publication number
JP6779339B1
JP6779339B1 JP2019103474A JP2019103474A JP6779339B1 JP 6779339 B1 JP6779339 B1 JP 6779339B1 JP 2019103474 A JP2019103474 A JP 2019103474A JP 2019103474 A JP2019103474 A JP 2019103474A JP 6779339 B1 JP6779339 B1 JP 6779339B1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
duty
reactor
switching element
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2019103474A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2020198701A (en
Inventor
優矢 田中
優矢 田中
晋吾 加藤
晋吾 加藤
隆志 金山
隆志 金山
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2019103474A priority Critical patent/JP6779339B1/en
Priority to CN202010474856.8A priority patent/CN112039338B/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6779339B1 publication Critical patent/JP6779339B1/en
Publication of JP2020198701A publication Critical patent/JP2020198701A/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】チョッパ回路に対応して電流検出器手段を設けることなく、精度の高い電流アンバランス補正を実現する。【解決手段】並列に複数接続されたチョッパ回路と、チョッパ回路の数より少ない数接続された電流検出手段と、チョッパ回路を制御する制御手段とを備えた電力変換器であって、制御手段は電流検出手段により検出された電流値を基に、チョッパ回路に具備するリアクトルの直流重畳特性を利用して、予め定められた時刻の間の電流値の差から複数のチョッパ回路の電流偏差を算出し、算出された電流偏差によって補正された信号により、前記各チョッパ回路のスイッチング素子の駆動を制御する。【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED: To realize highly accurate current imbalance correction without providing a current detector means corresponding to a chopper circuit. SOLUTION: The power converter includes a chopper circuit connected in parallel, a current detecting means connected in a number smaller than the number of chopper circuits, and a control means for controlling the chopper circuit, and the control means is Based on the current value detected by the current detecting means, the current deviation of a plurality of chopper circuits is calculated from the difference in the current values between predetermined times by using the DC superimposition characteristic of the reactor provided in the chopper circuit. Then, the drive of the switching element of each chopper circuit is controlled by the signal corrected by the calculated current deviation. [Selection diagram] Fig. 1

Description

本願は、電力変換器に関するものである。 The present application relates to a power converter.

チョッパ回路を複数並列に接続させて、降圧あるいは昇圧変換された直流電流を負荷に供給する電力変換器が知られている（例えば、特許文献１）。このような並列多重チョッパ装置では、単位チョッパ回路間の電流のアンバランス補正することが課題である。これに対し、特許文献１では、共通の電流検出器を用い、フィードフォワード制御により電流アンバランス補正を行っている。 A power converter is known in which a plurality of chopper circuits are connected in parallel to supply a DC current that has been step-down or step-up converted to a load (for example, Patent Document 1). In such a parallel multiple chopper device, it is a problem to correct the imbalance of the current between the unit chopper circuits. On the other hand, in Patent Document 1, a common current detector is used, and current imbalance correction is performed by feedforward control.

特開２００６−２７１１０２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2006-271021

特許文献１では、電流アンバランス補正の制御がフィードフォワード制御のため、動作条件、周囲環境などにより補正量が変化した場合に補正制御が追い付かず電流アンバランスが発生する虞がある。 In Patent Document 1, since the control of the current imbalance correction is feedforward control, there is a possibility that the correction control cannot catch up and current imbalance occurs when the correction amount changes depending on the operating conditions, the surrounding environment, and the like.

本願は、上記課題を解決するためのものであり、簡単な回路構成で、チョッパ回路間の電流偏差をフィードバック制御により補正することで、低コストで高精度な電流アンバランス補正が可能な電力変換器を得ることを目的としている。 The present application is for solving the above-mentioned problems, and is a power conversion capable of low-cost and highly accurate current imbalance correction by correcting the current deviation between chopper circuits by feedback control with a simple circuit configuration. The purpose is to get a vessel.

本願に開示される電力変換器は、一端が電源に接続され、並列に複数接続されたチョッパ回路と、前記電源と前記チョッパ回路との間に、前記チョッパ回路を流れる電流を検出する電流検出手段と、前記チョッパ回路を制御する制御手段と、を備えた電力変換器であって、前記チョッパ回路は直列に接続されたリアクトル、スイッチング素子及び整流素子を有し、前記電流検出手段は前記チョッパ回路の数より少ない数接続され、前記制御手段は前記電流検出手段により検出された電流値を基に、予め定められた時刻の間の電流値の差から複数の前記チョッパ回路の電流偏差を算出し、算出された前記電流偏差によって補正された信号により、前記各チョッパ回路のスイッチング素子の駆動を制御するものである。 The power converter disclosed in the present application is a current detecting means for detecting a current flowing through the chopper circuit between a chopper circuit having one end connected to a power supply and a plurality of connected in parallel and the power supply and the chopper circuit. When, a power converter and a control means for controlling the chopper circuit, a reactor wherein the chopper circuit is connected in series, a switching element and the rectifying element, the current detecting means the chopper circuit The control means calculates the current deviations of the plurality of chopper circuits from the difference of the current values between the predetermined times based on the current values detected by the current detection means. , The drive of the switching element of each chopper circuit is controlled by the signal corrected by the calculated current deviation.

本願に開示される電力変換器によれば、複数のチョッパ回路の数より少ない電流検出手段により検出された電流値を用い、チョッパ回路の電流偏差を補正した信号でチョッパ回路を動作させるので、電流値の偏差が変化しても低コストで高精度な電流アンバランス補正が可能な電力変換器を得ることができる。
According to the power converter disclosed in the present application, the current value detected by the current detecting means smaller than the number of the plurality of chopper circuits is used, and the chopper circuit is operated by the signal corrected for the current deviation of the chopper circuit. It is possible to obtain a power converter capable of high-precision current imbalance correction at low cost even if the deviation of the value changes .

実施の形態１に係る電力変換器の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power converter which concerns on Embodiment 1. FIG. 実施の形態１に係る電力変換器において、２つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the two chopper circuits are equal in the power converter according to the first embodiment. 実施の形態１に係る電力変換器において、２つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the two chopper circuits are not equal in the power converter according to the first embodiment. 実施の形態１に係る電力変換器において、補正の初期の２つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of two chopper circuits at the initial stage of correction in the power converter according to the first embodiment. 実施の形態１に係る電力変換器において、補正の後期の２つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of two chopper circuits in the latter stage of correction in the power converter according to the first embodiment. 実施の形態２に係る電力変換器の構成を示した構成図である。It is a block diagram which showed the structure of the power converter which concerns on Embodiment 2. 実施の形態２に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the second embodiment. 実施の形態２に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the second embodiment. 実施の形態２に係る電力変換器において、補正の初期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits at the initial stage of correction in the power converter according to the second embodiment. 実施の形態２に係る電力変換器において、補正の後期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits in the latter stage of correction in the power converter according to the second embodiment. 実施の形態３に係る電力変換器の構成を示した構成図である。It is a block diagram which showed the structure of the power converter which concerns on Embodiment 3. 実施の形態３に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the third embodiment. 実施の形態３に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the third embodiment. 実施の形態３に係る電力変換器において、補正の初期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits at the initial stage of correction in the power converter according to the third embodiment. 実施の形態３に係る電力変換器において、補正の後期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits in the latter stage of correction in the power converter according to the third embodiment. 実施の形態４に係る電力変換器の構成を示した構成図である。It is a block diagram which showed the structure of the power converter which concerns on Embodiment 4. FIG. 実施の形態４に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the fourth embodiment. 実施の形態４に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the fourth embodiment. 実施の形態４に係る電力変換器において、補正の初期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits in the initial stage of correction in the power converter according to the fourth embodiment. 実施の形態４に係る電力変換器において、補正の後期の３つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of three chopper circuits in the latter stage of correction in the power converter according to the fourth embodiment. 実施の形態５に係る電力変換器の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the power converter which concerns on Embodiment 5. 実施の形態５に係る電力変換器において、２つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the two chopper circuits are equal in the power converter according to the fifth embodiment. 実施の形態５に係る電力変換器において、２つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram when the current values of the two chopper circuits are not equal in the power converter according to the fifth embodiment. 実施の形態５に係る電力変換器において、補正の初期の２つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of two chopper circuits at the initial stage of correction in the power converter according to the fifth embodiment. 実施の形態５に係る電力変換器において、補正の後期の２つのチョッパ回路の動作波形図である。FIG. 5 is an operation waveform diagram of two chopper circuits in the latter stage of correction in the power converter according to the fifth embodiment. 実施の形態６に係る電力変換器の別の回路構成を示す図である。It is a figure which shows another circuit structure of the power converter which concerns on Embodiment 6. 実施の形態１に係る電力変換器の別の回路構成を示す図である。It is a figure which shows another circuit structure of the power converter which concerns on Embodiment 1. FIG. 制御手段のハードウエア構成図である。It is a hardware block diagram of the control means.

以下、本願で開示される電力変換装置の実施の形態について図を参照して説明する。なお、各図中、同一符号は、同一または相当部分を示すものとする。 Hereinafter, embodiments of the power conversion device disclosed in the present application will be described with reference to the drawings. In each figure, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

実施の形態１．
以下、実施の形態１について図を用いて説明する。
図１は、実施の形態１に係る電力変換器の回路構成を示す図である。図１において、電力変換器は、直流電源１に並列に接続された入力平滑コンデンサ２、入力平滑コンデンサ２の正極側にリアクトル１０１が接続された第１チョッパ回路１００、第１チョッパ回路１００と並列に接続された第２チョッパ回路２００、第１チョッパ回路のダイオード１０３のカソード端子及び第２チョッパ回路のダイオード２０３のカソード端子と正極側が接続された出力平滑コンデンサ３、入力平滑コンデンサ２の電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出手段５、出力平滑コンデンサ３の電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出手段６及び制御手段５００を備える。制御手段５００は、入力電圧検出手段５により検出されたＶｉｎ＿ｓｅｎｓｅと、出力電圧検出手段６より検出されたＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅと、第１チョッパ回路１００内のリアクトル１０１及び第２のチョッパ回路２００内のリアクトル２０１を流れるリアクトル電流ＩＬ１，ＩＬ２の和を検出する電流検出手段７で検出され、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８を介して得られたＩＬ＿ｓｅｎｓｅと、を用いて第１チョッパ回路１００内のスイッチング素子１０２にゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２を、第２チョッパ回路２００内のスイッチング素子２０２にゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ２０２を出力する。出力平滑コンデンサ３に並列に接続された負荷４には変換された電圧が出力される。 Embodiment 1.
Hereinafter, the first embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the first embodiment. In FIG. 1, the power converter is parallel to the input smoothing capacitor 2 connected in parallel to the DC power supply 1, the first chopper circuit 100 to which the reactor 101 is connected to the positive side of the input smoothing capacitor 2, and the first chopper circuit 100. The voltage Vin of the output smoothing capacitor 3 and the input smoothing capacitor 2 connected to the second chopper circuit 200, the cathode terminal of the diode 103 of the first chopper circuit, the cathode terminal of the diode 203 of the second chopper circuit, and the positive side. The input voltage detecting means 5 for detecting, the output voltage detecting means 6 for detecting the voltage Vout of the output smoothing capacitor 3, and the control means 500 are provided. The control means 500 includes Vin_sense detected by the input voltage detecting means 5, Vout_sense detected by the output voltage detecting means 6, and the reactor 101 in the first chopper circuit 100 and the reactor 201 in the second chopper circuit 200. The switching element 102 in the first chopper circuit 100 is detected by the current detecting means 7 that detects the sum of the flowing reactor currents IL1 and IL2, and is obtained through the low-pass filter 8 for the reactor current detecting means. The gate signal Vgs_Q102 is output to the switching element 202 in the second chopper circuit 200, and the gate signal Vgs_Q202 is output to the switching element 202. The converted voltage is output to the load 4 connected in parallel to the output smoothing capacitor 3.

第１チョッパ回路１００は、一端が入力平滑コンデンサ２に接続されたリアクトル１０１、リアクトル１０１の他端にドレイン端子が接続されたスイッチング素子１０２及び同じくリアクトル１０１の他端にアノード端子が接続されたダイオード１０３を備える。 The first chopper circuit 100 includes a reactor 101 having one end connected to the input smoothing capacitor 2, a switching element 102 having a drain terminal connected to the other end of the reactor 101, and a diode having an anode terminal connected to the other end of the reactor 101. 103 is provided.

第２チョッパ回路２００は、一端が入力平滑コンデンサ２に接続されたリアクトル２０１、リアクトル２０１の他端にドレイン端子が接続されたスイッチング素子２０２及び同じくリアクトル２０１の他端にアノード端子が接続されたダイオード２０３を備える。 The second chopper circuit 200 includes a reactor 201 having one end connected to the input smoothing capacitor 2, a switching element 202 having a drain terminal connected to the other end of the reactor 201, and a diode having an anode terminal connected to the other end of the reactor 201. It includes 203.

