JP6769246B2 - Electric motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、電動機の通電を制御する電動機制御装置に関する。 The present invention relates to an electric motor control device that controls energization of an electric motor.
一般に制御のフィードバックゲインは、求められる応答性と制御対象の特性とにより、最適な値が変化する。制御対象が電動機の場合、巻線抵抗や巻線インダクタンス等が制御対象の特性となる。従来技術では、これらの特性の大きさと求められる応答性とからフィードバックゲインを決定し、演算の定数として使用してきた。
動作条件に応じてフィードバックゲインを変更する従来技術として、例えば特許文献１に開示された電動パワーステアリング装置は、車両が直進状態であると判断された場合にフィードバック制御の応答性を下げるようにフィードバックゲインを変更する。
Generally, the optimum value of the feedback gain of the control changes depending on the required responsiveness and the characteristics of the controlled object. When the control target is an electric motor, the winding resistance, winding inductance, and the like are the characteristics of the control target. In the prior art, the feedback gain has been determined from the magnitude of these characteristics and the required responsiveness, and used as a constant for calculation.
As a conventional technique for changing the feedback gain according to the operating conditions, for example, the electric power steering device disclosed in
電動機制御においてフィードバックゲインを決定するための特性である巻線抵抗や巻線インダクタンスは、製造ばらつきや経年劣化等により変化する。そのため、全製品のフィードバックゲインを一律に設定すると、個体毎の応答性は必然的にばらつく。また、巻線抵抗や巻線インダクタンスは温度等の使用環境要因によっても変化するため、求められる応答性が満足できないおそれがある。一方、応答性を安定させるために製造ばらつきを抑えたり、経年劣化性能を上げた素材を使用したりすると、コストが上昇する。
特許文献１には、このような個体ばらつきや経年変化に応じてフィードバックゲインを変更することについて何ら言及されていない。
The winding resistance and winding inductance, which are the characteristics for determining the feedback gain in motor control, change due to manufacturing variations, aging deterioration, and the like. Therefore, if the feedback gain of all products is set uniformly, the responsiveness of each individual will inevitably vary. Further, since the winding resistance and the winding inductance change depending on the operating environment factors such as temperature, the required responsiveness may not be satisfied. On the other hand, if manufacturing variation is suppressed in order to stabilize responsiveness, or if a material with improved aging performance is used, the cost increases.
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、個体ばらつきや経年劣化に応じて、安定した電流応答性を確保可能な電動機制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide an electric motor control device capable of ensuring stable current responsiveness in response to individual variation and aging deterioration.
本発明の電動機制御装置は、電動機（８０）を駆動する駆動回路（６０）と、電流指令部（４１）と、電流検出部（７０）と、電流フィードバック演算部（４３）と、推定電流算出部（４４）と、フィードバック定数生成部（４５）と、を備える。
電流指令部（４１）は、電動機に通電する指令電流（Ｉ*）を決定する。
電流検出部（７０）は、電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする。
電流フィードバック演算部（４３）は、指令電流と検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、駆動回路への指令信号を演算する。
The electric motor control device of the present invention includes a drive circuit (60) for driving the electric motor (80), a current command unit (41), a current detection unit (70), a current feedback calculation unit (43), and an estimated current calculation. A unit (44) and a feedback constant generation unit (45) are provided.
The current command unit (41) determines the command current (I * ) for energizing the electric motor.
The current detection unit (70) detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback calculation unit (43) commands the drive circuit by a proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Compute the signal.
推定電流算出部（４４）は、指令電流に対する応答によって電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する。
本発明の一態様において、フィードバック定数生成部（４５）は、「設定された評価タイミングにおける推定電流から検出電流を減じた値」である評価電流差（ΔＩｅｖ）に基づき、検出電流を推定電流に近づけるように修正した比例項ゲイン及び積分項ゲインを生成する。
The estimated current calculation unit (44) estimates the current flowing through the electric motor in response to the command current, and outputs it as an estimated current (Iest).
In one aspect of the present invention, the feedback constant generation unit (45) uses the detected current as the estimated current based on the evaluation current difference (ΔIev), which is “a value obtained by subtracting the detected current from the estimated current at the set evaluation timing”. Generate proportional term gain and integral term gain modified to be closer.
本発明の電動機制御装置は、指令電流に基づいて推定した推定電流と検出電流とを比較し、検出電流を推定電流に近づけるように比例項ゲイン及び積分項ゲインを修正する。この処理を「応答性安定化処理」という。本発明の電動機制御装置は、応答性安定化処理により、個体毎の現在の電流応答性を狙いの特性に合わせることができる。よって、個体ばらつきや経年劣化に応じて、安定した電流応答性を確保することができる。 The electric motor control device of the present invention compares the estimated current estimated based on the command current with the detected current, and modifies the proportional term gain and the integrated term gain so that the detected current approaches the estimated current. This process is called "responsiveness stabilization process". In the electric motor control device of the present invention, the current current responsiveness of each individual can be adjusted to the desired characteristics by the responsiveness stabilization process. Therefore, stable current responsiveness can be ensured according to individual variation and deterioration over time.
指令電流として、目標値（Ｉｔｇｔ）が推定電流算出部にステップ入力されてもよい。この場合、推定電流算出部は、指令電流に対する所定の時定数の一次遅れ応答として評価タイミングにおける推定電流を都度算出してもよい。或いは、推定電流算出部は、予め記憶した情報を読み出して推定電流を都度算出してもよい。
また、指令電流として、連続的に変化する電流が推定電流算出部に入力されてもよい。
As the command current, the target value (Itgt) may be step-input to the estimated current calculation unit. In this case, the estimated current calculation unit may calculate the estimated current at the evaluation timing each time as a first-order delay response of a predetermined time constant with respect to the command current. Alternatively, the estimated current calculation unit may read out the information stored in advance and calculate the estimated current each time.
Further, as a command current, a continuously changing current may be input to the estimated current calculation unit.
本発明の一態様では、フィードバック定数生成部は、評価電流差が正の閾値（＋α）より大きいとき、比例項ゲイン及び積分項ゲインを大きくする側に変更し、評価電流差が負の閾値（―α）より小さいとき、比例項ゲイン及び積分項ゲインを小さくする側に変更する。具体的に、フィードバック定数生成部は、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値に対し、それぞれ、修正値を加減算又は乗算して、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値を生成する。 In one aspect of the present invention, when the evaluation current difference is larger than the positive threshold value (+ α) , the feedback constant generator is changed to the side where the proportional term gain and the integral term gain are increased, and the evaluation current difference is a negative threshold value ( when less than-.alpha.), to change to the side to reduce the proportional term gain and the integral term gain. Specifically, the feedback constant generation unit adds, subtracts, or multiplies the correction values to the previous values of the proportional term gain and the integral term gain, respectively, and generates the current values of the proportional term gain and the integral term gain.
また、本発明の他の態様では、「推定電流が基準電流値（Ｉｒｅｆ）に到達するまでの推定到達時間（ｔｅｓｔ）から、検出電流が実際に基準電流値に到達するまでの計測到達時間（ｔｍｓｒ）を減じた値」が到達時間差（Δｔｒｃ）と定義される。フィードバック定数生成部（４５）は、到達時間差に基づき、検出電流を推定電流に近づけるように修正した比例項ゲイン及び積分項ゲインを生成する。
この態様の電動機制御装置も、同様の応答性安定化処理を実行することにより、個体ばらつきや経年劣化に応じて、安定した電流応答性を確保することができる。
Further, in another aspect of the present invention, "from the estimated arrival time (test) until the estimated current reaches the reference current value (Iref) to the measured arrival time (test) until the detected current actually reaches the reference current value ( The value obtained by subtracting tmsr) is defined as the time of arrival difference (Δtrc). The feedback constant generation unit (45) generates a proportional term gain and an integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the arrival time difference.
By executing the same responsiveness stabilization process in the electric motor control device of this embodiment, stable current responsiveness can be ensured according to individual variation and aging deterioration.
以下、電動機制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。この電動機制御装置は、例えば、電動パワーステアリング装置において操舵アシストモータを駆動する制御装置として用いられる。以下の第１〜第６実施形態は、装置を構成する要素自体は同一であり、具体的な処理の実行方法が異なる。 Hereinafter, a plurality of embodiments of the electric motor control device will be described with reference to the drawings. This electric motor control device is used, for example, as a control device for driving a steering assist motor in an electric power steering device. In the following first to sixth embodiments, the elements themselves constituting the apparatus are the same, and the specific method of executing the process is different.