図２に実施の形態１に係る電力変換器において、チョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図を示す。また、図３には、実施の形態１に係る電力変換器において、２つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図を示す。図２は制御手段５００による補正後の動作波形図、図３は補正前の動作波形図に相当する。図中、上からリアクトル電流、各スイッチング素子のゲート信号波形、ゲート信号を生成するための各種信号を示している。この各種信号はスイッチング周期を決める基準信号のキャリア波（ここでは三角波）、ゲート信号のオンタイムを決めるオンデューティ信号（Ｄ１、１−Ｄ２）である。キャリア波の周期はＴｓｗであり、各スイッチング素子のゲート信号の周期もＴｓｗであり、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティはＤ１Ｔｓｗ、スイッチング素子２０２のゲート信号のオンデューティはＤ２Ｔｓｗである。各ゲート信号はオフタイムの期間は時間ｔ２分を１単位とする１期間であり、オンタイムそれぞれ３期間の例である。 FIG. 2 shows an operation waveform diagram when the current values of the chopper circuits are the same in the power converter according to the first embodiment. Further, FIG. 3 shows an operation waveform diagram when the current values of the two chopper circuits are not equal in the power converter according to the first embodiment. FIG. 2 corresponds to an operation waveform diagram after correction by the control means 500, and FIG. 3 corresponds to an operation waveform diagram before correction. In the figure, the reactor current, the gate signal waveform of each switching element, and various signals for generating the gate signal are shown from the top. These various signals are a carrier wave (here, a triangular wave) of a reference signal that determines a switching cycle, and an on-duty signal (D1, 1-D2) that determines the on-time of a gate signal. The period of the carrier wave is Tsw, the period of the gate signal of each switching element is also Tsw, the on-duty of the gate signal of the switching element 102 is D1Tsw, and the on-duty of the gate signal of the switching element 202 is D2Tsw. Each gate signal has an off-time period of one period with time t2 minutes as one unit, and is an example of three on-time periods.

各チョッパ回路に流れる電流はリアクトルのインダクタンス値により、リップル電流の波形が変化し、その結果、電流検出手段で検出される電流も変化する。リアクトルのインダクタンス値は、リアクトルの直流重畳特性によって、電流の絶対値が大きい場合は小さくなり、電流の絶対値が小さい場合は大きくなる。このリアクトルの直流重畳特性を利用して、チョッパの電流検出を行うことなく、電流の偏差を、フィードバック制御し、各チョッパ回路の電流を等しく制御することが可能となる。以下に、その詳細について説明する。
リアクトル１０１に流れるリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル２０１に流れるリアクトル電流ＩＬ２のリップル電流は、リアクトルのインダクタンス値に依存する。そのため、リアクトル１０１とリアクトル２０１が特性の等しいリアクトルであるならば、図２に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２の直流電流が等しければリップル電流は等しくなる。しかし、図３に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２の直流電流が等しくなければリップル電流は等しくなくなる。この特性を利用して、本実施の形態ではリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２の偏差を検出する。 The waveform of the ripple current of the current flowing through each chopper circuit changes depending on the inductance value of the reactor, and as a result, the current detected by the current detecting means also changes. The inductance value of the reactor decreases when the absolute value of the current is large and increases when the absolute value of the current is small, depending on the DC superimposition characteristic of the reactor. Utilizing the DC superimposition characteristic of this reactor, it is possible to feedback-control the deviation of the current and control the current of each chopper circuit equally without detecting the current of the chopper. The details will be described below.
The ripple current of the reactor current IL1 flowing through the reactor 101 and the reactor current IL2 flowing through the reactor 201 depends on the inductance value of the reactor. Therefore, if the reactor 101 and the reactor 201 are reactors having the same characteristics, the ripple currents will be equal if the DC current of the reactor current IL1 and the DC current of the reactor current IL2 are equal as shown in FIG. However, as shown in FIG. 3, if the DC current of the reactor current IL1 and the DC current of the reactor current IL2 are not equal, the ripple currents are not equal. Utilizing this characteristic, in the present embodiment, the deviation between the reactor current IL1 and the reactor current IL2 is detected.

次に制御手段５００の動作について説明する。制御手段５００においては、出力電圧制御と分流制御の２つの点で制御が行われる。
まず、出力電圧制御について説明する。電力変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力され、その差であるＶｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒが出力電圧制御器５０１に入力される。出力電圧制御器５０１ではオンデューティＤｘを演算し、出力する。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、オンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、電圧制御による基準デューティに相当する。また、出力電圧制御による演算はフィードバック制御により行われる。 Next, the operation of the control means 500 will be described. In the control means 500, control is performed at two points, output voltage control and diversion control.
First, the output voltage control will be described. The target value Vout * and Vout_sense of Vout, which is the output of the power converter, are input to the diffifier, and the difference Vout_error is input to the output voltage controller 501. The output voltage controller 501 calculates the on-duty Dx and outputs it. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy is output. This on-duty dy corresponds to the reference duty by voltage control. In addition, the calculation by the output voltage control is performed by the feedback control.

分流制御では、分流されたリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２との偏差がなくなるように補正するための補正値が演算される。分流偏差演算器５０３には、ローパスフィルタ８を介して得られたＩＬ＿ｓｅｎｓｅが入力される。ここでローパスフィルタ８の役割はノイズ除去であり、電流値の偏差ＩＬ＿ｓｅｎｓｅ算出のため、リップル電流が残る程度のカットオフ周波数とする。ノイズ除去が不要の場合はなくてもよい。そして、リアクトル電流検出手段で検出された電流ＩＬに対し、図２では等しく、図３では等しくない２つのタイミングでの電流値の差を分流偏差ＩＬ＿ｅｒｒｏｒとして出力する。ここで、図２では等しく、図３では等しくないタイミングというのは、例えば、時刻ｔ４と時刻ｔ８に注目すると、図２ではＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）＝０だが、図３ではＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）≠０となる、このようなタイミングを言う。この例ではＩＬ＿ｅｒｒｏｒ＝ＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）としているが、電流値の偏差を算出するのに用いる２つの時刻は、予め設定され、図２ではリアクトル電流が等しく、図３ではリアクトル電流が等しくない２つのタイミングであれば他の時刻であってもよい。また、キャリア波の山（図中ｔ６、ｔ１４）及び谷（図中ｔ３、ｔ１０）のいずれでもない時刻が望ましい。キャリア波の山及び谷に重なるとリップル電流の偏差の算出精度が低下するからである。 In the diversion control, a correction value for compensating so that the deviation between the split reactor current IL1 and the reactor current IL2 disappears is calculated. The IL_sense obtained through the low-pass filter 8 is input to the diversion deviation calculator 503. Here, the role of the low-pass filter 8 is to remove noise, and the cutoff frequency is set so that the ripple current remains in order to calculate the deviation IL_sense of the current value. If noise removal is not required, it may not be necessary. Then, with respect to the current IL detected by the reactor current detecting means, the difference between the current values at two timings that are equal in FIG. 2 and not equal in FIG. 3 is output as the diversion deviation IL_error. Here, the timings that are equal in FIG. 2 and not equal in FIG. 3 are, for example, when focusing on time t4 and time t8, IL (t4) -IL (t8) = 0 in FIG. 2, but IL (in FIG. 3). This is the timing at which t4) -IL (t8) ≠ 0. In this example, IL_error = IL (t4) -IL (t8), but the two times used to calculate the deviation of the current value are set in advance, the reactor currents are equal in FIG. 2, and the reactor currents in FIG. Other times may be used as long as the two timings are not equal. Further, it is desirable that the time is neither a peak (t6, t14 in the figure) nor a valley (t3, t10 in the figure) of the carrier wave. This is because the accuracy of calculating the deviation of the ripple current decreases when the carrier waves overlap with the peaks and valleys.

分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。分流偏差を用いた分流制御によるオンデューティの補正量Ｄ１’の演算はフィードバック制御によって行われる。 The IL_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 504, and the on-duty D'is output by the divergence control calculation. The on-duty D'output from the diversion controller 504 is input to the diversion control duty limiter 505 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount D1 of the switching element 102 by the calculation of the diversion control is performed. 'Is output. The calculation of the on-duty correction amount D1'by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

次に、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ’を組み合わせてスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とスイッチング素子２０２のオンデューティＤ２を算出する。分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算によるスイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’の極性を逆転させて出力電圧制御の演算によるオンデューティＤに加算させることによって、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。 Next, the on-duty D1 of the switching element 102 and the on-duty D2 of the switching element 202 are calculated by combining the on-duty Dy calculated by the output voltage control and the on-duty D'calculated by the diversion control. The polarity of the on-duty correction amount D1'of the switching element 102 calculated by the diversion control calculation and the on-duty correction amount D2'of the switching element 202 calculated by the diversion control calculation are reversed and added to the on-duty D calculated by the output voltage control. By doing so, the total amount of on-duty corrections output by the flow separation control becomes 0.

すなわち、出力電圧デューティリミッタ５０２から出力されたオンデューティＤｙに分流制御デューティリミッタ５０５から出力されたオンデューティの補正量Ｄ１’が加算器に入力され、スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１が出力される。出力電圧デューティリミッタ５０２から出力されたオンデューティＤｙに分流制御デューティリミッタ５０５から出力されたオンデューティの補正量Ｄ１’の符号を反転したものが加算器に入力され、スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２が出力される。なお、出力電圧デューティリミッタ５０２から出力されたオンデューティＤｙに分流制御デューティリミッタ５０５から出力されたオンデューティの補正量Ｄ１’を減算するようにしてもよい。 That is, the on-duty correction amount D1'output from the divergence control duty limiter 505 is input to the on-duty Dy output from the output voltage duty limiter 502, and the on-duty D1 of the switching element 102 is output. The on-duty Dy output from the output voltage duty limiter 502 is input to the adder by inverting the sign of the on-duty correction amount D1'output from the divergence control duty limiter 505, and the on-duty D2 of the switching element 202 is input. It is output. The on-duty correction amount D1'output from the diversion control duty limiter 505 may be subtracted from the on-duty Dy output from the output voltage duty limiter 502.

算出されたオンデューティＤ１、Ｄ２がゲート信号生成手段５０６に入力され、ゲート信号生成手段５０６の内部生成されるキャリア波と比較され、ゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２及びＶｇｓ＿Ｑ２０２が出力される。この生成されたゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２及びＶｇｓ＿Ｑ２０２が各スイッチング素子１０２、１０３のゲートに入力されスイッチング素子１０２、１０３の駆動が制御される。 The calculated on-duty D1 and D2 are input to the gate signal generation means 506, compared with the carrier wave internally generated by the gate signal generation means 506, and the gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202 are output. The generated gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202 are input to the gates of the switching elements 102 and 103, and the driving of the switching elements 102 and 103 is controlled.

図４、図５は上述の実施の形態１によるデューティの補正の経過段階の動作波形図を示したものである。図４は補正の初期、図５は補正の後期に相当するため、時系列としては、図３→図４→図５→図２の順で補正が行われる。
図４、図５において、リアクトル電流、ゲート信号、オンデューティ信号のそれぞれにこの補正前の信号として点線の波形を示している。補正が経過した初期段階である図４において、リアクトル電流ＩＬを図２に近づけるためには、リアクトル電流ＩＬ１は点線から破線の波形のように補正し、リアクトル電流ＩＬ２は点線から一点鎖線の波形のように補正する。そのため、オンデューティ信号Ｄ１は点線から実線に下げ、オンデューティ信号１−Ｄ２は点線から破線に下げるよう上述のフィードバック制御が行われる。それぞれのオンデューティ信号が調整されると、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ１Ｔｓｗが小さくなり、スイッチング素子２０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ２Ｔｓｗは大きくなるように制御される。その結果、リアクトル電流は補正前の点線からそれぞれ調整された出力波形を示すことになる。図５は図４からさらに補正制御が進んだ段階であり、図４と同様に各信号は補正前の点線の信号波形から補正される。
このように、オンデューティ信号をフィードバック制御により補正することにより、スイッチング素子を駆動するオンデューティ期間が調整され、リアクトル電流の偏差を調整することが可能となる。 4 and 5 show operation waveform diagrams of the transitional stages of duty correction according to the first embodiment described above. Since FIG. 4 corresponds to the initial stage of correction and FIG. 5 corresponds to the latter stage of correction, the correction is performed in the order of FIG. 3 → FIG. 4 → FIG. 5 → FIG. 2 as a time series.
In FIGS. 4 and 5, dotted waveforms are shown as signals before the correction for each of the reactor current, the gate signal, and the on-duty signal. In FIG. 4, which is the initial stage after the correction, in order to bring the reactor current IL closer to that of FIG. 2, the reactor current IL1 is corrected as a waveform from a dotted line to a broken line, and the reactor current IL2 is a waveform from a dotted line to a dashed line. Correct as follows. Therefore, the feedback control described above is performed so that the on-duty signal D1 is lowered from the dotted line to the solid line and the on-duty signal 1-D2 is lowered from the dotted line to the broken line. When each on-duty signal is adjusted, the on-duty period D1Tsw of the gate signal of the switching element 102 is controlled to be small, and the on-duty period D2Tsw of the gate signal of the switching element 202 is controlled to be large. As a result, the reactor current shows the output waveform adjusted from the dotted line before correction. FIG. 5 shows a stage where the correction control is further advanced from FIG. 4, and each signal is corrected from the dotted line signal waveform before correction as in FIG.
By correcting the on-duty signal by feedback control in this way, the on-duty period for driving the switching element is adjusted, and the deviation of the reactor current can be adjusted.

上述では、出力電圧制御と分流制御の内容について説明したが、昇圧しない場合は出力電圧制御及び分流制御をしないように設定し、スイッチング素子１０２、スイッチング素子２０２をオフとし、それぞれダイオード１０３、２０３を介して通電するようにすればよい。 In the above, the contents of the output voltage control and the diversion control have been described, but when the voltage is not boosted, the output voltage control and the diversion control are set not to be performed, the switching element 102 and the switching element 202 are turned off, and the diodes 103 and 203 are set, respectively. It suffices to energize through.

以上のように、本実施の形態１によれば、２つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、１つの電流検出手段を用い、出力電圧制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。 As described above, according to the first embodiment, the deviation of the reactor currents of the two chopper circuits is corrected by the calculation of the output voltage control and the calculation of the diversion control by using one current detecting means. Therefore, the current deviation can be feedback-controlled by a simple control means circuit configuration with less current detection means than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment etc., it can be corrected accurately. become. This makes it possible to provide a small power converter at low cost.

実施の形態２．
以下に、実施の形態２に係る電力変換器について図を用いて説明する。
図６は、実施の形態２に係る電力変換器の回路構成を示す図である。実施の形態１とは、本実施の形態ではチョッパ回路を３台、リアクトル電流を検出する電流検出手段を２個備える点が相違する。一方の電流検出手段７−１は第１チョッパ回路１００のリアクトル１０１の電流ＩＬ１と第２チョッパ回路２００のリアクトル２０１のリアクトル電流ＩＬ２との和であるＩＬＡを検出し、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８−１に入力され、ローパスフィルタ８−１の出力ＩＬＡ＿ｓｅｎｓｅが制御手段５００に入力される。また、他方の電流検出手段７−２は第２チョッパ回路２００のリアクトル２０１のリアクトル電流ＩＬ２と第３チョッパ回路３００のリアクトル３０１のリアクトル電流ＩＬ３との和であるＩＬＢを検出し、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８−２に入力され、ローパスフィルタ８−２の出力ＩＬＢ＿ｓｅｎｓｅが制御手段５００に入力される。 Embodiment 2.
Hereinafter, the power converter according to the second embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the second embodiment. The first embodiment is different from the first embodiment in that the present embodiment includes three chopper circuits and two current detecting means for detecting the reactor current. On the other hand, the current detecting means 7-1 detects ILA, which is the sum of the current IL1 of the reactor 101 of the first chopper circuit 100 and the reactor current IL2 of the reactor 201 of the second chopper circuit 200, and is a low pass for the reactor current detecting means. It is input to the filter 8-1, and the output ILA_sense of the low-pass filter 8-1 is input to the control means 500. Further, the other current detecting means 7-2 detects ILB which is the sum of the reactor current IL2 of the reactor 201 of the second chopper circuit 200 and the reactor current IL3 of the reactor 301 of the third chopper circuit 300, and detects the reactor current detecting means. Is input to the low-pass filter 8-2, and the output ILB_sense of the low-pass filter 8-2 is input to the control means 500.

図７に実施の形態２に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図を示す。また、図８には、実施の形態２に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図を示す。実施の形態１と同様、図７は制御手段５００による補正後の動作波形図、図８は補正前の動作波形図に相当する。リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３のリップル電流は、リアクトルのインダクタンス値に依存し、リアクトル１０１とリアクトル２０１が特性の等しいリアクトルである場合、図７に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しければリップル電流は等しくなるが、図８に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しくなければリップル電流は等しくなくなるので、この特性を利用して、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の偏差を検出する。すなわち、本実施の形態においても、リアクトル電流の直流重畳特性を利用する。 FIG. 7 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the second embodiment. Further, FIG. 8 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the second embodiment. Similar to the first embodiment, FIG. 7 corresponds to an operation waveform diagram after correction by the control means 500, and FIG. 8 corresponds to an operation waveform diagram before correction. The ripple currents of the reactor current IL1 and the reactor current IL2 and the reactor current IL3 depend on the inductance value of the reactor, and when the reactor 101 and the reactor 201 are reactors having the same characteristics, the DC current of the reactor current IL1 is as shown in FIG. If the DC currents of the reactor current IL2 and the reactor current IL3 are equal, the ripple current will be equal, but as shown in FIG. 8, if the DC current of the reactor current IL1 and the DC current of the reactor current IL2 and the DC current of the reactor current IL3 are not equal, the ripple current will be equal. Is not equal, so this characteristic is used to detect the deviation between the reactor current IL1 and the reactor current IL2 and the reactor current IL3. That is, also in this embodiment, the DC superimposition characteristic of the reactor current is used.

制御手段５００において、実施の形態１と同様に、電力変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力されその差である偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを出力する。偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒは出力電圧制御器５０１に入力され、オンデューティＤｘが出力される。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、電圧制御による基準デューティに相当する。また、出力電圧制御による演算はフィードバック制御により行われる。 In the control means 500, similarly to the first embodiment, the target values Vout * and Vout_sense of Vout, which are the outputs of the power converter, are input to the diffifier, and the deviation Vout_error which is the difference is output. The deviation Vout_error is input to the output voltage controller 501, and the on-duty Dx is output. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy calculated by the output voltage control is output. This on-duty dy corresponds to the reference duty by voltage control. In addition, the calculation by the output voltage control is performed by the feedback control.

また、制御手段５００において、分流制御により分流された各チョッパ回路１００，２００，３００のリアクトル１０１，２０１，３０１に流れるリアクトル電流ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ３が等しくなるように電流偏差を補正する。分流偏差演算器５０３には、ローパスフィルタ８−１、８−２を介して得られたＩＬＡ＿ｓｅｎｓｅ，ＩＬＢ＿ｓｅｎｓｅが入力される。 Further, in the control means 500, the current deviation is corrected so that the reactor currents IL1, IL2, and IL3 flowing through the reactors 101, 201, and 301 of the chopper circuits 100, 200, and 300 separated by the current separation control are equal. ILA_sense and ILB_sense obtained through the low-pass filters 8-1 and 8-2 are input to the diversion deviation calculator 503.

まず、図７ではリアクトル電流の和ＩＬ１＋ＩＬ２が等しく、図８では等しくないタイミングでの電流値の偏差ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを出力する。ここで、図７では等しく、図８では等しくない２つのタイミングというのは、例えば、時刻ｔ８と時刻ｔ１４に注目すると、図５ではＩＬ１（ｔ８）+ＩＬ２（ｔ８）−ＩＬ１（ｔ１４）−ＩＬ２（ｔ１４）＝０だが、図６ではＩＬ１（ｔ８）+ＩＬ２（ｔ８）−ＩＬ１（ｔ１４）−ＩＬ２（ｔ１４）≠０となる、このようなタイミングを言う。この電流値の偏差を算出するのに用いる２つの時刻は、予め設定され、図７ではリアクトル電流が等しく、図８ではリアクトル電流が等しくない２つのタイミングであれば他の２つの時刻であってもよい。リアクトル電流ＩＬ１及びリアクトル電流ＩＬ２のキャリア波の山及び谷のいずれでもない時刻が望ましい。 First, in FIG. 7, the sum IL1 + IL2 of the reactor currents are equal, and in FIG. 8, the deviation IL1_error of the current values at the timings that are not equal is output. Here, the two timings that are equal in FIG. 7 and not equal in FIG. 8 are, for example, focusing on time t8 and time t14, in FIG. 5, IL1 (t8) + IL2 (t8) -IL1 (t14) -IL2. (T14) = 0, but in FIG. 6, IL1 (t8) + IL2 (t8) -IL1 (t14) -IL2 (t14) ≠ 0, which means such a timing. The two times used to calculate the deviation of this current value are preset, and if the reactor currents are equal in FIG. 7 and the reactor currents are not equal in FIG. 8, the other two times. May be good. A time that is neither a peak nor a valley of the carrier wave of the reactor current IL1 and the reactor current IL2 is desirable.

分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ１＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ１’’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ１’’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。分流偏差を用いた分流制御によるオンデューティの補正量Ｄ１’の演算はフィードバック制御によって行われる。 The IL1_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 504, and the on-duty D1 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D1'' output from the divergence controller 504 is input to the divergence control duty limiter 505 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount of the switching element 102 by the calculation of the divergence control. D1'is output. The calculation of the on-duty correction amount D1'by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

同様に、分流偏差演算器５０３において、図５ではリアクトル電流の和ＩＬ２＋ＩＬ３が等しく、図６では等しくないタイミングでの電流値の偏差ＩＬ２＿ｅｒｒｏｒを出力する。ここで、図５では等しく、図６では等しくない２つのタイミングというのは、例えば、時刻ｔ１２と時刻ｔ１８に注目すると、図５ではＩＬ２（ｔ１２）+ＩＬ３（ｔ１２）−ＩＬ２（ｔ１８）−ＩＬ３（ｔ１８）＝０だが、図６ではＩＬ２（ｔ１２）+ＩＬ３（ｔ１２）−ＩＬ２（ｔ１８）−ＩＬ３（ｔ１８）≠０となる、このようなタイミングを言う。この電流値の偏差を算出するのに用いる２つの時刻は、予め設定され、図７ではリアクトル電流が等しく、図８ではリアクトル電流が等しくない２つのタイミングであれば他の２つの時刻であってもよい。リアクトル電流ＩＬ２及びリアクトル電流ＩＬ３のキャリア波の山及び谷のいずれでもない時刻が望ましい。 Similarly, in the divergence deviation calculator 503, the sum IL2 + IL3 of the reactor currents is equal in FIG. 5, and the deviation IL2_error of the current values at the timings that are not equal in FIG. 6 is output. Here, the two timings that are equal in FIG. 5 and not equal in FIG. 6 are, for example, focusing on time t12 and time t18, in FIG. 5, IL2 (t12) + IL3 (t12) -IL2 (t18) -IL3. (T18) = 0, but in FIG. 6, IL2 (t12) + IL3 (t12) -IL2 (t18) -IL3 (t18) ≠ 0, which means such a timing. The two times used to calculate the deviation of this current value are preset, and if the reactor currents are equal in FIG. 7 and the reactor currents are not equal in FIG. 8, the other two times. May be good. A time that is neither a peak nor a valley of the carrier wave of the reactor current IL2 and the reactor current IL3 is desirable.

分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ２＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０７に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ３’’が出力される。分流制御器５０７から出力されたオンデューティＤ３’’は分流制御デューティリミッタ５０８に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’が出力される。分流偏差を用いた分流制御によるオンデューティの補正量Ｄ３’の演算はフィードバック制御によって行われる。 The IL2_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 507, and the on-duty D3 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D3'' output from the divergence controller 507 is input to the divergence control duty limiter 508 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount of the switching element 302 by the calculation of the divergence control. D3'is output. The calculation of the on-duty correction amount D3'by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’ と分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ２’と分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’は合計が０になるようにすると出力電圧制御と独立して、分流制御を行うことが可能である。 The on-duty correction amount D1'of the switching element 102 by the calculation of the diversion control, the on-duty correction amount D2'of the switching element 102 by the calculation of the diversion control, and the on-duty correction amount D3'of the switching element 302 by the calculation of the diversion control. When the total is set to 0, it is possible to perform the diversion control independently of the output voltage control.

出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ１’、Ｄ３’を組み合わせてスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とスイッチング素子２０２のオンデューティＤ２とスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３を算出する。このとき分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’の差の極性を逆転させて分流制御の演算によるスイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’とし、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙに加算させることによって、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。 The on-duty D1 calculated by the output voltage control and the on-duty D1'and D3' performed by the diversion control are combined to calculate the on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the on-duty D3 of the switching element 302. To do. At this time, the polarity of the difference between the on-duty correction amount D1'of the switching element 102 calculated by the flow dividing control and the on-duty correction amount D3' of the switching element 302 calculated by the flow dividing control is reversed, and the switching element is calculated by the flow dividing control. By setting the on-duty correction amount D2'of 202 and adding it to the on-duty Dy calculated by the output voltage control, the total on-duty correction amount output by the diversion control becomes 0.

すなわち、ゲート信号生成手段５０６に入力されるＤ１、Ｄ２、Ｄ３はそれぞれ、
Ｄ１＝Ｄｙ＋Ｄ１’
Ｄ２＝Ｄｙ―（Ｄ１’―Ｄ３’）
Ｄ３＝Ｄｙ―Ｄ３’
となる。 That is, D1, D2, and D3 input to the gate signal generation means 506 are respectively.
D1 = Dy + D1'
D2 = Dy- (D1'-D3')
D3 = Dy-D3'
Will be.

ここまで出力されたスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１、スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２及びスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３はゲート信号生成手段５０６に入力され、図７、図８に示されるようにゲート信号生成手段５０６の内部で生成されるキャリア波と比較され、ゲート信号生成手段５０６はゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２、Ｖｇｓ＿Ｑ２０２及びＶｇｓ＿Ｑ３０２を出力する。 The on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the on-duty D3 of the switching element 302 output up to this point are input to the gate signal generation means 506, and the gate signal is as shown in FIGS. 7 and 8. Compared with the carrier wave generated inside the generation means 506, the gate signal generation means 506 outputs the gate signals Vgs_Q102, Vgs_Q202 and Vgs_Q302.