［電動機制御装置の構成］
最初に各実施形態に共通の電動機制御装置１０の構成について、図１、図２を参照して説明する。
図１に、電動機制御装置１０の全体構成を示す。電動機８０は、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２、Ｗ相巻線８３からなる三相巻線を有する三相ブラシレスモータである。
電動機制御装置１０は、インバータ６０、電流検出部７０及び制御部４０等を備える。
[Composition of motor control device]
First, the configuration of the electric
FIG. 1 shows the overall configuration of the electric
The electric
「駆動回路」としてのインバータ６０は、６個のスイッチング素子６１−６６の動作により、バッテリ１１の直流電力を三相交流電力に変換して電動機８０に通電する。インバータ６０の入力部には、電源リレー１２及び平滑コンデンサ１３が設けられている。
スイッチング素子６１−６６は、例えばＭＯＳＦＥＴで構成され、ブリッジ接続されている。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。
The
The switching elements 61-66 are composed of, for example, MOSFETs, and are bridge-connected. The
電流検出部７０は、電流検出素子７１、７２、７３により、電動機８０に流れる各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、制御部４０にフィードバックする。図１の例では、各相の低電位側スイッチング素子６４、６５、６６とグランドとの間にシャント抵抗である電流検出素子７１、７２、７３が設けられている。他の例では、インバータ６０から巻線８１、８２、８３への電流経路に電流検出素子７１、７２、７３が設けられてもよい。以下、検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを包括して「検出電流Ｉｓｎｓ」と記す。
回転角センサ８５は、電動機８０の電気角θを検出し、制御部４０に通知する。
The
The rotation angle sensor 85 detects the electric angle θ of the
制御部４０は、マイコン、プリドライバ等で構成される。電動パワーステアリング装置に適用される電動機制御装置１０の場合、図示しない操舵トルクセンサからの操舵トルクｔｒｑの情報が制御部４０に入力される。制御部４０は、操舵トルクｔｒｑ、検出電流Ｉｓｎｓ及び電気角θのフィードバック情報等に基づいてインバータ６０のスイッチング素子６１〜６６を動作させ、電動機８０の通電を制御する。
The
図２に、制御部４０内の構成を含めた電動機制御装置１０の制御ブロック図を示す。
制御部４０は、一般的な電流フィードバック制御の構成として、電流指令部４１、偏差算出部４２及び電流フィードバック（図中「ＦＢ」）演算部４３を備える。また、本実施形態の制御部４０は、推定電流算出部４４及びフィードバック定数生成部４５を備える。
FIG. 2 shows a control block diagram of the electric
The
電流指令部４１は、操舵トルクｔｒｑに基づいて、電動機８０に通電する指令電流Ｉ*を決定する。
偏差算出部４２は、指令電流Ｉ*と検出電流Ｉｓｎｓとの偏差ΔＩｆｂを算出する。なお、周知のベクトル制御による座標変換演算の説明は省略する。ベクトル制御では、検出電流Ｉｓｎｓは三相電流からｄｑ軸電流に変換された後、ｄｑ軸毎に指令電流との偏差が算出される。
The
The
電流フィードバック演算部４３は、電流偏差ΔＩｆｂに基づく電流フィードバック制御において、フィードバック定数として比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを用いたＰＩ演算により、インバータ６０への指令信号を演算する。指令信号としては、ＰＷＭ指令信号やパルスパターン信号が用いられる。
指令信号に従ってインバータ６０がスイッチング動作することで、電動機８０は所望のアシストトルクを出力するように駆動される。
The current
By switching the
ところで、電動機制御においてフィードバックゲインを決定するための特性である巻線抵抗や巻線インダクタンスは、製造ばらつきや経年劣化等により変化する。そのため、全製品のフィードバックゲインを一律に設定すると、個体毎の応答性は必然的にばらつく。また、巻線抵抗や巻線インダクタンスは温度等の使用環境要因によっても変化するため、求められる応答性が満足できないおそれがある。一方、応答性を安定させるために製造ばらつきを抑えたり、経年劣化性能を上げた素材を使用したりすると、コストが上昇する。 By the way, the winding resistance and the winding inductance, which are the characteristics for determining the feedback gain in the motor control, change due to manufacturing variations, aging deterioration, and the like. Therefore, if the feedback gain of all products is set uniformly, the responsiveness of each individual will inevitably vary. Further, since the winding resistance and the winding inductance change depending on the operating environment factors such as temperature, the required responsiveness may not be satisfied. On the other hand, if manufacturing variation is suppressed in order to stabilize responsiveness, or if a material with improved aging performance is used, the cost increases.
そこで、本実施形態の電動機制御装置１０は、個体毎の特性ばらつきや経年劣化に対し安定した電流応答性を確保するための構成として、推定電流算出部４４及びフィードバック定数生成部４５を備える。
推定電流算出部４４は、指令電流Ｉ*に対する応答によって電動機８０に流れる電流を推定し、推定電流Ｉｅｓｔとして出力する。
Therefore, the electric
The estimated
フィードバック定数生成部４５は、推定電流算出部４４から推定電流Ｉｅｓｔを取得し、電流検出部７０から検出電流Ｉｓｎｓを取得する。フィードバック定数生成部４５は、任意の評価タイミングにおける推定電流Ｉｅｓｔと検出電流Ｉｓｎｓとを比較し、推定電流Ｉｅｓｔから検出電流Ｉｓｎｓを減じた値である評価電流差ΔＩｅｖを算出する。
そして、フィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖに基づき、検出電流Ｉｓｎｓを推定電流Ｉｅｓｔに近づけるように修正した比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを生成する。
The feedback
Then, the feedback
ここで、推定電流算出部４４による推定電流Ｉｅｓｔの算出、及び、フィードバック定数生成部４５による比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉの生成に関して、それぞれ複数のパターンが実施可能である。また、推定電流算出部４４及びフィードバック定数生成部４５の処理をまとめて、「応答性安定化処理」という。
以下、「応答性安定化処理」の複数のパターンについて、実施形態毎にフローチャート及び応答タイムチャート等を参照して説明する。以下のフローチャートの説明で記号Ｓは「ステップ」を表す。また、複数の実施形態のフローチャートにおける実質的に同一のステップには、同一のステップ番号を付して説明を省略する。また、以下の第１〜第６実施形態を包括して「本実施形態」という。
Here, a plurality of patterns can be implemented for each of the calculation of the estimated current Iest by the estimated
Hereinafter, a plurality of patterns of the “responsiveness stabilization process” will be described with reference to a flowchart, a response time chart, and the like for each embodiment. In the following flowchart description, the symbol S represents a "step". Further, substantially the same steps in the flowcharts of the plurality of embodiments are designated by the same step numbers, and the description thereof will be omitted. In addition, the following first to sixth embodiments are collectively referred to as "the present embodiment".
（第１実施形態）
第１実施形態の応答性安定化処理について、図３のフローチャート、及び、図４を参照して説明する。第１実施形態では、指令電流Ｉ*として、目標値Ｉｔｇｔが推定電流算出部４４にステップ入力される。以下、図４（ａ）に示すように、指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔがステップ入力される時刻を「ｔ＝０」と定義する。図４（ａ）の横軸ｔは、ステップ入力からの経過時間を意味する。
第１実施形態の応答性安定化処理は、例えば電動機８０の駆動開始時における初期検査で実行される。この場合、指令電流Ｉ*は、通常動作中に運転者の操舵トルクに応じて電動機８０を駆動するためのものではなく、検査用に強制的に入力されるものである。この前提は、第５実施形態以外の第２、第３、第４、第６実施形態についても同様とする。
(First Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the first embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 3 and FIG. In the first embodiment, the target value Itgt is step-input to the estimated
The responsiveness stabilization process of the first embodiment is executed, for example, in the initial inspection at the start of driving the
図３のＳ１０、Ｓ１１、Ｓ１２のうち、都合上、Ｓ１１の説明を後に回す。Ｓ１０及びＳ１２にて、「指令電流Ｉ*≒０」である期間、すなわち、計測誤差等を考慮して「指令電流Ｉ*が実質的に０である期間」に、指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔが推定電流算出部４４にステップ入力される。
本実施形態で「指令電流Ｉ*≒０」である期間にのみ応答性安定化処理を実行する意味合いは、インバータ６０が中立状態であり、電動機８０がアシストトルクを出力していないときに強制的に指令電流Ｉ*をステップ入力し、電流応答性を調整する点にある。したがって、Ｓ１０の判断は、「インバータ６０が中立状態」、具体的にはＰＷＭ制御での駆動ＤＵＴＹが上下アームのスイッチング素子のいずれも５０％であるとき、としてもよい。これにより、応答性安定化処理の実行による操舵への影響を回避することができる。
Of S10, S11, and S12 in FIG. 3, the description of S11 will be given later for convenience. At S10 and S12, "the command current I * ≒ 0" in a period, namely, in consideration of the measurement error or the like "period command current I * is substantially 0", the command current I * of the target value Itgt is step-input to the estimated
In the present embodiment, the meaning of executing the responsiveness stabilization process only during the period when the "command current I * ≈ 0" is that the
Ｓ１３で、推定電流算出部４４は、時間ｔの関数式（１）を用いて、目標値Ｉｔｇｔのステップ入力に対する時定数Ｔの一次遅れ応答として推定電流Ｉｅｓｔを算出する。
Ｔｏ＝Ｌ／Ｒ ・・・（２）
現実の設計では、巻線抵抗Ｒ及び巻線インダクタンスＬの特性値として、例えば部品のカタログ値、その製品の製造ロットで抜き取り検査された代表値、製造検査での規格値等を用いることが考えられる。
In S13, the estimated
To = L / R ・ ・ ・ (2)
In the actual design, it is conceivable to use, for example, the catalog value of the part, the representative value sampled and inspected in the manufacturing lot of the product, the standard value in the manufacturing inspection, etc. as the characteristic values of the winding resistance R and the winding inductance L. Be done.