図９、図１０は上述の実施の形態２によるデューティの補正の経過段階の動作波形図を示したものである。図９は補正の初期、図１０は補正の後期に相当するため、時系列としては、図８→図９→図１０→図７の順で補正が行われる。
図９、図１０において、リアクトル電流、ゲート信号、オンデューティ信号のそれぞれにこの補正前の信号として点線の波形を示している。補正が経過した初期段階である図９において、リアクトル電流の和ＩＬ１＋ＩＬ２、リアクトル電流の和ＩＬ２＋ＩＬ３をそれぞれ図８に近づけるためには、まずリアクトル電流ＩＬ１は点線から破線の波形のように補正し、リアクトル電流ＩＬ３は点線から一点鎖線の波形のように補正する。そのため、オンデューティ信号Ｄ１は点線から実線に下げ、オンデューティ信号Ｄ３は点線から実線に上げるよう上述のフィードバック制御が行われる。それぞれのオンデューティ信号が調整されると、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ１Ｔｓｗが小さくなり、スイッチング素子３０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ３Ｔｓｗは大きくなるように制御される。その結果、リアクトル電流は補正前の点線からそれぞれ調整された出力波形を示すことになる。図１０は図９からさらに補正制御が進んだ段階であり、図９と同様に各信号は補正前の点線の信号波形から補正される。
このように、オンデューティ信号をフィードバック制御により補正することにより、スイッチング素子を駆動するオンデューティ期間が調整され、リアクトル電流の偏差を調整することが可能となる。 9 and 10 show an operation waveform diagram of a transitional stage of duty correction according to the above-described second embodiment. Since FIG. 9 corresponds to the initial stage of correction and FIG. 10 corresponds to the latter stage of correction, the correction is performed in the order of FIG. 8 → FIG. 9 → FIG. 10 → FIG. 7 as a time series.
In FIGS. 9 and 10, dotted waveforms are shown as signals before the correction for each of the reactor current, the gate signal, and the on-duty signal. In FIG. 9, which is the initial stage after the correction, in order to bring the sum of the reactor currents IL1 + IL2 and the sum of the reactor currents IL2 + IL3 closer to those of FIG. The current IL3 is corrected so that the waveform is from the dotted line to the alternate long and short dash line. Therefore, the feedback control described above is performed so that the on-duty signal D1 is lowered from the dotted line to the solid line and the on-duty signal D3 is raised from the dotted line to the solid line. When each on-duty signal is adjusted, the on-duty period D1Tsw of the gate signal of the switching element 102 is controlled to be small, and the on-duty period D3Tsw of the gate signal of the switching element 302 is controlled to be large. As a result, the reactor current shows the output waveform adjusted from the dotted line before correction. FIG. 10 shows a stage where the correction control is further advanced from FIG. 9, and each signal is corrected from the dotted line signal waveform before correction as in FIG. 9.
By correcting the on-duty signal by feedback control in this way, the on-duty period for driving the switching element is adjusted, and the deviation of the reactor current can be adjusted.

上述では、出力電圧制御と分流制御の内容について説明したが、昇圧しない場合は出力電圧制御及び分流制御をしないように設定し、スイッチング素子１０２、スイッチング素子２０２、スイッチング素子３０２をオフとし、それぞれダイオード１０３，２０３，３０３を介して通電するようにすればよい。 In the above, the contents of the output voltage control and the diversion control have been described, but when the voltage is not boosted, the output voltage control and the diversion control are set not to be performed, the switching element 102, the switching element 202, and the switching element 302 are turned off, and the diodes are respectively set. The power may be energized via 103, 203, and 303.

以上のように、本実施の形態２によれば、３つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、２つの電流検出手段を用い、出力電圧制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。 As described above, according to the second embodiment, the deviation of the reactor currents of the three chopper circuits is corrected by the calculation of the output voltage control and the calculation of the diversion control by using the two current detecting means. Therefore, the current deviation can be feedback-controlled by a simple control means circuit configuration with less current detection means than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment etc., it can be corrected accurately. become. This makes it possible to provide a small power converter at low cost.

実施の形態３．
以下に、実施の形態３に係る電力変換器について図を用いて説明する。
図１１は、実施の形態３に係る電力変換器の回路構成を示す図である。実施の形態２とは、２個の電流検出手段の検出するリアクトル電流が異なる。本実施の形態では、一方の電流検出手段７−１は第１チョッパ回路１００のリアクトル１０１の電流ＩＬ１と第２チョッパ回路２００のリアクトル２０１のリアクトル電流ＩＬ２との和であるＩＬＡを検出し、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８−１に入力され、このローパスフィルタ８−１の出力ＩＬＡ＿ｓｅｎｓｅが制御手段５００に入力される。他方の電流検出手段７−２は第３チョッパ回路３００のリアクトル３０１のリアクトル電流ＩＬ３を検出し、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８−２に入力され、このローパスフィルタ８−２の出力ＩＬＢ＿ｓｅｎｓｅが制御手段５００に入力される。 Embodiment 3.
Hereinafter, the power converter according to the third embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 11 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the third embodiment. The reactor current detected by the two current detecting means is different from that of the second embodiment. In the present embodiment, one of the current detecting means 7-1 detects ILA, which is the sum of the current IL1 of the reactor 101 of the first chopper circuit 100 and the reactor current IL2 of the reactor 201 of the second chopper circuit 200, and detects the reactor. It is input to the low-pass filter 8-1 for the current detecting means, and the output ILA_sense of the low-pass filter 8-1 is input to the control means 500. The other current detecting means 7-2 detects the reactor current IL3 of the reactor 301 of the third chopper circuit 300 and is input to the low-pass filter 8-2 for the reactor current detecting means, and the output ILB_sense of the low-pass filter 8-2 is It is input to the control means 500.

図１２に実施の形態３に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図を示す。また、図１３には、実施の形態３に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図を示す。実施の形態１、２と同様、図１２は制御手段５００による補正後の動作波形図、図１３は補正前の動作波形図に相当する。リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３のリップル電流は、リアクトルのインダクタンス値に依存し、リアクトル１０１とリアクトル２０１が特性の等しいリアクトルである場合、図１２に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しければリップル電流は等しくなる。しかし、図１３に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しくなければリップル電流は等しくなくなる。この特性を利用して、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の偏差を検出する。すなわち、本実施の形態においても、リアクトル電流の直流重畳特性を利用する。 FIG. 12 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the third embodiment. Further, FIG. 13 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the third embodiment. Similar to the first and second embodiments, FIG. 12 corresponds to an operation waveform diagram after correction by the control means 500, and FIG. 13 corresponds to an operation waveform diagram before correction. The ripple currents of the reactor current IL1 and the reactor current IL2 and the reactor current IL3 depend on the inductance value of the reactor, and when the reactor 101 and the reactor 201 are reactors having the same characteristics, the DC current of the reactor current IL1 as shown in FIG. If the DC currents of the reactor current IL2 and the reactor current IL3 are equal, the ripple currents are equal. However, as shown in FIG. 13, if the DC current of the reactor current IL1 and the DC currents of the reactor current IL2 and the reactor current IL3 are not equal, the ripple currents will not be equal. Using this characteristic, the deviation between the reactor current IL1 and the reactor current IL2 and the reactor current IL3 is detected. That is, also in this embodiment, the DC superimposition characteristic of the reactor current is used.

次に制御手段５００の動作について説明する。出力電圧制御は実施の形態１と同様である。電変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力され、その差である偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒが出力される。偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒは出力電圧制御器５０１に入力され、オンデューティＤｘを出力する。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、オンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、電圧制御による基準デューティに相当する。また、出力電圧制御による演算はフィードバック制御により行われる。 Next, the operation of the control means 500 will be described. The output voltage control is the same as that of the first embodiment. The target values Vout * and Vout_sense of Vout, which are the outputs of the electric converter, are input to the diffifier, and the deviation Vout_error, which is the difference between them, is output. The deviation Vout_error is input to the output voltage controller 501 and outputs the on-duty Dx. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy is output. This on-duty dy corresponds to the reference duty by voltage control. In addition, the calculation by the output voltage control is performed by the feedback control.

分流制御では、分流された各チョッパ回路１００，２００，３００のリアクトル１０１，２０１，３０１に流れるリアクトル電流ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ３が等しくなるように電流偏差を補正する。分流偏差演算器５０３には、ローパスフィルタ８−１、８−２を介して得られたＩＬＡ＿ｓｅｎｓｅ，ＩＬＢ＿ｓｅｎｓｅが入力される。 In the split current control, the current deviation is corrected so that the reactor currents IL1, IL2, and IL3 flowing through the reactors 101, 201, and 301 of the split chopper circuits 100, 200, and 300 are equal. ILA_sense and ILB_sense obtained through the low-pass filters 8-1 and 8-2 are input to the diversion deviation calculator 503.

まず、図１２ではリアクトル電流の和ＩＬ１＋ＩＬ２が等しく、図１３では等しくないタイミングでの電流値の偏差ＩＬ１＿ｅｒｒｏｒを出力する。ここで、図１２では等しく、図１３では等しくない２つのタイミングというのは、例えば、時刻ｔ８と時刻ｔ１４に注目すると、図１２ではＩＬ１（ｔ８）+ＩＬ２（ｔ８）−ＩＬ１（ｔ１４）−ＩＬ２（ｔ１４）＝０だが、図１３ではＩＬ１（ｔ８）+ＩＬ２（ｔ８）−ＩＬ１（ｔ１４）−ＩＬ２（ｔ１４）≠０となる、このようなタイミングを言う。この電流値の偏差を算出するのに用いる２つの時刻は、予め設定され、図１２ではリアクトル電流が等しく、図１３では等しくない２つのタイミングであれば、他の２つの時刻であってもよい。また、リアクトル電流ＩＬ１及びリアクトル電流ＩＬ２のキャリア波の山及び谷のいずれでもない時刻が望ましい。 First, in FIG. 12, the sum IL1 + IL2 of the reactor currents are equal, and in FIG. 13, the deviation IL1_error of the current values at the timings that are not equal is output. Here, the two timings that are equal in FIG. 12 and not equal in FIG. 13 are, for example, focusing on time t8 and time t14, in FIG. 12, IL1 (t8) + IL2 (t8) -IL1 (t14) -IL2. (T14) = 0, but in FIG. 13, IL1 (t8) + IL2 (t8) -IL1 (t14) -IL2 (t14) ≠ 0, which means such a timing. The two times used to calculate the deviation of this current value are preset, and may be the other two times as long as the reactor currents are equal in FIG. 12 and not equal in FIG. .. Further, it is desirable that the time is neither the peak nor the valley of the carrier wave of the reactor current IL1 and the reactor current IL2.

分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ１＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ１’’’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ１’’’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、オンデューティＤ１’’が出力される。 The IL1_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 504, and the on-duty D1 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D1 ″ ″ output from the divergence controller 504 is input to the divergence control duty limiter 505, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty D1 ″ is output.

次に、分流偏差演算器５０３において、ＩＬ１＋ＩＬ２と２倍のＩＬ３との差である偏差ＩＬ３＿ｅｒｒｏｒ（＝ＩＬ１＋ＩＬ２―２*ＩＬ３）を出力する。分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ３＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０７に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ３’’’が出力される。分流制御器５０７から出力されたオンデューティＤ３’’’は分流制御デューティリミッタ５０８に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’が出力される。分流偏差を用いた分流制御による演算はフィードバック制御によって行われる。 Next, the diversion deviation calculator 503 outputs the deviation IL3_error (= IL1 + IL2-2 * IL3), which is the difference between IL1 + IL2 and the double IL3. The IL3_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 507, and the on-duty D3 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D3''' output from the diversion controller 507 is input to the diversion control duty limiter 508 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction of the switching element 302 by the calculation of the diversion control is performed. The quantity D3'is output. The calculation by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

実施の形態２と同様に、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’と分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ２’と分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’は合計が０になるようにすると出力電圧制御と独立して、分流制御を行うことが可能である。 Similar to the second embodiment, the on-duty correction amount D1'of the switching element 102 by the calculation of the flow separation control, the on-duty correction amount D2' of the switching element 102 by the calculation of the flow separation control, and the switching element 302 by the calculation of the flow separation control. If the total of the on-duty correction amount D3'is set to 0, it is possible to perform the diversion control independently of the output voltage control.

出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ１’、Ｄ３’’を組み合わせてスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とスイッチング素子２０２のオンデューティＤ２とスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３を算出する。このとき分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’はオンデューティＤ１’’からＤ３’の半分の値を減算したものとする。分流制御の演算によるスイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’はＤ１’’を極性反転させた値からＤ３’の半分の値を減算したものとし、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙに加算させることによって、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。 The on-duty D1 calculated by the output voltage control and the on-duty D1'and D3'' calculated by the diversion control are combined to form the on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the on-duty D3 of the switching element 302. calculate. At this time, it is assumed that the on-duty correction amount D1'of the switching element 102 by the calculation of the flow separation control is obtained by subtracting half the value of D3'from the on-duty D1 ". The on-duty correction amount D2'of the switching element 202 calculated by the diversion control is assumed to be obtained by subtracting half the value of D3'from the value obtained by reversing the polarity of D1 ", and is added to the on-duty Dy calculated by the output voltage control. By doing so, the total amount of on-duty corrections output by the diversion control becomes 0.

すなわち、ゲート信号生成手段５０６に入力されるオンデューティＤ１、Ｄ２、Ｄ３はそれぞれ、
Ｄ１＝Ｄｙ＋（Ｄ１’’―Ｄ３’／２）
Ｄ２＝Ｄｙ＋（−Ｄ１’’―Ｄ３’／２）
Ｄ３＝Ｄｙ＋Ｄ３’
となる。 That is, the on-duty D1, D2, and D3 input to the gate signal generation means 506 are respectively.
D1 = Dy + (D1''-D3'/2)
D2 = Dy + (-D1 "-D3' / 2)
D3 = Dy + D3'
Will be.

ここまで出力されたスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とスイッチング素子２０２のオンデューティＤ２とスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３はゲート信号生成手段５０６に入力され、図１２、図１３に示されるようにゲート信号生成手段５０６の内部生成されるキャリア波と比較され、ゲート信号生成手段５０６はゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２、Ｖｇｓ＿Ｑ２０２及びＶｇｓ＿Ｑ３０２を出力する。 The on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the on-duty D3 of the switching element 302 output up to this point are input to the gate signal generation means 506, and the gate signal is as shown in FIGS. Compared with the carrier wave internally generated by the generating means 506, the gate signal generating means 506 outputs the gate signals Vgs_Q102, Vgs_Q202 and Vgs_Q302.

図１４、図１５は実施の形態３によるデューティの補正の経過段階の動作波形図を示したものである。図１４は補正の初期、図１５は補正の後期に相当するため、時系列としては、図１３→図１４→図１５→図１２の順で補正が行われる。
図１４、図１５において、リアクトル電流、ゲート信号、オンデューティ信号のそれぞれにこの補正前の信号として点線の波形を示している。補正が経過した初期段階である図１４において、リアクトル電流の和ＩＬ１＋ＩＬ２、リアクトル電流ＩＬ３の２倍をそれぞれ図１２に近づけるためには、まずリアクトル電流ＩＬ１は点線から破線の波形のように補正し、リアクトル電流ＩＬ３は点線から一点鎖線の波形のように補正する。そのため、オンデューティ信号Ｄ１は点線から実線に下げ、オンデューティ信号Ｄ３は点線から実線に上げるよう上述のフィードバック制御が行われる。それぞれのオンデューティ信号が調整されると、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ１Ｔｓｗが小さくなり、スイッチング素子３０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ３Ｔｓｗは大きくなるように制御される。その結果、リアクトル電流は補正前の点線からそれぞれ調整された出力波形を示すことになる。図１５は図１４からさらに補正制御が進んだ段階であり、図１４と同様に各信号は補正前の点線の信号波形から補正される。
このように、オンデューティ信号をフィードバック制御により補正することにより、スイッチング素子を駆動するオンデューティ期間が調整され、リアクトル電流の偏差を調整することが可能となる。 14 and 15 show operation waveform diagrams of the transitional stages of duty correction according to the third embodiment. Since FIG. 14 corresponds to the initial stage of correction and FIG. 15 corresponds to the latter stage of correction, the correction is performed in the order of FIG. 13 → FIG. 14 → FIG. 15 → FIG. 12 as a time series.
In FIGS. 14 and 15, dotted waveforms are shown as signals before the correction for each of the reactor current, the gate signal, and the on-duty signal. In FIG. 14, which is the initial stage after the correction, in order to bring the sum of the reactor currents IL1 + IL2 and twice the reactor current IL3 closer to those in FIG. 12, the reactor current IL1 is first corrected as a waveform from a dotted line to a broken line. The reactor current IL3 is corrected so as to be a waveform from a dotted line to an alternate long and short dash line. Therefore, the feedback control described above is performed so that the on-duty signal D1 is lowered from the dotted line to the solid line and the on-duty signal D3 is raised from the dotted line to the solid line. When each on-duty signal is adjusted, the on-duty period D1Tsw of the gate signal of the switching element 102 is controlled to be small, and the on-duty period D3Tsw of the gate signal of the switching element 302 is controlled to be large. As a result, the reactor current shows the output waveform adjusted from the dotted line before correction. FIG. 15 shows a stage where the correction control is further advanced from FIG. 14, and each signal is corrected from the dotted line signal waveform before correction as in FIG.
By correcting the on-duty signal by feedback control in this way, the on-duty period for driving the switching element is adjusted, and the deviation of the reactor current can be adjusted.

上述では、出力電圧制御と分流制御の内容について説明したが、昇圧しない場合は出力電圧制御と分流制御をしないように設定し、スイッチング素子１０２、スイッチング素子２０２、スイッチング素子３０２をオフとし、それぞれダイオード１０３，２０３，３０３を介して通電するようにすればよい。 In the above, the contents of the output voltage control and the diversion control have been described, but when the voltage is not boosted, the output voltage control and the diversion control are set not to be performed, the switching element 102, the switching element 202, and the switching element 302 are turned off, and the diodes are respectively set. The power may be energized via 103, 203, and 303.

以上のように、本実施の形態３によれば、実施の形態２と同様、３つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、２つの電流検出手段を用い、出力電圧制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。 As described above, according to the third embodiment, as in the second embodiment, the deviations of the reactor currents of the three chopper circuits are calculated by using two current detecting means, and the output voltage control calculation and the flow separation control calculation. Since the correction is made by the above, the current deviation can be feedback-controlled by the circuit configuration of the simple control means with the current detection means smaller than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment or the like. It becomes possible to correct with high accuracy. This makes it possible to provide a small power converter at low cost.

実施の形態４．
以下に、実施の形態４に係る電力変換器について図を用いて説明する。
図１６は、実施の形態４に係る電力変換器の回路構成を示す図である。実施の形態２、３とは１個のリアクトル電流検出手段を用いる点で異なる。本実施の形態では、電流検出手段７は第１チョッパ回路１００のリアクトル１０１の電流ＩＬ１、第２チョッパ回路２００のリアクトル２０１のリアクトル電流ＩＬ２及び第３チョッパ回路３００のリアクトル３０１のリアクトル電流ＩＬ３の和であるＩＬ（＝ＩＬ１＋ＩＬ２＋ＩＬ３）を検出し、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８に入力される。そして、このローパスフィルタ８の出力ＩＬ＿ｓｅｎｓｅは制御手段５００に入力される。 Embodiment 4.
Hereinafter, the power converter according to the fourth embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 16 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the fourth embodiment. It differs from the second and third embodiments in that one reactor current detecting means is used. In the present embodiment, the current detecting means 7 is the sum of the current IL1 of the reactor 101 of the first chopper circuit 100, the reactor current IL2 of the reactor 201 of the second chopper circuit 200, and the reactor current IL3 of the reactor 301 of the third chopper circuit 300. IL (= IL1 + IL2 + IL3) is detected and input to the low-pass filter 8 for the reactor current detecting means. Then, the output IL_sense of the low-pass filter 8 is input to the control means 500.

図１７に実施の形態４に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の動作波形図を示す。また、図１８には、実施の形態４に係る電力変換器において、３つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の動作波形図を示す。上述の実施の形態と同様、図１７は制御手段５００による補正後の動作波形図、図１８は補正前の動作波形図に相当する。リアクトル電流ＩＬ１、リアクトル電流ＩＬ２及びリアクトル電流ＩＬ３のリップル電流は、リアクトルのインダクタンス値に依存する。リアクトル１０１、リアクトル２０１及びリアクトル３０１が特性の等しいリアクトルである場合、図１７に示すように、リアクトル電流ＩＬ１の直流電流、リアクトル電流ＩＬ２の直流電流及びリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しければリップル電流は等しくなる。しかし、図１８に示すようにリアクトル電流ＩＬ１の直流電流、リアクトル電流ＩＬ２の直流電流及びリアクトル電流ＩＬ３の直流電流が等しくなければリップル電流は等しくなくなる。この特性を利用して、リアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３との偏差を検出する。すなわち、本実施の形態においても、リアクトル電流の直流重畳特性を利用する。 FIG. 17 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are equal in the power converter according to the fourth embodiment. Further, FIG. 18 shows an operation waveform diagram when the current values of the three chopper circuits are not equal in the power converter according to the fourth embodiment. Similar to the above-described embodiment, FIG. 17 corresponds to an operation waveform diagram after correction by the control means 500, and FIG. 18 corresponds to an operation waveform diagram before correction. The ripple currents of the reactor current IL1, the reactor current IL2, and the reactor current IL3 depend on the inductance value of the reactor. When the reactor 101, the reactor 201 and the reactor 301 are reactors having the same characteristics, as shown in FIG. 17, if the DC current of the reactor current IL1, the DC current of the reactor current IL2 and the DC current of the reactor current IL3 are equal, the ripple current is Become equal. However, as shown in FIG. 18, if the DC current of the reactor current IL1, the DC current of the reactor current IL2, and the DC current of the reactor current IL3 are not equal, the ripple currents are not equal. Utilizing this characteristic, the deviation between the reactor current IL1 and the reactor current IL2 and the reactor current IL3 is detected. That is, also in this embodiment, the DC superimposition characteristic of the reactor current is used.

次に制御手段５００の動作について説明する。出力電圧制御は実施の形態１と同様である。電変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力され、その差である偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒが出力される。偏差Ｖｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒは出力電圧制御器５０１に入力され、オンデューティＤｘを出力する。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、オンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、電圧制御による基準デューティに相当する。また、出力電圧制御による演算はフィードバック制御により行われる。 Next, the operation of the control means 500 will be described. The output voltage control is the same as that of the first embodiment. The target values Vout * and Vout_sense of Vout, which are the outputs of the electric converter, are input to the diffifier, and the deviation Vout_error, which is the difference between them, is output. The deviation Vout_error is input to the output voltage controller 501 and outputs the on-duty Dx. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy is output. This on-duty dy corresponds to the reference duty by voltage control. In addition, the calculation by the output voltage control is performed by the feedback control.

分流制御では、分流された各チョッパ回路１００，２００，３００のリアクトル１０１，２０１，３０１に流れるリアクトル電流ＩＬ１、ＩＬ２、ＩＬ３が等しくなるように電流偏差を補正する。まず、分流偏差演算器５０３には、ローパスフィルタ８からＩＬ＿ｓｅｎｓｅが入力される。図１７及び図１８はスイッチング素子１０２，２０２，３０２のオンデューティはいずれも３分の２以上の条件で示している（図では５／６）。リアクトル電流ＩＬ１もしくはＩＬ２もしくはＩＬ３がリアクトル電流ＩＬ１とリアクトル電流ＩＬ２とリアクトル電流ＩＬ３の平均値（ＩＬの３分の１）より大きいか小さいかを判別し偏差を求めるには、各スイッチング素子のオフ期間（時間ｔ２分）の前後の期間の中央の時間のＩＬの差を求めればよい。 In the split current control, the current deviation is corrected so that the reactor currents IL1, IL2, and IL3 flowing through the reactors 101, 201, and 301 of the split chopper circuits 100, 200, and 300 are equal. First, IL_sense is input from the low-pass filter 8 to the diversion deviation calculator 503. 17 and 18 show the on-duty of the switching elements 102, 202, and 302 under the condition of two-thirds or more (5/6 in the figure). To determine whether the reactor current IL1 or IL2 or IL3 is larger or smaller than the average value (1/3 of IL) of the reactor current IL1, the reactor current IL2, and the reactor current IL3, and to obtain the deviation, the off period of each switching element The difference in IL of the central time of the period before and after (hour t2 minutes) may be obtained.

図１８において、例えばスイッチング素子１０２のオフ期間はｔ１１からｔ１３の第６期間であり、その前後の期間の中央の時間はそれぞれ第５期間のｔ１０、第７期間のｔ１４となる。従って、第１チョッパ回路１００のリアクトル電流ＩＬ１の偏差はＩＬ（ｔ１４）―ＩＬ（ｔ１０）となる。同様に、リアクトル電流ＩＬ２の偏差はＩＬ（ｔ１８）―ＩＬ（ｔ１４）、リアクトル電流ＩＬ３の偏差はＩＬ（ｔ１０）―ＩＬ（ｔ６）となる。 In FIG. 18, for example, the off period of the switching element 102 is the sixth period from t11 to t13, and the central time of the periods before and after that is t10 of the fifth period and t14 of the seventh period, respectively. Therefore, the deviation of the reactor current IL1 of the first chopper circuit 100 is IL (t14) -IL (t10). Similarly, the deviation of the reactor current IL2 is IL (t18) -IL (t14), and the deviation of the reactor current IL3 is IL (t10) -IL (t6).

上述の実施の形態で示したように、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’、スイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ２’及びスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’は合計が０になるようにすると出力電圧制御と独立して、分流制御を行うことが可能である。そのため、３つのリアクトル電流の偏差を用いる必要はなく２つでよい。図１６の制御手段５００のブロック図では、ＩＬ１とＩＬ３について用いるように図示している。すなわち、分流偏差演算器５０３からＩＬ（ｔ１４）―ＩＬ（ｔ１０）がＩＬ１＿ｅｒｒｏｒとして出力され、分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ１’’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ１’’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。同様に、分流偏差演算器５０３からＩＬ（ｔ１０）―ＩＬ（ｔ６）がＩＬ３＿ｅｒｒｏｒとして出力され、分流制御器５０７に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ３’’が出力される。分流制御器５０７から出力されたオンデューティＤ３’’は分流制御デューティリミッタ５０８に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’が出力される。 As shown in the above-described embodiment, the on-duty correction amount D1'of the switching element 102, the on-duty correction amount D2'of the switching element 102, and the on-duty correction amount D3 of the switching element 302 by the calculation of the flow separation control. When the total of ‘is set to 0, it is possible to perform the diversion control independently of the output voltage control. Therefore, it is not necessary to use the deviations of the three reactor currents, and two are sufficient. In the block diagram of the control means 500 of FIG. 16, it is shown to be used for IL1 and IL3. That is, IL (t14) -IL (t10) is output as IL1_error from the divergence deviation calculator 503, is input to the divergence controller 504, and on-duty D1 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D1'' output from the divergence controller 504 is input to the divergence control duty limiter 505 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount of the switching element 102 by the calculation of the divergence control. D1'is output. Similarly, IL (t10) -IL (t6) is output from the divergence deviation calculator 503 as IL3_error, is input to the divergence controller 507, and on-duty D3 ″ is output by the divergence control calculation. The on-duty D3'' output from the divergence controller 507 is input to the divergence control duty limiter 508 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount of the switching element 302 by the calculation of the divergence control. D3'is output.