ただし、製品毎に個体ばらつきは必ず存在する。また、製品出荷時の初期特性に対し、使用時の温度等の環境変化や経年劣化によっても特性値は変化する。したがって、実際に電動機８０に流れる検出電流Ｉｓｎｓの応答性は、理論時定数Ｔｏに基づいて推定される推定電流Ｉｅｓｔの応答性に対してばらつく。図４（ａ）に、検出電流Ｉｓｎｓの三通りのばらつきパターンを二点鎖線で示す。
なお、一次遅れ応答特性を決めるパラメータとして、時定数Ｔと相関のあるカットオフ周波数ｆｃを用いてもよい。
However, there are always individual variations for each product. In addition, the characteristic values change with respect to the initial characteristics at the time of product shipment due to environmental changes such as temperature during use and aging deterioration. Therefore, the responsiveness of the detected current Isns that actually flows through the
The cutoff frequency fc that correlates with the time constant T may be used as a parameter that determines the first-order delay response characteristic.
フィードバック定数生成部４５は、Ｓ１４で、評価タイミングｔ（ｎ）における推定電流Ｉｅｓｔから検出電流Ｉｓｎｓを減じて、評価電流差ΔＩｅｖを算出する。なお、指令電流Ｉ*のステップ入力から評価タイミングｔ（ｎ）までの時間ｔは、固定値として設定されてもよい。評価タイミングｔ（ｎ）における推定電流Ｉｅｓｔは、式（１）より一つの値に決まる。一方、評価タイミングｔ（ｎ）における検出電流の値Ｉｓｎｓ（ｎ）は、製品個体や検査時期により異なる。図４（ａ）では、丸印の検出電流Ｉｓｎｓ（ｎ）＿Ｍを例として、評価電流差ΔＩｅｖを図示する。
In S14, the feedback
続いてフィードバック定数生成部４５は、Ｓ１５及びＳ１６で、評価電流差ΔＩｅｖと閾値±αとを比較する。Ｓ１５では、評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいか否か、Ｓ１６では、評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいか否かが判断される。
「ΔＩｅｖ＞＋α」のとき、Ｓ１５でＹＥＳと判断され、Ｓ１７に移行する。
「ΔＩｅｖ＜−α」のとき、Ｓ１５でＮＯ、Ｓ１６でＹＥＳと判断され、Ｓ１８に移行する。
「−α≦ΔＩｅｖ≦＋α」のとき、Ｓ１５でＮＯ、Ｓ１６でＮＯと判断され、Ｓ１９に移行する。
Subsequently, the feedback
When "ΔIev> + α", YES is determined in S15, and the process proceeds to S17.
When "ΔIev <−α", it is determined that S15 is NO and S16 is YES, and the process proceeds to S18.
When “−α ≦ ΔIev ≦ + α”, it is determined that S15 is NO and S16 is NO, and the process proceeds to S19.
図４（ａ）において、評価タイミングｔ（ｎ）における推定電流Ｉｅｓｔを中心とする「Ｉｅｓｔ−α」から「Ｉｅｓｔ＋α」までの範囲を「±α範囲」という。
上向三角印の検出電流Ｉｓｎｓ（ｎ）＿Ｌは±α範囲より下の領域にあり、評価電流差ΔＩｅｖは「ΔＩｅｖ＞＋α」となる。
下向三角印の検出電流Ｉｓｎｓ（ｎ）＿Ｈは±α範囲より上の領域にあり、評価電流差ΔＩｅｖは「ΔＩｅｖ＜−α」となる。
丸印の検出電流Ｉｓｎｓ（ｎ）＿Ｍは±α範囲内にあり、評価電流差ΔＩｅｖは「−α≦ΔＩｅｖ≦＋α」となる。
In FIG. 4A, the range from “Iest−α” to “Iest + α” centered on the estimated current Iest at the evaluation timing t (n) is referred to as “± α range”.
The detection current Isns (n) _L of the upward triangle mark is in the region below the ± α range, and the evaluation current difference ΔIev is “ΔIev> + α”.
The detection current Isns (n) _H of the downward triangle mark is in the region above the ± α range, and the evaluation current difference ΔIev is “ΔIev <−α”.
The detection current Isns (n) _M marked with a circle is within the range of ± α, and the evaluation current difference ΔIev is “−α ≦ ΔIev ≦ + α”.
Ｓ１７〜Ｓ１９では、比例項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）及び積分項ゲインの前回値ｋｉ（ｎ−１）に基づいて、比例項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）及び積分項ゲインの今回値ｋｉ（ｎ）が生成される。
第１実施形態では、正の値である比例項ゲインの基本変動量Δｋｐ、及び、正の値である積分項ゲインの基本変動量Δｋｉが設定されている。
In S17 to S19, the current value kp (n) of the proportional term gain and the current value of the integral term gain are based on the previous value kp (n-1) of the proportional term gain and the previous value ki (n-1) of the integral term gain. The value ki (n) is generated.
In the first embodiment, the basic fluctuation amount Δkp of the proportional term gain which is a positive value and the basic fluctuation amount Δki of the integral term gain which is a positive value are set.
Ｓ１７では、式（３．１）、（３．２）により、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）に、それぞれ基本変動量Δｋｐ、Δｋｉが加算され、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）が生成される。
ｋｐ（ｎ）＝ｋｐ（ｎ−１）＋Δｋｐ ・・・（３．１）
ｋｉ（ｎ）＝ｋｉ（ｎ−１）＋Δｋｉ ・・・（３．２）
こうしてフィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを大きくする側に変更する。
In S17, the basic fluctuation amounts Δkp and Δki are set in the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain according to the equations (3.1) and (3.2), respectively. The addition is performed to generate the current values kp (n) and ki (n) of the proportional term gain and the integral term gain.
kp (n) = kp (n-1) + Δkp ... (3.1)
ki (n) = ki (n-1) + Δki ... (3.2)
In this way, the feedback
Ｓ１８では、式（３．３）、（３．４）により、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）から、それぞれ基本変動量Δｋｐ、Δｋｉが減算され、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）が生成される。
ｋｐ（ｎ）＝ｋｐ（ｎ−１）−Δｋｐ ・・・（３．３）
ｋｉ（ｎ）＝ｋｉ（ｎ−１）−Δｋｉ ・・・（３．４）
こうしてフィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを小さくする側に変更する。
In S18, the basic fluctuation amounts Δkp and Δki are obtained from the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain according to the equations (3.3) and (3.4), respectively. It is subtracted to generate the current values kp (n) and ki (n) of the proportional term gain and the integral term gain.
kp (n) = kp (n-1) -Δkp ... (3.3)
ki (n) = ki (n-1) -Δki ... (3.4)
In this way, the feedback
Ｓ１９では、式（３．５）、（３．６）により、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）がそのまま維持され、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）が生成される。
ｋｐ（ｎ）＝ｋｐ（ｎ−１） ・・・（３．５）
ｋｉ（ｎ）＝ｋｉ（ｎ−１） ・・・（３．６）
In S19, the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain are maintained as they are by the equations (3.5) and (3.6), and the proportional term gain and the integral are maintained. The current values kp (n) and ki (n) of the term gain are generated.
kp (n) = kp (n-1) ... (3.5)
ki (n) = ki (n-1) ... (3.6)
Ｓ１７又はＳ１８が実行されると、Ｓ１０の前に戻り、次回の処理に移る。
図４（ｂ）に示すように、第１実施形態での「次回」とは、指令電流Ｉ*が目標値Ｉｔｇｔから一度０になった後、再び目標値Ｉｔｇｔがステップ入力された時の処理である。すなわち、目標値Ｉｔｇｔのステップ入力毎に、処理ループが繰り返される。
例えば現在がｎ回目の処理であるとする。Ｓ１０で、指令電流Ｉ*が実質的に０であると判断されると、前回処理のＳ１７又はＳ１８で修正された比例項ゲインｋｐ（ｎ−１）及び積分項ゲインｋｉ（ｎ−１）がＳ１１で制御に反映される。つまり、電流フィードバック演算部４３は、フィードバック制御の比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉの値を前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）に更新する。
When S17 or S18 is executed, it returns to the front of S10 and moves to the next processing.
As shown in FIG. 4B, the “next time” in the first embodiment is a process when the target value Itgt is step-input again after the command current I * once becomes 0 from the target value Itgt. Is. That is, the processing loop is repeated for each step input of the target value Itgt.
For example, it is assumed that the present is the nth process. When it is determined in S10 that the command current I * is substantially 0, the proportional term gain kp (n-1) and the integral term gain ki (n-1) corrected in the previous processing S17 or S18 are increased. It is reflected in the control in S11. That is, the current
Ｓ１２では、ｎ回目の指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔがステップ入力される。そして、ｎ回目の処理で算出された評価電流差ΔＩｅｖがやはり±α範囲外にあり、Ｓ１７又はＳ１８が実行されると、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）は、（ｎ＋１）回目の処理のＳ１１で反映される。
その後、評価電流差ΔＩｅｖが±α範囲内に入り、Ｓ１９に移行するまで、処理ループが繰り返される。Ｓ１９に移行すると、検出電流Ｉｓｎｓが推定電流Ｉｅｓｔに一致して応答性が安定したとみなされ、応答性安定化処理のルーチンが終了する。
In S12, the target value Itgt of the nth command current I * is step-input. Then, when the evaluation current difference ΔIev calculated in the nth process is also out of the ± α range and S17 or S18 is executed, the current values of the proportional term gain and the integral term gain are kp (n) and ki (n). ) Is reflected in S11 of the (n + 1) th process.
After that, the processing loop is repeated until the evaluation current difference ΔIev falls within the ± α range and shifts to S19. When the transition to S19 occurs, the detected current Iss matches the estimated current Iest and the responsiveness is considered to be stable, and the responsiveness stabilization processing routine ends.
図４（ｂ）に示す例では、（ｎ−１）回目、ｎ回目の目標値Ｉｔｇｔのステップ入力に対する検出電流Ｉｓｎｓが±α範囲よりも下の領域にあるため、ブロック矢印で示すように、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを大きくする側に変更する処理がなされる。そして、（ｎ＋１）回目の目標値Ｉｔｇｔのステップ入力において、検出電流Ｉｓｎｓが±α範囲内に入ったため、このときの比例項ゲインｋｐ（ｎ＋１）及び積分項ゲインｋｉ（ｎ＋１）が以後の制御で用いられる。 In the example shown in FIG. 4B, since the detection current Iss for the step input of the target value Itgt at the (n-1) th and the nth times is in the region below the ± α range, as shown by the block arrow, The process of changing the proportional term gain kp and the integral term gain ki to the side of increasing is performed. Then, in the step input of the target value Itgt at the (n + 1) th time, the detected current Iss is within the ± α range, so that the proportional term gain kp (n + 1) and the integral term gain ki (n + 1) at this time are controlled later. Used.
（効果）
第１実施形態をはじめとする各実施形態の電動機制御装置１０は、指令電流Ｉ*に基づいて推定した推定電流Ｉｅｓｔと検出電流Ｉｓｎｓとを比較し、検出電流Ｉｓｎｓを推定電流Ｉｅｓｔに近づけるように比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを修正する。
各実施形態の電動機制御装置１０は、この応答性安定化処理により、個体毎の現在の電流応答性を狙いの特性に合わせることができる。よって、個体ばらつきや経年劣化に応じて、安定した電流応答性を確保することができる。
(effect)
The electric
The electric
第１実施形態の推定電流算出部４４は、一般式（１）を用いて、指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔのステップ入力に対する一次遅れ応答として推定電流Ｉｅｓｔを算出する。これにより、任意の目標値Ｉｔｇｔに対する任意の評価タイミングｔ（ｎ）の推定電流Ｉｅｓｔを単一のロジックで算出することができる。
The estimated
第１実施形態のフィードバック定数生成部４５は、一回の処理で比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを基本変動量Δｋｐ、Δｋｉずつ増減させる処理を繰り返し、検出電流Ｉｓｎｓを推定電流Ｉｅｓｔに少しずつ近づけるように修正する。これにより、急激なフィードバックゲイン変更によるオーバーシュートやアンダーシュートを防止しつつ、電流応答性を徐々に安定化させることができる。
The feedback
（第２実施形態）
第２実施形態の応答性安定化処理について、図５のフローチャート、及び、図６の推定電流テーブルを参照して説明する。
第２実施形態は、推定電流算出部４４による推定電流Ｉｅｓｔの算出方法が第１実施形態と異なる。推定電流算出部４４は、指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔ及びステップ入力からの経過時間ｔについて、例えば「目標値Ｉｔｇｔ＝１００Ａ、時間ｔ＝０．１ｍｓ」というように、有限個の設定条件での推定電流Ｉｅｓｔのデータを予めマップやテーブルに記憶している。
(Second Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 5 and the estimated current table of FIG.
In the second embodiment, the method of calculating the estimated current Iest by the estimated
図６に、推定電流算出部４４が記憶している推定電流テーブルの例を示す。例えば目標値Ｉｔｇｔが１００［Ａ］のとき、ステップ入力からの経過時間ｔ＝＊［ｍｓ］での推定電流Ｉｅｓｔは６０［Ａ］、ｔ＝＊＊［ｍｓ］での推定電流Ｉｅｓｔは８０［Ａ］と規定されている。応答性安定化処理を初期検査として実行する場合、数点の検査条件が固定値として設定されれば十分である。最も単純には、一点の条件のみが設定されてもよい。
この推定電流Ｉｅｓｔのデータは、例えば上記の理論時定数Ｔｏを用いた式（１）により、ステップ入力に対する一次遅れ応答として予め算出されたものである。
FIG. 6 shows an example of the estimated current table stored in the estimated
The data of the estimated current Iest is calculated in advance as a first-order lag response to the step input by, for example, the equation (1) using the theoretical time constant To described above.
図５のフローチャートは、図３に対しＳ２３のみが異なり、その他は同じである。
Ｓ１２で指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔが入力されると、推定電流算出部４４は、Ｓ２３でマップやテーブルから対応する推定電流Ｉｅｓｔのデータを読み出し、フィードバック定数生成部４５に出力する。つまり、第２実施形態での推定電流Ｉｅｓｔの「算出」とは、計算処理ではなく、記憶データの読み出し処理を意味する。
このように第２実施形態では、推定電流算出部４４は、予め記憶された有限個のデータを読み出して推定電流Ｉｅｓｔを算出するため、演算負荷を低減することができる。
The flowchart of FIG. 5 differs from FIG. 3 only in S23, and the others are the same.
When the target value Itgt of the command current I * is input in S12, the estimated
As described above, in the second embodiment, the estimated
（第３実施形態）
第３実施形態の応答性安定化処理について、図７のフローチャート、及び、図８の変動量調整ゲインのマップを参照して説明する。
図７のＳ１０〜Ｓ１４は第１実施形態の図３と同様である。なお、Ｓ１３に代えて、第２実施形態のＳ２３を採用してもよい。Ｓ３５では、フィードバック定数生成部４５は、マップを参照し、評価電流差ΔＩｅｖに応じた変動量調整ゲインΔａｄｊを算出する。
(Third Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the third embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 7 and the map of the fluctuation amount adjustment gain of FIG.
S10 to S14 of FIG. 7 are the same as those of FIG. 3 of the first embodiment. In addition, S23 of the second embodiment may be adopted instead of S13. In S35, the feedback
図８に、評価電流差ΔＩｅｖと変動量調整ゲインΔａｄｊとの関係を規定したマップの例を示す。変動量調整ゲインΔａｄｊは、評価電流差ΔＩｅｖの正負に対応して、０又は正負の値を取る。
評価電流差ΔＩｅｖが±α範囲内にあるとき、変動量調整ゲインΔａｄｊは０で一定である。
FIG. 8 shows an example of a map that defines the relationship between the evaluation current difference ΔIev and the fluctuation amount adjustment gain Δadj. The fluctuation amount adjustment gain Δadj takes a positive or negative value of 0 or a positive or negative value corresponding to the positive or negative value of the evaluation current difference ΔIev.
When the evaluation current difference ΔIev is within the range of ± α, the fluctuation amount adjustment gain Δadj is constant at 0.