上述したように分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’、スイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’及びスイッチング素子３０２のオンデューティの補正量Ｄ３’は合計が０になるようにすると出力電圧制御と独立して、分流制御を行うことが可能である。そこで出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ１’、Ｄ２’、 Ｄ３’を組み合わせてスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１、スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２及びスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３を算出する。分流偏差を用いた分流制御による演算はフィードバック制御によって行われる。 As described above, the total of the on-duty correction amount D1'of the switching element 102, the on-duty correction amount D2'of the switching element 202, and the on-duty correction amount D3'of the switching element 302 by the calculation of the flow separation control becomes 0. Then, it is possible to perform the diversion control independently of the output voltage control. Therefore, the on-duty Dy calculated by the output voltage control and the on-duty D1', D2', and D3'calculated by the diversion control are combined to turn on the on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the switching element 302. The duty D3 is calculated. The calculation by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

このとき分流制御の演算によるスイッチング素子２０２のオンデューティの補正量Ｄ２’はオンデューティＤ１’からＤ３’を減算したものの極性を反転してものとする。スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１は、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙにオンデューティＤ１’を加算したもの、スイッチング素子１０２のオンデューティＤ２は、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙにオンデューティＤ２’を加算したもの、スイッチング素子３０２のオンデューティＤ３は、出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙにオンデューティＤ３’を減算したものであり、分流制御によって出力されるオンデューティの補正量の合計が０となる。 At this time, the on-duty correction amount D2'of the switching element 202 calculated by the flow separation control calculation is the on-duty D1'subtracted from D3', and the polarity is reversed. The on-duty D1 of the switching element 102 is the on-duty Dy calculated by the output voltage control plus the on-duty D1', and the on-duty D2 of the switching element 102 is the on-duty Dy calculated by the output voltage control plus the on-duty D2. The on-duty D3 of the switching element 302, which is the sum of', is the on-duty Dy calculated by the output voltage control minus the on-duty D3', and the total amount of the on-duty corrections output by the diversion control is It becomes 0.

すなわち、ゲート信号生成手段５０６に入力されるオンデューティＤ１、Ｄ２、Ｄ３はそれぞれ、
Ｄ１＝Ｄｙ＋Ｄ１’
Ｄ２＝Ｄｙ＋（−Ｄ１’＋Ｄ３’）
Ｄ３＝Ｄｙ―Ｄ３’
となる。 That is, the on-duty D1, D2, and D3 input to the gate signal generation means 506 are respectively.
D1 = Dy + D1'
D2 = Dy + (-D1'+ D3')
D3 = Dy-D3'
Will be.

ここまで出力されたスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１、スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２及びスイッチング素子３０２のオンデューティＤ３はゲート信号生成手段５０６に入力される。図１７、図１８に示されるようにゲート信号生成手段５０６の内部で生成されるキャリア波と比較され、ゲート信号生成手段５０６はゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２、Ｖｇｓ＿Ｑ２０２及びＶｇｓ＿Ｑ３０２を出力する。 The on-duty D1 of the switching element 102, the on-duty D2 of the switching element 202, and the on-duty D3 of the switching element 302 output up to this point are input to the gate signal generation means 506. Compared with the carrier wave generated inside the gate signal generating means 506 as shown in FIGS. 17 and 18, the gate signal generating means 506 outputs the gate signals Vgs_Q102, Vgs_Q202 and Vgs_Q302.

図１９、図２０は実施の形態４によるデューティの補正の経過段階の動作波形図を示したものである。図１９は補正の初期、図２０は補正の後期に相当するため、時系列としては、図１８→図１９→図２０→図１７の順で補正が行われる。
図１９、図２０において、リアクトル電流、ゲート信号、オンデューティ信号のそれぞれにこの補正前の信号として点線の波形を示している。補正が経過した初期段階である図１９において、リアクトル電流の和ＩＬ１＋ＩＬ２＋ＩＬ３を図１７に近づけるためには、まずリアクトル電流ＩＬ１は点線から破線の波形のように補正し、リアクトル電流ＩＬ３は点線から一点鎖線の波形のように補正する。そのため、オンデューティ信号Ｄ１は点線から実線に下げ、オンデューティ信号Ｄ３は点線から実線に上げるよう上述のフィードバック制御が行われる。それぞれのオンデューティ信号が調整されると、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ１Ｔｓｗが小さくなり、スイッチング素子３０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ３Ｔｓｗは大きくなるように制御される。その結果、リアクトル電流は補正前の点線からそれぞれ調整された出力波形を示すことになる。図２０は図１９からさらに補正制御が進んだ段階であり、図１９と同様に各信号は補正前の点線の信号波形から補正される。
このように、オンデューティ信号をフィードバック制御により補正することにより、スイッチング素子を駆動するオンデューティ期間が調整され、リアクトル電流の偏差を調整することが可能となる。 19 and 20 show operation waveform diagrams of the transitional stages of duty correction according to the fourth embodiment. Since FIG. 19 corresponds to the initial stage of correction and FIG. 20 corresponds to the latter stage of correction, correction is performed in the order of FIG. 18 → FIG. 19 → FIG. 20 → FIG. 17 as a time series.
In FIGS. 19 and 20, dotted waveforms are shown as signals before the correction for each of the reactor current, the gate signal, and the on-duty signal. In FIG. 19, which is the initial stage after the correction, in order to bring the sum IL1 + IL2 + IL3 of the reactor current closer to that of FIG. Correct like the waveform of. Therefore, the feedback control described above is performed so that the on-duty signal D1 is lowered from the dotted line to the solid line and the on-duty signal D3 is raised from the dotted line to the solid line. When each on-duty signal is adjusted, the on-duty period D1Tsw of the gate signal of the switching element 102 is controlled to be small, and the on-duty period D3Tsw of the gate signal of the switching element 302 is controlled to be large. As a result, the reactor current shows the output waveform adjusted from the dotted line before correction. FIG. 20 shows a stage where the correction control is further advanced from FIG. 19, and each signal is corrected from the dotted line signal waveform before correction as in FIG. 19.
By correcting the on-duty signal by feedback control in this way, the on-duty period for driving the switching element is adjusted, and the deviation of the reactor current can be adjusted.

上述では出力電圧制御と分流制御の内容について説明したが、昇圧しない場合は出力電圧制御と分流制御をしないように設定し、スイッチング素子１０２、スイッチング素子２０２、スイッチング素子３０２をオフとし、それぞれダイオード１０３，２０３，３０３を介して通電するようにすればよい。 Although the contents of the output voltage control and the diversion control have been described above, the output voltage control and the diversion control are set not to be performed when the voltage is not boosted, the switching element 102, the switching element 202, and the switching element 302 are turned off, and the diode 103 is turned off. , 203, 303 may be energized.

以上のように、本実施の形態４によれば、３つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、１つの電流検出手段を用い、出力電圧制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。 As described above, according to the fourth embodiment, the deviations of the reactor currents of the three chopper circuits are corrected by the calculation of the output voltage control and the calculation of the diversion control by using one current detecting means. Therefore, the current deviation can be feedback-controlled by a simple control means circuit configuration with less current detection means than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment etc., it can be corrected accurately. become. This makes it possible to provide a small power converter at low cost.

実施の形態５．
以下に、実施の形態５に係る電力変換器について図を用いて説明する。
図２１は、実施の形態５に係る電力変換器の回路構成を示す図である。図２１の構成は、実施の形態１の図１の構成において、第１チョッパ回路１００のダイオード１０３をスイッチング素子１０４に、第２チョッパ回路２００のダイオード２０３をスイッチング素子２０４に置き換えた構成に相当する。スイッチング素子１０４はスイッチング素子１０２と、スイッチング素子２０４はスイッチング素子２０２と相補にスイッチングする同期整流素子となっている。 Embodiment 5.
Hereinafter, the power converter according to the fifth embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 21 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the fifth embodiment. The configuration of FIG. 21 corresponds to the configuration of FIG. 1 of the first embodiment in which the diode 103 of the first chopper circuit 100 is replaced with the switching element 104 and the diode 203 of the second chopper circuit 200 is replaced with the switching element 204. .. The switching element 104 is a switching element 102, and the switching element 204 is a synchronous rectifying element that switches complementarily to the switching element 202.

実施の形態５で説明する電力変換器は、電力を双方向に送ることが可能となる。ＶｉｎからＶｏｕｔの方向に電力を送る場合（以降、力行動作と称する）は、実施の形態１で説明した電力変換器と同様の動作をするが、ＶｏｕｔからＶｉｎの方向に電力を送る場合（以降、回生動作と称する）は偏差検出の動作が異なる。 The power converter described in the fifth embodiment can transmit electric power in both directions. When power is transmitted from Vin to Vout (hereinafter referred to as power running operation), the operation is the same as that of the power converter described in the first embodiment, but when power is transmitted from Vout to Vin (hereinafter referred to as power operation). , Called regenerative operation) has a different deviation detection operation.

図２２に実施の形態５に係る電力変換器の２つのチョッパ回路の電流値が等しい場合の回生動作時の動作波形図を示す。また、図２３に実施の形態５に係る電力変換器の２つのチョッパ回路の電流値が等しくない場合の回生動作時の動作波形図を示す。実施の形態１と同様、図２２は制御手段５００による補正後の動作波形図、図２３は補正前の動作波形図に相当する。リアクトルは、流れている電流の絶対値に応じて変化する。そのため、図２及び図３の力行動作時のリアクトル電流と図２２及び図２３の回生動作時のリアクトル電流を、それぞれ図２と図２２、図３と図２３とで比較すればわかるように、力行動作時と回生動作時では偏差検出の極性が逆になる。例えば、図３と図２３は、図３で示されているＩＬ１とＩＬ２の向きを正とすると、図３と図１５との間ではＩＬ１―ＩＬ２は等しい。図３ではＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）＞０であるのに対し、図２３ではＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）＜０である。よって、力行動作時と回生動作時では偏差検出の極性が逆になる。従って、本実施の形態においては、制御手段５００には実施の形態１の図１に極性判定器５０９をさらに備えている。 FIG. 22 shows an operation waveform diagram during regenerative operation when the current values of the two chopper circuits of the power converter according to the fifth embodiment are equal. Further, FIG. 23 shows an operation waveform diagram at the time of regenerative operation when the current values of the two chopper circuits of the power converter according to the fifth embodiment are not equal. Similar to the first embodiment, FIG. 22 corresponds to an operation waveform diagram after correction by the control means 500, and FIG. 23 corresponds to an operation waveform diagram before correction. The reactor changes according to the absolute value of the flowing current. Therefore, as can be seen by comparing the reactor current during the power running operation of FIGS. 2 and 3 and the reactor current during the regenerative operation of FIGS. 22 and 23 in FIGS. 2 and 22, and in FIGS. 3 and 23, respectively. The polarity of deviation detection is opposite during power running operation and regenerative operation. For example, in FIGS. 3 and 23, assuming that the directions of IL1 and IL2 shown in FIG. 3 are positive, IL1-IL2 are equal between FIGS. 3 and 15. In FIG. 3, IL (t4) -IL (t8)> 0, whereas in FIG. 23, IL (t4) -IL (t8) <0. Therefore, the polarities of the deviation detection are opposite during the power running operation and the regenerative operation. Therefore, in the present embodiment, the control means 500 is further provided with the polarity determining device 509 in FIG. 1 of the first embodiment.

以下に、制御手段５００の動作について説明する。制御手段５００においては、出力電圧制御と分流制御の２つの点で制御が行われる。
出力電圧制御は力行動作及び回生動作において、実施の形態１と同様である。電力変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力され、その差であるＶｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒが出力電圧制御器５０１に入力される。出力電圧制御器５０１ではオンデューティＤｘを演算し、出力する。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、オンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、電圧制御による基準デューティに相当する。また、出力電圧制御による演算はフィードバック制御により行われる。 The operation of the control means 500 will be described below. In the control means 500, control is performed at two points, output voltage control and diversion control.
The output voltage control is the same as that of the first embodiment in the power running operation and the regenerative operation. The target value Vout * and Vout_sense of Vout, which is the output of the power converter, are input to the diffifier, and the difference Vout_error is input to the output voltage controller 501. The output voltage controller 501 calculates the on-duty Dx and outputs it. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy is output. This on-duty dy corresponds to the reference duty by voltage control. In addition, the calculation by the output voltage control is performed by the feedback control.

分流制御では、実施の形態１と同様に、分流偏差演算器５０３には、リアクトル電流検出手段用のローパスフィルタ８からＩＬ＿ｓｅｎｓｅが入力される。そして、電流検出手段７で検出された電流ＩＬに対し、図２２では等しく、図２３では等しくないタイミングでの電流値の偏差ＩＬ＿ｅｒｒｏｒを出力する。ここで、図２２では等しく、図２３では等しくないタイミングとして、時刻ｔ４と時刻ｔ８に注目して、ＩＬ＿ｅｒｒｏｒ＝ＩＬ（ｔ４）−ＩＬ（ｔ８）を算出する。すなわち、本実施の形態においても、リアクトル電流の直流重畳特性を利用する。また、この電流値の偏差を算出するのに用いる２つの時刻は、予め設定され、リアクトル電流が図２２では等しく、図２３では等しくない別の２つのタイミングあってもよい。また、リアクトル電流ＩＬのキャリア波の山及び谷のいずれでもない時刻が望ましい。 In the diversion control, IL_sense is input from the low-pass filter 8 for the reactor current detecting means to the diversion deviation calculator 503 as in the first embodiment. Then, with respect to the current IL detected by the current detecting means 7, the deviation IL_error of the current value at the timing equal to that in FIG. 22 and not equal in FIG. 23 is output. Here, IL_error = IL (t4) -IL (t8) is calculated by paying attention to the time t4 and the time t8 as the timings that are equal in FIG. 22 and not equal in FIG. 23. That is, also in this embodiment, the DC superimposition characteristic of the reactor current is used. Further, the two times used to calculate the deviation of the current value may be preset, and there may be two other timings in which the reactor currents are equal in FIG. 22 and not equal in FIG. 23. Further, it is desirable that the time is neither the peak nor the valley of the carrier wave of the reactor current IL.