評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいとき、変動量調整ゲインΔａｄｊは、評価電流差ΔＩｅｖが大きいほど０から正側に大きくなり、正のガード値＋Δａｄｊ＿ｇｄに達すると一定値を取る。
評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいとき、変動量調整ゲインΔａｄｊは、評価電流差ΔＩｅｖが小さいほど０から小さく、すなわち負側に大きくなり、負のガード値−Δａｄｊ＿ｇｄに達すると一定値を取る。
When the evaluation current difference ΔIev is larger than the positive threshold value + α, the fluctuation amount adjustment gain Δadj increases from 0 to the positive side as the evaluation current difference ΔIev increases, and takes a constant value when the positive guard value + Δadj_gd is reached.
When the evaluation current difference ΔIev is smaller than the negative threshold value −α, the fluctuation adjustment gain Δadj decreases from 0 as the evaluation current difference ΔIev decreases, that is, increases toward the negative side, and becomes a constant value when the negative guard value −Δadj_gd is reached. I take the.
Ｓ３６では、式（４．１）、（４．２）により、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）に対し、比例項ゲインの基本変動量Δｋｐに変動量調整ゲインΔａｄｊを乗じた値、及び、積分項ゲインの基本変動量Δｋｉに変動量調整ゲインΔａｄｊを乗じた値がそれぞれ加算される。そして、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）が生成される。
ｋｐ（ｎ）＝ｋｐ（ｎ−１）＋Δｋｐ×Δａｄｊ ・・・（４．１）
ｋｉ（ｎ）＝ｋｉ（ｎ−１）＋Δｋｉ×Δａｄｊ ・・・（４．２）
こうしてフィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを大きくする側に変更する。また、フィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを小さくする側に変更する。
In S36, the basic fluctuation amount of the proportional term gain with respect to the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain according to the equations (4.1) and (4.2). A value obtained by multiplying Δkp by the fluctuation amount adjustment gain Δadj and a value obtained by multiplying the basic fluctuation amount Δki of the integral term gain by the fluctuation amount adjustment gain Δadj are added. Then, the current values kp (n) and ki (n) of the proportional term gain and the integral term gain are generated.
kp (n) = kp (n-1) + Δkp × Δadj ・ ・ ・ (4.1)
ki (n) = ki (n-1) + Δki × Δadj ・ ・ ・ (4.2)
In this way, the feedback
Ｓ３７では、変動量調整ゲインΔａｄｊが０であるか否か判断される。
変動量調整ゲインΔａｄｊが０のとき、Ｓ３６では、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）がそのまま維持される。このとき、Ｓ３７でＹＥＳと判断され、図３のＳ１９と同様に応答性安定化処理のルーチンが終了する。
一方、変動量調整ゲインΔａｄｊが０でないとき、Ｓ３７でＮＯと判断され、Ｓ１０の前に戻る。以後は、第１実施形態と同様である。
In S37, it is determined whether or not the fluctuation amount adjustment gain Δadj is 0.
When the fluctuation amount adjustment gain Δadj is 0, the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain are maintained as they are in S36. At this time, YES is determined in S37, and the responsiveness stabilization processing routine ends as in S19 in FIG.
On the other hand, when the fluctuation amount adjustment gain Δadj is not 0, it is determined as NO in S37 and returns to the front of S10. After that, it is the same as the first embodiment.
ここで、変動量調整ゲインΔａｄｊは、一回の処理で検出電流Ｉｓｎｓを推定電流Ｉｅｓｔに一致させ、評価電流差ΔＩｅｖを０にするように比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを修正することを狙って設定されてもよい。これにより、電流応答性を迅速に安定化させることができる。
或いは、制御誤差等によるオーバーシュートやアンダーシュートを回避する思想に基づき、一回の処理で評価電流差ΔＩｅｖを０にすることを狙った場合に想定される値に対して変動量調整ゲインΔａｄｊを抑え目に設定してもよい。
Here, the fluctuation amount adjustment gain Δadj corrects the proportional term gain kp and the integral term gain ki so that the detected current Iss matches the estimated current Iest and the evaluation current difference ΔIev becomes 0 in one process. It may be set aiming. Thereby, the current responsiveness can be quickly stabilized.
Alternatively, based on the idea of avoiding overshoots and undershoots due to control errors, etc., the fluctuation amount adjustment gain Δadj is set with respect to the value assumed when the evaluation current difference ΔIev is set to 0 in one process. It may be set to a restraint.
（第４実施形態）
第４実施形態の応答性安定化処理について、図９のフローチャート、及び、図１０の倍率調整ゲインのマップを参照して説明する。
図９のＳ１０〜Ｓ１４は第１実施形態の図３と同様である。なお、Ｓ１３に代えて、第２実施形態のＳ２３を採用してもよい。Ｓ４５では、フィードバック定数生成部４５は、マップを参照し、評価電流差ΔＩｅｖに応じた倍率調整ゲインＭａｄｊを算出する。
(Fourth Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the fourth embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 9 and the magnification adjustment gain map of FIG.
S10 to S14 of FIG. 9 are the same as those of FIG. 3 of the first embodiment. In addition, S23 of the second embodiment may be adopted instead of S13. In S45, the feedback
図１０に、評価電流差ΔＩｅｖと倍率調整ゲインＭａｄｊとの関係を規定したマップの例を示す。倍率調整ゲインＭａｄｊは、常に正の値を取る。
評価電流差ΔＩｅｖが±α範囲内にあるとき、倍率調整ゲインＭａｄｊは１で一定である。
評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいとき、倍率調整ゲインＭａｄｊは、評価電流差ΔＩｅｖが大きいほど１から大きくなる。
評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいとき、倍率調整ゲインＭａｄｊは、評価電流差ΔＩｅｖが小さいほど１から小さくなる。
FIG. 10 shows an example of a map that defines the relationship between the evaluation current difference ΔIev and the magnification adjustment gain Madj. The magnification adjustment gain Madj always takes a positive value.
When the evaluation current difference ΔIev is within the range of ± α, the magnification adjustment gain Madj is constant at 1.
When the evaluation current difference ΔIev is larger than the positive threshold value + α, the magnification adjustment gain Madj increases from 1 as the evaluation current difference ΔIev increases.
When the evaluation current difference ΔIev is smaller than the negative threshold value −α, the magnification adjustment gain Madj becomes smaller from 1 as the evaluation current difference ΔIev becomes smaller.
Ｓ４６では、式（５．１）、（５．２）により、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）に倍率調整ゲインＭａｄｊがそれぞれ乗算され、比例項ゲイン及び積分項ゲインの今回値ｋｐ（ｎ）、ｋｉ（ｎ）が生成される。
ｋｐ（ｎ）＝ｋｐ（ｎ−１）×Ｍａｄｊ ・・・（５．１）
ｋｉ（ｎ）＝ｋｉ（ｎ−１）×Ｍａｄｊ ・・・（５．２）
こうしてフィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが正の閾値＋αより大きいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを大きくする側に変更する。また、フィードバック定数生成部４５は、評価電流差ΔＩｅｖが負の閾値−αより小さいとき、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを小さくする側に変更する。
In S46, the magnification adjustment gain Madj is multiplied by the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain by the equations (5.1) and (5.2), respectively. The current values kp (n) and ki (n) of the proportional term gain and the integral term gain are generated.
kp (n) = kp (n-1) x Madj ... (5.1)
ki (n) = ki (n-1) x Madj ... (5.2)
In this way, the feedback
Ｓ４７では、倍率調整ゲインＭａｄｊが１であるか否か判断される。
倍率調整ゲインＭａｄｊが１のとき、Ｓ４６では、比例項ゲイン及び積分項ゲインの前回値ｋｐ（ｎ−１）、ｋｉ（ｎ−１）がそのまま維持される。このとき、Ｓ４７でＹＥＳと判断され、図３のＳ１９と同様に応答性安定化処理のルーチンが終了する。
一方、倍率調整ゲインＭａｄｊが１でないとき、Ｓ４７でＮＯと判断され、Ｓ１０の前に戻る。以後は、第１実施形態と同様である。
In S47, it is determined whether or not the magnification adjustment gain Madj is 1.
When the magnification adjustment gain Madj is 1, in S46, the previous values kp (n-1) and ki (n-1) of the proportional term gain and the integral term gain are maintained as they are. At this time, YES is determined in S47, and the responsiveness stabilization processing routine ends as in S19 in FIG.
On the other hand, when the magnification adjustment gain Madj is not 1, it is determined as NO in S47 and returns to the front of S10. After that, it is the same as the first embodiment.
第４実施形態による倍率調整ゲインＭａｄｊの設定の考え方は、第３実施形態と同様である。したがって、第４実施形態も第３実施形態と同様に、電流応答性を迅速に安定化させることができる。さらに、第３実施形態に対し、基本変動量Δｋｐ、Δｋｉを設定する必要がなく、演算が乗算のみであるため、演算負荷を低減することができる。 The concept of setting the magnification adjustment gain Madj according to the fourth embodiment is the same as that of the third embodiment. Therefore, in the fourth embodiment as in the third embodiment, the current responsiveness can be quickly stabilized. Further, since it is not necessary to set the basic fluctuation amounts Δkp and Δki with respect to the third embodiment and the calculation is only multiplication, the calculation load can be reduced.
ところで、第４実施形態の技術的思想は、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉをそれぞれ定数倍することにより、検出電流Ｉｓｎｓを推定電流Ｉｅｓｔに一致させるというものである。ここで、この技術的思想に関する理論式について補足する。
ステップ入力に対する一次遅れ応答を出力するフィルタのモデルを想定し、その周波数応答のカットオフ周波数をｆｃ、電圧出力ゲインをＶｇａｉｎと記す。ＰＩ制御の比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉは、電動機８０の巻線インダクタンスＬ及び巻線抵抗Ｒを用いて、式（６．１）、（６．２）で表される。［ ］内に単位を示す。
Assuming a model of a filter that outputs a first-order lag response to a step input, the cutoff frequency of the frequency response is referred to as fc and the voltage output gain is referred to as Vgain. The proportional term gain kp and the integral term gain ki of PI control are expressed by the equations (6.1) and (6.2) using the winding inductance L and the winding resistance R of the
ここで、巻線インダクタンスＬ及び巻線抵抗Ｒを共に定数κ倍したとき、周波数応答のカットオフ周波数ｆｃが理想の応答特性のカットオフ周波数ｆｃに一致すると仮定する。そのカットオフ周波数ｆｃは、式（７．１）、（７．２）で表される。
ステップ入力の目標値Ｉｔｇｔを１としたとき、理想の時定数Ｔの一次遅れ応答による出力電流Ｉ1（ｔ）は、式（８．１）で表される。
また、理想の応答に対し時定数がκ倍であるとき、すなわち時定数κＴの一次遅れ応答による出力電流Ｉ2（ｔ）は、式（８．２）で表される。
Further, when the time constant is κ times the ideal response, that is, the output current I 2 (t) due to the first-order lag response of the time constant κT is expressed by Eq. (8.2).
式（８．１）、（８．２）から、出力電流の差分ΔＩ（ｔ）は、式（９）で表される。
式（９）の右辺第１項を左辺に移行し、両辺の自然対数を取って整理すると、定数κについての式（１０）が得られる。例えば、図１０の倍率調整ゲインＭａｄｊのマップは、式（１０）に基づいて生成されてもよい。
（第５実施形態）
第５実施形態の応答性安定化処理について、図１１のフローチャート、及び、図１２を参照して説明する。
上記実施形態の応答性安定化処理が初期検査を想定したものであるのに対し、第５実施形態の応答性安定化処理は、通常動作中に、指令電流Ｉ*として、連続的に変化する電流が推定電流算出部４４に入力される状況を想定したものである。図１１のフローチャートでは、図３のＳ１０は無く、Ｓ１２、Ｓ１３に代えて、Ｓ５２、Ｓ５３が実行される。
(Fifth Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the fifth embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 11 and FIG. 12.
While the responsiveness stabilization process of the above embodiment assumes an initial inspection, the responsiveness stabilization process of the fifth embodiment continuously changes as a command current I * during normal operation. It is assumed that the current is input to the estimated
Ｓ５２では、指令電流Ｉ*が連続入力される。電動パワーステアリング装置では、運転者の操舵に伴い、必要なアシストトルクを電動機８０に出力させるための指令電流Ｉ*が逐次入力される。
Ｓ５３に先立ち、連続通電中のＳ１１で、前回修正後の比例項ゲインｋｐ（ｎ−１）及び積分項ゲインｋｉ（ｎ−１）が反映される。なお、演算周期と処理速度との関係によっては、前回値に限らず、前々回値またはそれ以前の過去値が遅れて反映されてもよい。
In S52, the command current I * is continuously input. In the electric power steering device, the command current I * for outputting the required assist torque to the
Prior to S53, the proportional term gain kp (n-1) and the integral term gain ki (n-1) after the previous correction are reflected in S11 during continuous energization. Depending on the relationship between the calculation cycle and the processing speed, not only the previous value but also the previous value or the past value before that may be reflected with a delay.
推定電流算出部４４は、指令電流Ｉ*が入力されている間、検出電流Ｉｓｎｓを周期的に取得する。
Ｓ５３では、推定電流算出部４４は、検出電流の前回値Ｉｓｎｓ（ｎ−１）、及び指令電流の今回値Ｉ*（ｎ）に基づき、所定の時定数の一次遅れ応答として推定電流の今回値Ｉｅｓｔ（ｎ）を算出する。
The estimated
In S53, the estimated
図１２において、横軸のｔ１〜ｔ４は、推定電流算出部４４が検出電流Ｉｓｎｓを取得し、推定電流Ｉｅｓｔを算出する処理タイミングを示す。Ｉｓｎｓ（１）、Ｉｓｎｓ（２）、Ｉｓｎｓ（３）は、それぞれ、処理タイミングｔ１、ｔ２、ｔ３での検出電流を示す。Ｉ*（２）、Ｉ*（３）、Ｉ*（４）及びＩｅｓｔ（２）、Ｉｅｓｔ（３）、Ｉｅｓｔ（４）は、それぞれ、処理タイミングｔ２、ｔ３、ｔ４での指令電流及び推定電流を示す。
各タイミングの推定電流Ｉｅｓｔ（２）、Ｉｅｓｔ（３）、Ｉｅｓｔ（４）は、検出電流の前回値Ｉｓｎｓ（１）、Ｉｓｎｓ（２）、Ｉｓｎｓ（３）、及び、指令電流の今回値Ｉ*（２）、Ｉ*（３）、Ｉ*（４）に基づき、理論時定数Ｔｏの一次遅れ応答として算出される。
In FIG. 12, t1 to t4 on the horizontal axis indicate the processing timing in which the estimated
The estimated currents of each timing, Ist (2), Ist (3), and Ist (4), are the previous values of the detected currents Isns (1), Isns (2), Isns (3), and the current values of the command current I *. It is calculated as a first-order lag response of the theoretical time constant To based on (2), I * (3), and I * (4).
応答性安定化処理のＳ１４以降は、第１実施形態と同様である。
このように第５実施形態では、通常動作中に、連続的に変化する指令電流Ｉ*に対し、常に電流応答性を合わせるようにフィードバックゲインを変更する。これにより、短周期の環境温度変化等に対しても、電流応答性を高精度に維持することができる。
The responsiveness stabilization process after S14 is the same as in the first embodiment.
As described above, in the fifth embodiment, the feedback gain is changed so as to always match the current responsiveness with respect to the continuously changing command current I * during the normal operation. As a result, the current responsiveness can be maintained with high accuracy even when the environmental temperature changes in a short cycle.
（第６実施形態）
第６実施形態の応答性安定化処理について、図１３のフローチャート、及び、図１４を参照して説明する。
第６実施形態は、ステップ入力された指令電流Ｉ*の目標値Ｉｔｇｔに対する推定電流Ｉｅｓｔと検出電流Ｉｓｎｓとを比較する方法が第１実施形態と異なる。図１３のフローチャートでは、図３のＳ１４、Ｓ１５、Ｓ１６に代えて、Ｓ６４、Ｓ６５、Ｓ６６が実行される。
Ｓ６４では、基準電流値Ｉｒｅｆまでの到達時間差Δｔｒｃが算出される。
(Sixth Embodiment)
The responsiveness stabilization process of the sixth embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. 13 and FIG.
The sixth embodiment is different from the first embodiment in the method of comparing the estimated current Iest with respect to the target value Itgt of the step-input command current I * and the detected current Isns. In the flowchart of FIG. 13, S64, S65, and S66 are executed instead of S14, S15, and S16 of FIG.
In S64, the arrival time difference Δtrc to the reference current value Iref is calculated.