分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。分流偏差を用いた分流制御によるオンデューティの補正量Ｄ１’の演算はフィードバック制御によって行われる。 The IL_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 504, and the on-duty D'is output by the divergence control calculation. The on-duty D'output from the diversion controller 504 is input to the diversion control duty limiter 505 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount D1 of the switching element 102 by the calculation of the diversion control is performed. 'Is output. The calculation of the on-duty correction amount D1'by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

次に、極性判定器５０９では、ＩＬの向きによって＋１あるいは−１を乗算する。力行動作時には＋１、回生動作時には−１を基本とするが、ここではＩＬ＞αのとき＋１、ＩＬ＜−αのとき−１とし、αは電流検出手段７およびローパスフィルタ８によって生じる実際のＩＬと制御手段５００に入力されるＩＬ＿ｓｅｎｓｅの間に生じる誤差によって、検出違いがないように調整した値である。 Next, the polarity determiner 509 multiplies +1 or -1 depending on the direction of IL. Basically, it is +1 during power running operation and -1 during regenerative operation, but here it is +1 when IL> α and -1 when IL <-α, and α is the actual IL generated by the current detecting means 7 and the low-pass filter 8. It is a value adjusted so that there is no difference in detection due to an error that occurs between the IL_sense and the IL_sense input to the control means 500.

以下、実施の形態１と同様に、出力電圧デューティリミッタ５０２から出力されたオンデューティＤｙに分流制御により極性判定器５０９から出力されたオンデューティの補正量Ｄ１’が加算器に入力され、スイッチング素子１０２のオンデューティＤ１が出力される。出力電圧デューティリミッタ５０２から出力されたオンデューティＤｙに極性判定器５０９から出力されたオンデューティの補正量Ｄ１’の符号を反転したものが加算器に入力され、スイッチング素子２０２のオンデューティＤ２が出力される。 Hereinafter, as in the first embodiment, the on-duty correction amount D1'output from the polarity determiner 509 by the flow split control is input to the on-duty dy output from the output voltage duty limiter 502 to the adder, and the switching element is used. The on-duty D1 of 102 is output. The on-duty Dy output from the output voltage duty limiter 502 is input to the adder by inverting the sign of the on-duty correction amount D1'output from the polarity determiner 509, and the on-duty D2 of the switching element 202 is output. Will be done.

算出されたオンデューティＤ１、Ｄ２がゲート信号生成手段５０６に入力され、図２２、図２３に示されるようにゲート信号生成手段５０６の内部生成されるキャリア波と比較され、ゲート信号Ｖｇｓ＿Ｑ１０２及びＶｇｓ＿Ｑ２０２が出力される。
以上により、力行動作時及び回生動作時ともにリアクトル電流のアンバランスが補正されたチョッパ回路の動作が可能となる。 The calculated on-duty D1 and D2 are input to the gate signal generation means 506 and compared with the carrier wave internally generated by the gate signal generation means 506 as shown in FIGS. 22 and 23, and the gate signals Vgs_Q102 and Vgs_Q202 are generated. It is output.
As described above, it is possible to operate the chopper circuit in which the imbalance of the reactor current is corrected during both the power running operation and the regenerative operation.

図２４、図２５は実施の形態５によるデューティの補正の経過段階の動作波形図を示したものである。図２４は補正の初期、図２５は補正の後期に相当するため、時系列としては、図２３→図２４→図２５→図２２の順で補正が行われる。
図２４、図２５において、リアクトル電流、ゲート信号、オンデューティ信号のそれぞれにこの補正前の信号として点線の波形を示している。補正が経過した初期段階である図４において、リアクトル電流ＩＬを図２２に近づけるためには、リアクトル電流ＩＬ１は点線から破線の波形のように補正し、リアクトル電流ＩＬ２は点線から一点鎖線の波形のように補正する。そのため、オンデューティ信号Ｄ１は点線から実線に下げ、オンデューティ信号１−Ｄ２は点線から破線に下げるよう上述のフィードバック制御が行われる。それぞれのオンデューティ信号が調整されると、スイッチング素子１０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ１Ｔｓｗが小さくなり、スイッチング素子２０２のゲート信号のオンデューティ期間Ｄ２Ｔｓｗは大きくなるように制御される。その結果、リアクトル電流は補正前の点線からそれぞれ調整された出力波形を示すことになる。図２５は図２４からさらに補正制御が進んだ段階であり、図２４と同様に各信号は補正前の点線の信号波形から補正される。
このように、オンデューティ信号をフィードバック制御により補正することにより、スイッチング素子を駆動するオンデューティ期間が調整され、リアクトル電流の偏差を調整することが可能となる。 24 and 25 show operation waveform diagrams of the transitional stages of duty correction according to the fifth embodiment. Since FIG. 24 corresponds to the initial stage of correction and FIG. 25 corresponds to the latter stage of correction, the correction is performed in the order of FIG. 23 → FIG. 24 → FIG. 25 → FIG. 22 as a time series.
In FIGS. 24 and 25, dotted waveforms are shown as signals before the correction for each of the reactor current, the gate signal, and the on-duty signal. In FIG. 4, which is the initial stage after the correction, in order to bring the reactor current IL closer to that of FIG. 22, the reactor current IL1 is corrected as a waveform from a dotted line to a broken line, and the reactor current IL2 is a waveform from a dotted line to a dashed line. Correct as follows. Therefore, the feedback control described above is performed so that the on-duty signal D1 is lowered from the dotted line to the solid line and the on-duty signal 1-D2 is lowered from the dotted line to the broken line. When each on-duty signal is adjusted, the on-duty period D1Tsw of the gate signal of the switching element 102 is controlled to be small, and the on-duty period D2Tsw of the gate signal of the switching element 202 is controlled to be large. As a result, the reactor current shows the output waveform adjusted from the dotted line before correction. FIG. 25 shows a stage where the correction control is further advanced from FIG. 24, and each signal is corrected from the dotted line signal waveform before correction as in FIG. 24.
By correcting the on-duty signal by feedback control in this way, the on-duty period for driving the switching element is adjusted, and the deviation of the reactor current can be adjusted.

以上のように、本実施の形態５によれば、実施の形態１と同様、２つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、１つの電流検出手段を用い、出力電圧制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。また、双方向に電力を供給する電力変換器を提供することが可能となる。 As described above, according to the fifth embodiment, as in the first embodiment, the deviation of the reactor currents of the two chopper circuits is calculated by using one current detecting means, and the output voltage control calculation and the flow separation control calculation. Since the correction is made by the above, the current deviation can be feedback-controlled by the circuit configuration of the simple control means with the current detection means smaller than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment or the like. It becomes possible to correct with high accuracy. This makes it possible to provide a small power converter at low cost. Further, it becomes possible to provide a power converter that supplies power in both directions.

実施の形態６．
以下に、実施の形態６に係る電力変換器について図を用いて説明する。
上記実施の形態では、出力電圧をフィードバック制御する出力電圧制御により基準デューティを算出したが、本実施の形態においては、リアクトル電流をフィードバック制御する電流制御による手法を用いる。
図２６は、実施の形態６に係る電力変換器の回路構成を示す図である。図２６の構成は図１の構成と制御手段５００の構成が異なる。以下図１と異なる点を中心に説明する。 Embodiment 6.
Hereinafter, the power converter according to the sixth embodiment will be described with reference to the drawings.
In the above embodiment, the reference duty is calculated by the output voltage control in which the output voltage is feedback-controlled, but in the present embodiment, the method by the current control in which the reactor current is feedback-controlled is used.
FIG. 26 is a diagram showing a circuit configuration of the power converter according to the sixth embodiment. The configuration of FIG. 26 is different from the configuration of FIG. 1 and the configuration of the control means 500. Hereinafter, the points different from FIG. 1 will be mainly described.

制御手段５００においては、電流制御と分流制御の２つの点で制御が行われる。
まず、電流制御について説明する。電力変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分器に入力され、その差であるＶｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒが出力電圧制御器５０１に入力される。この電圧差に基づき、出力電圧制御器５０１からリアクトル電流目標値ＩＬ＊が出力される。出力されたリアクトル電流目標値ＩＬ＊とローパスフィルタ８を介して得られたＩＬ＿ｓｅｎｓｅとの差であるＩＬｖ＿ｅｒｒｏｒが電流制御器５０１ａに入力される。電流制御器５０１ａでは、ＩＬｖ＿ｅｒｒｏｒに基づきオンデューティＤｘを演算し、出力する。出力されたオンデューティＤｘは出力電圧デューティリミッタ５０２に入力され、リミッタによって決められた範囲内の値に補正され、オンデューティＤｙが出力される。このオンデューティＤｙは、リアクトル電流を用いた電流制御による基準デューティに相当する。また、電流制御による演算はフィードバック制御により行われる。 In the control means 500, control is performed at two points, current control and current diversion control.
First, current control will be described. The target value Vout * and Vout_sense of Vout, which is the output of the power converter, are input to the diffifier, and the difference Vout_error is input to the output voltage controller 501. Based on this voltage difference, the reactor current target value IL * is output from the output voltage controller 501. The ILv_error, which is the difference between the output reactor current target value IL * and the IL_sense obtained through the low-pass filter 8, is input to the current controller 501a. The current controller 501a calculates and outputs the on-duty Dx based on ILv_error. The output on-duty Dx is input to the output voltage duty limiter 502, corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty Dy is output. This on-duty dy corresponds to a reference duty by current control using a reactor current. In addition, the calculation by the current control is performed by the feedback control.

分流制御は実施の形態１と同様である。すなわち、分流偏差演算器５０３から出力されたＩＬ＿ｅｒｒｏｒは分流制御器５０４に入力され、分流制御の演算によりオンデューティＤ’が出力される。分流制御器５０４から出力されたオンデューティＤ’は分流制御デューティリミッタ５０５に入力されリミッタによって決められた範囲内の値に補正されて、分流制御の演算によるスイッチング素子１０２のオンデューティの補正量Ｄ１’が出力される。分流偏差を用いた分流制御による演算はフィードバック制御によって行われる。 The diversion control is the same as that of the first embodiment. That is, the IL_error output from the divergence deviation calculator 503 is input to the divergence controller 504, and the on-duty D'is output by the divergence control calculation. The on-duty D'output from the diversion controller 504 is input to the diversion control duty limiter 505 and corrected to a value within the range determined by the limiter, and the on-duty correction amount D1 of the switching element 102 by the calculation of the diversion control is performed. 'Is output. The calculation by the diversion control using the diversion deviation is performed by the feedback control.

次に、電流制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ’を組み合わせてスイッチング素子１０２のオンデューティＤ１とスイッチング素子２０２のオンデューティＤ２を算出する。以下の動作は、実施の形態１の出力電圧制御の演算によるオンデューティＤｙと分流制御の演算によるオンデューティＤ’を組み合わせた動作と同様である。 Next, the on-duty D1 of the switching element 102 and the on-duty D2 of the switching element 202 are calculated by combining the on-duty Dy calculated by the current control and the on-duty D'calculated by the current division control. The following operation is the same as the operation in which the on-duty Dy calculated by the output voltage control and the on-duty D'by the calculation of the diversion control are combined in the first embodiment.

なお、本実施の形態では制御手段５００内の出力電圧制御器５０１で電力変換器の出力であるＶｏｕｔの目標値Ｖｏｕｔ＊とＶｏｕｔ＿ｓｅｎｓｅとが差分であるＶｏｕｔ＿ｅｒｒｏｒを用いて、リアクトル電流目標値ＩＬ＊を算出したが、予めリアクトル電流目標値ＩＬ＊を設定しておけば、本実施の形態においては出力電圧制御器５０１はなくてもよい。 In the present embodiment, the output voltage controller 501 in the control means 500 uses Vout_error, which is the difference between the target value Vout * of Vout, which is the output of the power converter, and Vout_sense, to set the reactor current target value IL *. Although it is calculated, if the reactor current target value IL * is set in advance, the output voltage controller 501 may not be provided in the present embodiment.

以上のように、本実施の形態６によれば、２つのチョッパ回路のリアクトル電流の偏差を、１つの電流検出手段を用い、電流制御の演算と分流制御の演算とにより、補正するようにしたので、チョッパ回路数より少ない電流検出手段で簡単な制御手段の回路構成により、電流偏差をフィードバック制御できるようになるとともに、電流の偏差が環境等により変動しても精度よく補正することが可能になる。これにより、低コストで小型の電力変換器を提供することが可能となる。
なお、実施の形態２から５においてもリアクトル電流を用いた電流制御による基準デューティを演算してもよい。 As described above, according to the sixth embodiment, the deviation of the reactor currents of the two chopper circuits is corrected by the current control calculation and the current division control calculation using one current detecting means. Therefore, the current deviation can be feedback-controlled by the circuit configuration of the simple control means with the current detection means smaller than the number of chopper circuits, and even if the current deviation fluctuates due to the environment etc., it can be corrected accurately. Become. This makes it possible to provide a small power converter at low cost.
Also in the second to fifth embodiments, the reference duty by the current control using the reactor current may be calculated.

［他の変形例］
上記実施の形態では、チョッパ回路として２つあるいは３つの例を示したが、２つ以上であればよい。 [Other variants]
In the above embodiment, two or three examples of the chopper circuit are shown, but two or more may be used.

上記実施の形態１から５では、ダイオード整流の非絶縁昇圧チョッパタイプであるが、同期整流、絶縁型、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどリアクトルで電流を平滑している変換器であれば他の回路方式であってもよい。 In the above-described first to fifth embodiments, the non-insulated boost chopper type of diode rectification is used, but other circuits such as synchronous rectification, isolated type, step-down chopper, buck-boost chopper, etc., which smooth the current with a reactor, are used. It may be a method.