図１４に示すように、基準電流値Ｉｒｅｆは、例えば目標値Ｉｔｇｔに対し所定の割合に設定される。推定電流Ｉｅｓｔが基準電流値Ｉｒｅｆに到達するまでの推定到達時間ｔｅｓｔは、理論時定数Ｔｏに基づいて算出される。到達時間差Δｔｒｃは、推定到達時間ｔｅｓｔから、検出電流Ｉｓｎｓが実際に基準電流値Ｉｒｅｆに到達するまでの計測到達時間ｔｍｓｒを減じた値である。
また、推定到達時間ｔｅｓｔを中心とする正負の閾値±βの範囲を定める。検出電流Ｉｓｎｓが相対的に小さい場合、相対的に大きい場合、中間の場合の計測到達時間ｔｍｓｒ＿Ｌ、ｔｍｓｒ＿Ｈ、ｔｍｓｒ＿Ｍを、それぞれ上向三角印、下向三角印、丸印で示す。図１４では、丸印の計測到達時間ｔｍｓｒ＿Ｍを例として、到達時間差Δｔｒｃを図示する。
As shown in FIG. 14, the reference current value Iref is set at a predetermined ratio with respect to, for example, the target value Itgt. The estimated arrival time test until the estimated current Iest reaches the reference current value Iref is calculated based on the theoretical time constant To. The arrival time difference Δtrc is a value obtained by subtracting the measured arrival time tmsr until the detected current Isns actually reaches the reference current value Iref from the estimated arrival time test.
In addition, the range of positive / negative threshold ± β centered on the estimated arrival time test is defined. The measurement arrival times tmsr_L, tmsr_H, and tmsr_M in the case where the detected current Iss is relatively small, relatively large, and in the middle are indicated by upward triangle marks, downward triangle marks, and circle marks, respectively. In FIG. 14, the arrival time difference Δtrc is illustrated by taking the measurement arrival time tmsr_M marked with a circle as an example.
Ｓ６５では、計測到達時間ｔｍｓｒ＿Ｌの例のように、到達時間差Δｔｒｃが負の閾値−βより小さいとき、ＹＥＳと判断され、Ｓ１７に移行する。こうしてフィードバック定数生成部４５は、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを大きくする側に変更する。
Ｓ６６では、計測到達時間ｔｍｓｒ＿Ｈの例のように、到達時間差Δｔｒｃが正の閾値＋βより大きいとき、ＹＥＳと判断され、Ｓ１８に移行する。こうしてフィードバック定数生成部４５は、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉを小さくする側に変更する。
In S65, when the arrival time difference Δtrc is smaller than the negative threshold value −β as in the example of the measurement arrival time tmsr_L, it is determined as YES and the process proceeds to S17. In this way, the feedback
In S66, when the arrival time difference Δtrc is larger than the positive threshold value + β as in the example of the measurement arrival time tmsr_H, it is determined as YES and the process proceeds to S18. In this way, the feedback
Ｓ１７又はＳ１８が実行された後、Ｓ１０の前に戻り次回の処理に移る点は、第１実施形態と同様である。ｎ回目の処理のＳ１０で、指令電流Ｉ*が実質的に０であると判断されると、前回処理のＳ１７又はＳ１８で修正された比例項ゲインｋｐ（ｎ−１）及び積分項ゲインｋｉ（ｎ−１）がＳ１１で制御に反映される。
また、計測到達時間ｔｍｓｒ＿Ｍの例のように、到達時間差Δｔｒｃが正負の閾値±βの範囲内にあるとき、Ｓ６５及びＳ６６でＮＯと判断され、Ｓ１９に移行する。そして、比例項ゲインｋｐ及び積分項ゲインｋｉの前回値が維持され、応答性安定化処理は終了する。
After S17 or S18 is executed, the point of returning to the front of S10 and moving to the next processing is the same as that of the first embodiment. When it is determined that the command current I * is substantially 0 in S10 of the nth process, the proportional term gain kp (n-1) and the integral term gain ki (n-1) corrected in S17 or S18 of the previous process are determined. n-1) is reflected in the control in S11.
Further, as in the example of the measured arrival time tmsr_M, when the arrival time difference Δtrc is within the range of the positive / negative threshold value ± β, NO is determined in S65 and S66, and the process proceeds to S19. Then, the previous values of the proportional term gain kp and the integral term gain ki are maintained, and the responsiveness stabilization process ends.
第１実施形態と第６実施形態とは、推定電流Ｉｅｓｔと検出電流Ｉｓｎｓとを、同一の評価タイミングにおける評価電流差ΔＩｅｖで比較するか、同一の基準電流値Ｉｒｅｆまでの到達時間差Δｔｒｃで比較するかの違いのみであり、同様の作用効果を奏する。
上記の第２、第３、第４実施形態についても、第６実施形態の電流比較方法と組み合わせ可能である。
In the first embodiment and the sixth embodiment, the estimated current Iest and the detected current Iss are compared by the evaluation current difference ΔIev at the same evaluation timing, or by the arrival time difference Δtrc to the same reference current value Iref. Only the difference is the same, and the same effect is achieved.
The above-mentioned second, third, and fourth embodiments can also be combined with the current comparison method of the sixth embodiment.
（その他の実施形態）
（ａ）電動機制御装置の駆動対象である電動機は、上記実施形態に示す三相ブラシレスモータに限らず、四相以上の多相ブラシレスモータやＤＣモータ等、電流フィードバック制御により制御可能なその他の電動機であってもよい。また、駆動回路は多相インバータに限らず、ＤＣＤＣコンバータ等の電力変換器であってもよい。
(Other embodiments)
(A) The electric motor to be driven by the electric motor control device is not limited to the three-phase brushless motor shown in the above embodiment, but other electric motors that can be controlled by current feedback control, such as a four-phase or more multi-phase brushless motor and a DC motor. It may be. Further, the drive circuit is not limited to the multi-phase inverter, and may be a power converter such as a DCDC converter.
（ｂ）電動機制御装置の駆動対象である電動機は、互いに磁気的に結合する複数の多相巻線を有する複数系統の電動機であってもよい。この構成では、各巻線の自己インダクタンスに加え、系統間の巻線の相互インダクタンスが応答性に影響するため、ばらつき要因がより多くなる。したがって、個体毎の応答性ばらつきを低減する効果がより有効に発揮される。 (B) The electric motor to be driven by the electric motor control device may be a plurality of systems of electric motors having a plurality of multi-phase windings that are magnetically coupled to each other. In this configuration, in addition to the self-inductance of each winding, the mutual inductance of the windings between the systems affects the responsiveness, so that there are more variations. Therefore, the effect of reducing the responsiveness variation for each individual is more effectively exhibited.
以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。 As described above, the present invention is not limited to such embodiments, and can be implemented in various embodiments without departing from the spirit of the invention.
１０・・・電動機制御装置、
４１・・・電流指令部、
４３・・・電流フィードバック演算部、
４４・・・推定電流算出部、
４５・・・フィードバック定数生成部、
６０・・・インバータ（駆動回路）、
７０・・・電流検出部、
８０・・・電動機。
10 ... Electric motor control device,
41 ... Current command unit,
43 ... Current feedback calculation unit,
44 ... Estimated current calculation unit,
45 ... Feedback constant generator,
60 ... Inverter (drive circuit),
70 ... Current detector,
80 ... Electric motor.
Claims (12)
前記電動機に通電する指令電流（Ｉ＊）を決定する電流指令部（４１）と、
前記電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする電流検出部（７０）と、
前記指令電流と前記検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、前記駆動回路への指令信号を演算する電流フィードバック演算部（４３）と、
前記指令電流に対する応答によって前記電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する推定電流算出部（４４）と、
設定された評価タイミングにおける前記推定電流から前記検出電流を減じた値である評価電流差（ΔＩｅｖ）に基づき、前記検出電流を前記推定電流に近づけるように修正した前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを生成するフィードバック定数生成部（４５）と、
を備え、
前記フィードバック定数生成部は、
前記評価電流差が正の閾値（＋α）より大きいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを大きくする側に変更し、
前記評価電流差が負の閾値（−α）より小さいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを小さくする側に変更する電動機制御装置。 The drive circuit (60) that drives the electric motor (80) and
A current command unit (41) that determines the command current (I * ) that energizes the electric motor, and
A current detection unit (70) that detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback that calculates the command signal to the drive circuit by the proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Calculation unit (43) and
An estimated current calculation unit (44) that estimates the current flowing through the electric motor based on the response to the command current and outputs it as an estimated current (Iest).
The proportional term gain and the integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the evaluation current difference (ΔIev) which is the value obtained by subtracting the detected current from the estimated current at the set evaluation timing. The feedback constant generator (45) that generates the
Equipped with a,
The feedback constant generator
When the evaluation current difference is larger than the positive threshold value (+ α), the proportional term gain and the integral term gain are changed to the larger side.
When the evaluation current difference is smaller than the negative threshold value (−α), the motor control device changes the proportional term gain and the integral term gain to a smaller side .