例えば、図２７に実施の形態１の図１の変形例を示すが、２つのチョッパ回路１００，２００のリアクトルは磁気結合していてもよい。このときの相数（チョッパ回路の数）の数え方は、スイッチング素子と整流素子の直列回路を１相とし、チョッパ回路の相数は２つ以上あればよい。図２７では、スイッチング素子とダイオードの直列回路（１相の単位）が２つあり、チョッパ回路は２相、リアクトルは１つの例である。このように、リアクトルが磁気結合の場合は、相数よりリアクトルの数は少なくなる。 For example, FIG. 27 shows a modification of FIG. 1 of the first embodiment, but the reactors of the two chopper circuits 100 and 200 may be magnetically coupled. The number of phases (the number of chopper circuits) at this time may be such that the series circuit of the switching element and the rectifying element is one phase and the number of phases of the chopper circuit is two or more. In FIG. 27, there are two series circuits (units of one phase) of a switching element and a diode, a chopper circuit is a two-phase circuit, and a reactor is one example. As described above, when the reactor is magnetically coupled, the number of reactors is smaller than the number of phases.

上記実施の形態では、リアクトル電流の検出方法の一例を示したが、リアクトル電流の直流値が等しく分流している場合に等しい値となり、リアクトル電流の直流値が等しく分流していない場合に等しくない値になる２つのタイミングであれば、他のタイミングあっても分流制御の偏差を検出することができる。 In the above embodiment, an example of the reactor current detection method is shown, but the values are equal when the DC values of the reactor currents are equally divided, and not equal when the DC values of the reactor currents are not equally divided. If there are two timings that become values, the deviation of the diversion control can be detected even if there are other timings.

なお、上記各実施の形態における制御手段５００は、アナログ回路でも構成することが可能だが、本実施の形態ではマイコンなどのデジタル演算可能な素子を使用することも想定している。
また、制御手段５００は、ハードウエアの一例を図２８に示すように、プロセッサ５２０と記憶装置５３０から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ５２０は、記憶装置５３０から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ５２０にプログラムが入力される。また、プロセッサ５２０は、演算結果等のデータを記憶装置５３０の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。 The control means 500 in each of the above embodiments can be configured by an analog circuit, but in this embodiment, it is assumed that an element capable of digital calculation such as a microcomputer is used.
Further, the control means 500 is composed of a processor 520 and a storage device 530, as shown in FIG. 28 as an example of hardware. Although the storage device is not shown, it includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory. Further, an auxiliary storage device of a hard disk may be provided instead of the flash memory. The processor 520 executes the program input from the storage device 530. In this case, the program is input from the auxiliary storage device to the processor 520 via the volatile storage device. Further, the processor 520 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 530, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device.

各実施の形態のチョッパ回路のスイッチング素子は、半導体スイッチング素子で構成されることが望ましい。半導体スイッチング素子であれば、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）またはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体素子を用いることができる。 It is desirable that the switching element of the chopper circuit of each embodiment is composed of a semiconductor switching element. As for the semiconductor switching element, a self-extinguishing semiconductor element such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) can be used.

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。 Although the present application describes various exemplary embodiments and examples, the various features, embodiments, and functions described in one or more embodiments are applications of a particular embodiment. It is not limited to, but can be applied to embodiments alone or in various combinations.
Therefore, innumerable variations not illustrated are envisioned within the scope of the techniques disclosed herein. For example, it is assumed that at least one component is modified, added or omitted, and further, at least one component is extracted and combined with the components of other embodiments.

１：直流電源、 ２：入力平滑コンデンサ、 ３：出力平滑コンデンサ、 ４：負荷、 ５：入力電圧検出手段、 ６：出力電圧検出手段、 ７，７−１，７−２：電流検出手段、 ８，８−１，８−２：ローパスフィルタ、 １００：第１チョッパ回路、 ２００：第２チョッパ回路、 ３００：第３チョッパ回路、 １０１，２０１，３０１：リアクトル、 １０２，１０４，２０２，２０４，３０２：スイッチング素子、 １０３，２０３，３０３：ダイオード、 ５００：制御手段、 ５０１：出力電圧制御器、 ５０１ａ：電流制御器、 ５０２：出力電圧デューティリミッタ、 ５０３：分流偏差演算器、 ５０４，５０７：分流制御器、 ５０５，５０８：分流制御デューティリミッタ、 ５０６：ゲート信号生成手段、 ５０９：極性判定器、 ５２０：プロセッサ、 ５３０：記憶装置。 1: DC power supply, 2: Input smoothing capacitor, 3: Output smoothing capacitor, 4: Load, 5: Input voltage detecting means, 6: Output voltage detecting means, 7,7-1, 7-2: Current detecting means, 8 , 8-1, 8-2: Low pass filter, 100: 1st chopper circuit, 200: 2nd chopper circuit, 300: 3rd chopper circuit, 101, 201, 301: Reactor, 102, 104, 202, 204, 302 : Switching element, 103, 203, 303: Diode, 500: Control means, 501: Output voltage controller, 501a: Current controller, 502: Output voltage duty limiter, 503: Divergence deviation calculator, 504, 507: Divergence control Instrument, 505, 508: Current diversion control duty limiter, 506: Gate signal generation means, 509: Polarity determiner, 520: Processor, 530: Storage device.

Claims (10)

一端が電源に接続され、並列に複数接続されたチョッパ回路と、
前記電源と前記チョッパ回路との間に、前記チョッパ回路を流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記チョッパ回路を制御する制御手段と、を備えた電力変換器であって、
前記チョッパ回路は直列に接続されたリアクトル、スイッチング素子及び整流素子を有し、
前記電流検出手段は前記チョッパ回路の数より少ない数接続され、
前記制御手段は前記電流検出手段により検出された電流値を基に、予め定められた時刻の間の電流値の差から複数の前記チョッパ回路の電流偏差を算出し、算出された前記電流偏差によって補正された信号により、前記各チョッパ回路のスイッチング素子の駆動を制御する、電力変換器。 A chopper circuit with one end connected to the power supply and multiple connections in parallel,
A current detecting means for detecting a current flowing through the chopper circuit between the power supply and the chopper circuit, and
A power converter including a control means for controlling the chopper circuit .
The chopper circuit has a reactor, a switching element and a rectifying element connected in series.
The current detecting means is connected in a number smaller than the number of the chopper circuits.
The control means calculates the current deviations of a plurality of the chopper circuits from the difference in the current values between predetermined times based on the current values detected by the current detection means, and uses the calculated current deviations. A power converter that controls the drive of the switching element of each chopper circuit by the corrected signal. 前記チョッパ回路から出力される電圧を検出する出力電圧検出手段を備え、
前記制御手段は、前記チョッパ回路で変換される電圧の目標電圧と前記出力電圧検出手段により検出された出力電圧との差から前記スイッチング素子を駆動する基準デューティを算出し、前記基準デューティと前記電流偏差による補正値とに基づいて算出された信号により、前記各チョッパ回路のスイッチング素子の駆動を制御する、請求項１に記載の電力変換器。 An output voltage detecting means for detecting the voltage output from the chopper circuit is provided.
The control means calculates a reference duty for driving the switching element from the difference between the target voltage of the voltage converted by the chopper circuit and the output voltage detected by the output voltage detecting means, and calculates the reference duty and the current. The power converter according to claim 1, wherein the driving of the switching element of each chopper circuit is controlled by a signal calculated based on a correction value due to a deviation. 前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された電流値と前記チョッパ回路を流れる電流の目標値との差から前記スイッチング素子を駆動する基準デューティを算出し、前記基準デューティと前記電流偏差による補正値とに基づいて算出された信号により、前記各チョッパ回路のスイッチング素子の駆動を制御する、請求項１に記載の電力変換器。 The control means calculates a reference duty for driving the switching element from the difference between the current value detected by the current detecting means and the target value of the current flowing through the chopper circuit, and corrects the reference duty and the current deviation. The power converter according to claim 1, wherein the driving of the switching element of each chopper circuit is controlled by a signal calculated based on the value. 前記制御手段において、フィードバック制御により前記電流偏差を算出する請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換器。 The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the control means calculates the current deviation by feedback control. 前記制御手段において、フィードバック制御により前記基準デューティを算出する請求項２または３に記載の電力変換器。 The power converter according to claim 2 or 3, wherein in the control means, the reference duty is calculated by feedback control. 前記制御手段において、前記基準デューティと前記電流偏差による補正値とに基づいて算出された信号は、複数の前記チョッパ回路の前記スイッチング素子に入力されるそれぞれのゲート信号であり、前記電流偏差による補正値の合計を０とする請求項２または３に記載の電力変換器。 In the control means, the signal calculated based on the reference duty and the correction value due to the current deviation is each gate signal input to the switching element of the plurality of chopper circuits, and is corrected by the current deviation. The power converter according to claim 2 or 3, wherein the sum of the values is 0. 前記制御手段は、デジタル回路によって構成された請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換器。 The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the control means is composed of a digital circuit. 前記電流検出手段は、前記チョッパ回路のリアクトルを流れるリアクトル電流を検出し、少なくとも１つの前記電流検出手段により検出された前記リアクトル電流は、複数のリアクトル電流の和であり、
前記制御手段は前記電流検出手段により検出されたリアクトル電流から前記チョッパ回路の電流偏差を算出する請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換器。 The current detecting means detects a reactor current flowing through a reactor of the chopper circuit, and the reactor current detected by at least one of the current detecting means is the sum of a plurality of reactor currents .
The power converter according the detected reactor current in any one of claims 1 to 7 for calculating the current deviation of the chopper circuit by the control means the current detecting means. 前記電流検出手段は、前記チョッパ回路のリアクトルを流れるリアクトル電流を検出し、前記制御手段は、前記リアクトルの直流重畳特性による変化を利用して前記チョッパ回路の電流偏差を算出する請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換器。 Said current detecting means detects a reactor current flowing through the reactor of the chopper circuit, the control means 8 from claim 1 for calculating the current deviation of the chopper circuit by utilizing a change due to DC superposition characteristics of the reactor The power converter according to any one of the above items. 前記電流偏差を算出するための予め定められた時刻は、前記スイッチング素子のスイッチング周期を決めるキャリア波の山及び谷と重ならない時刻である請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換器。 The power conversion according to any one of claims 1 to 9, wherein the predetermined time for calculating the current deviation is a time that does not overlap with the peak and valley of the carrier wave that determines the switching cycle of the switching element. vessel.
JP2019103474A 2019-06-03 2019-06-03 Power converter Active JP6779339B1 (en)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019103474A JP6779339B1 (en) 2019-06-03 2019-06-03 Power converter
CN202010474856.8A CN112039338B (en) 2019-06-03 2020-05-29 Power converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019103474A JP6779339B1 (en) 2019-06-03 2019-06-03 Power converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP6779339B1 true JP6779339B1 (en) 2020-11-04
JP2020198701A JP2020198701A (en) 2020-12-10

Family

ID=73022452

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019103474A Active JP6779339B1 (en) 2019-06-03 2019-06-03 Power converter

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6779339B1 (en)
CN (1) CN112039338B (en)

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2869498B2 (en) * 1990-09-10 1999-03-10 株式会社日立製作所 Power converter
JP3954503B2 (en) * 2003-01-23 2007-08-08 株式会社東芝 Electric vehicle power converter
JP2005081379A (en) * 2003-09-09 2005-03-31 Daihen Corp Arc welder
JP4356715B2 (en) * 2006-08-02 2009-11-04 トヨタ自動車株式会社 Power supply device and vehicle equipped with power supply device
EP2790317B1 (en) * 2011-12-06 2018-06-20 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
EP2840695B1 (en) * 2012-04-20 2018-01-31 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device, motor drive control apparatus provided with power conversion device, air blower and compressor provided with motor drive control apparatus, and air conditioner provided with air blower or compressor
JP2014233168A (en) * 2013-05-30 2014-12-11 富士電機株式会社 Modular multilevel converter
JP2015109781A (en) * 2013-12-06 2015-06-11 株式会社明電舎 System interconnection power conversion device
JP5717838B2 (en) * 2013-12-26 2015-05-13 三菱電機株式会社 Power converter
JP2018093558A (en) * 2015-04-06 2018-06-14 富士電機株式会社 Electric power conversion system

Also Published As

Publication number Publication date
CN112039338A (en) 2020-12-04
CN112039338B (en) 2024-02-06
JP2020198701A (en) 2020-12-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2501027B1 (en) Switching power supply circuit
JP5377634B2 (en) Control device for load drive system
KR101840412B1 (en) Buck switch-mode power converter large signal transient response optimizer
US9035633B1 (en) Switching power converter control
JPWO2006103869A1 (en) Current control device and current offset correction method thereof
KR102441722B1 (en) Conversion device
JP2009213239A (en) Dc power supply apparatus, and inverter system for system interconnection using same
JP6185860B2 (en) Bidirectional converter
CN110402534B (en) Power supply device for vehicle
US11005471B2 (en) Signal generating circuit and power supply device
JP4929863B2 (en) Power converter
WO2019207663A1 (en) Power conversion device
JPWO2016125682A1 (en) DC / DC converter
JP5323426B2 (en) Power converter
Lee et al. A dead-beat control for bridgeless inverter systems to reduce the distortion of grid current
JP6349974B2 (en) Conversion device
JP5323383B2 (en) Power converter
JP6779339B1 (en) Power converter
US11569748B2 (en) Interpolation control for balancing currents in interleaved power converters
JP5924281B2 (en) Power conversion apparatus and grid interconnection system
US20230336092A1 (en) Power conversion device
JP2005176532A (en) Digital type dc power supply control device and method
JP4752736B2 (en) Power converter
JP5979472B2 (en) Switching power supply
Suzdalenko et al. Single-loop Current Sensorless Control with Self-detection of Conduction Losses Applied to Neutral Point Clamped Multilevel Converter

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20190603

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200605

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20200605

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20200721

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200817

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20200915

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20201013

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6779339

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111