前記評価電流差が前記正の閾値より大きいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの前回値に、正の値である前記比例項ゲインの基本変動量（Δｋｐ）、及び、正の値である前記積分項ゲインの基本変動量（Δｋｉ）をそれぞれ加えて、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの今回値を生成し、
前記評価電流差が前記負の閾値より小さいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの前回値から、前記比例項ゲインの基本変動量、及び、前記積分項ゲインの基本変動量をそれぞれ減じて、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの今回値を生成する請求項１に記載の電動機制御装置。 The feedback constant generator
When the evaluation current difference is larger than the positive threshold value, the basic fluctuation amount (Δkp) of the proportional term gain, which is a positive value, and the positive value are added to the previous values of the proportional term gain and the integral term gain. The basic fluctuation amount (Δki) of the integral term gain is added to generate the proportional term gain and the current value of the integral term gain.
When the evaluation current difference is smaller than the negative threshold value, the basic fluctuation amount of the proportional term gain and the basic fluctuation amount of the integral term gain are subtracted from the previous values of the proportional term gain and the integral term gain, respectively. The electric motor control device according to claim 1 , wherein the current values of the proportional term gain and the integral term gain are generated.
前記評価電流差に応じて設定され、前記評価電流差が前記正の閾値より大きいとき正であり、前記評価電流差が前記負の閾値より小さいとき負である変動量調整ゲイン（Δａｄｊ）を用い、
前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの前回値に対し、正の値である前記比例項ゲインの基本変動量（Δｋｐ）に前記変動量調整ゲインを乗じた値、及び、正の値である前記積分項ゲインの基本変動量（Δｋｉ）に前記変動量調整ゲインを乗じた値をそれぞれ加えて、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの今回値を生成する請求項１に記載の電動機制御装置。 The feedback constant generator
The fluctuation amount adjustment gain (Δadj), which is set according to the evaluation current difference and is positive when the evaluation current difference is larger than the positive threshold value and negative when the evaluation current difference is smaller than the negative threshold value, is used. ,
The value obtained by multiplying the basic fluctuation amount (Δkp) of the proportional term gain, which is a positive value, by the fluctuation amount adjustment gain with respect to the previous values of the proportional term gain and the integral term gain, and the positive value. in addition the basic variation of the integral term gain value obtained by multiplying the change amount adjustment gain (Δki) respectively, the motor control device according to claim 1 for generating a current value of the proportional term gain and the integral term gain.
前記評価電流差に応じて設定され、前記評価電流差が前記正の閾値より大きいとき１より大きく、前記評価電流差が前記負の閾値より小さいとき１より小さい正の値である倍率調整ゲイン（Ｍａｄｊ）を用い、
前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの前回値に前記倍率調整ゲインをそれぞれ乗じて、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインの今回値を生成する請求項１に記載の電動機制御装置。 The feedback constant generator
Magnification adjustment gain (set according to the evaluation current difference, which is a positive value greater than 1 when the evaluation current difference is greater than the positive threshold value and less than 1 when the evaluation current difference is smaller than the negative threshold value. Using Madj)
The motor control device according to claim 1 , wherein the current values of the proportional term gain and the integral term gain are generated by multiplying the previous values of the proportional term gain and the integral term gain by the magnification adjustment gain, respectively.
前記推定電流算出部は、
前記指令電流に対する所定の時定数の一次遅れ応答として前記評価タイミングにおける前記推定電流を都度算出する請求項１〜４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。 As the command current, a target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit,
The estimated current calculation unit
The electric motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the estimated current at the evaluation timing is calculated each time as a primary delay response of a predetermined time constant with respect to the command current.
前記推定電流算出部は、
前記指令電流の目標値、及び、前記指令電流のステップ入力からの経過時間に対応する前記推定電流を所定の時定数の一次遅れ応答として規定したデータを予め記憶しており、当該データを読み出して前記推定電流を算出する請求項１〜４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。 As the command current, a target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit,
The estimated current calculation unit
Data in which the target value of the command current and the estimated current corresponding to the elapsed time from the step input of the command current are defined as the first-order delay response of a predetermined time constant are stored in advance, and the data is read out. The electric motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the estimated current is calculated.
前記電動機に通電する指令電流（Ｉ＊）を決定する電流指令部（４１）と、
前記電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする電流検出部（７０）と、
前記指令電流と前記検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、前記駆動回路への指令信号を演算する電流フィードバック演算部（４３）と、
前記指令電流に対する応答によって前記電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する推定電流算出部（４４）と、
設定された評価タイミングにおける前記推定電流から前記検出電流を減じた値である評価電流差（ΔＩｅｖ）に基づき、前記検出電流を前記推定電流に近づけるように修正した前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを生成するフィードバック定数生成部（４５）と、
を備え、
前記指令電流として、目標値（Ｉｔｇｔ）が前記推定電流算出部にステップ入力され、
前記推定電流算出部は、
前記指令電流に対する所定の時定数の一次遅れ応答として前記評価タイミングにおける前記推定電流を都度算出し、
前記指令電流のステップ入力から前記評価タイミングまでの時間は、固定値として設定されている電動機制御装置。 The drive circuit (60) that drives the electric motor (80) and
A current command unit (41) that determines the command current (I * ) that energizes the electric motor, and
A current detection unit (70) that detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback that calculates the command signal to the drive circuit by the proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Calculation unit (43) and
An estimated current calculation unit (44) that estimates the current flowing through the electric motor based on the response to the command current and outputs it as an estimated current (Iest).
The proportional term gain and the integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the evaluation current difference (ΔIev) which is the value obtained by subtracting the detected current from the estimated current at the set evaluation timing. The feedback constant generator (45) that generates the
Equipped with a,
As the command current, a target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit, and the target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit.
The estimated current calculation unit
The estimated current at the evaluation timing is calculated each time as a first-order delay response of a predetermined time constant with respect to the command current.
The motor control device in which the time from the step input of the command current to the evaluation timing is set as a fixed value .
前記電動機に通電する指令電流（Ｉ＊）を決定する電流指令部（４１）と、
前記電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする電流検出部（７０）と、
前記指令電流と前記検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、前記駆動回路への指令信号を演算する電流フィードバック演算部（４３）と、
前記指令電流に対する応答によって前記電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する推定電流算出部（４４）と、
設定された評価タイミングにおける前記推定電流から前記検出電流を減じた値である評価電流差（ΔＩｅｖ）に基づき、前記検出電流を前記推定電流に近づけるように修正した前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを生成するフィードバック定数生成部（４５）と、
を備え、
前記指令電流として、目標値（Ｉｔｇｔ）が前記推定電流算出部にステップ入力され、
前記推定電流算出部は、
前記指令電流の目標値、及び、前記指令電流のステップ入力からの経過時間に対応する前記推定電流を所定の時定数の一次遅れ応答として規定したデータを予め記憶しており、当該データを読み出して前記推定電流を算出し、
前記指令電流のステップ入力から前記評価タイミングまでの時間は、固定値として設定されている電動機制御装置。 The drive circuit (60) that drives the electric motor (80) and
A current command unit (41) that determines the command current (I * ) that energizes the electric motor, and
A current detection unit (70) that detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback that calculates the command signal to the drive circuit by the proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Calculation unit (43) and
An estimated current calculation unit (44) that estimates the current flowing through the electric motor based on the response to the command current and outputs it as an estimated current (Iest).
The proportional term gain and the integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the evaluation current difference (ΔIev) which is the value obtained by subtracting the detected current from the estimated current at the set evaluation timing. The feedback constant generator (45) that generates the
Equipped with a,
As the command current, a target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit, and the target value (Itgt) is step-input to the estimated current calculation unit.
The estimated current calculation unit
Data in which the target value of the command current and the estimated current corresponding to the elapsed time from the step input of the command current are defined as the first-order delay response of a predetermined time constant are stored in advance, and the data is read out. Calculate the estimated current
The motor control device in which the time from the step input of the command current to the evaluation timing is set as a fixed value .
前記電動機に通電する指令電流（Ｉ＊）を決定する電流指令部（４１）と、
前記電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする電流検出部（７０）と、
前記指令電流と前記検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、前記駆動回路への指令信号を演算する電流フィードバック演算部（４３）と、
前記指令電流に対する応答によって前記電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する推定電流算出部（４４）と、
設定された評価タイミングにおける前記推定電流から前記検出電流を減じた値である評価電流差（ΔＩｅｖ）に基づき、前記検出電流を前記推定電流に近づけるように修正した前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを生成するフィードバック定数生成部（４５）と、
を備え、
前記指令電流として、連続的に変化する電流が前記推定電流算出部に入力され、
前記推定電流算出部は、
前記指令電流が入力されている間、前記検出電流を周期的に取得し、
前記検出電流の前回値、及び前記指令電流の今回値に基づき、所定の時定数の一次遅れ応答として前記推定電流の今回値を算出する電動機制御装置。 The drive circuit (60) that drives the electric motor (80) and
A current command unit (41) that determines the command current (I * ) that energizes the electric motor, and
A current detection unit (70) that detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback that calculates the command signal to the drive circuit by the proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Calculation unit (43) and
An estimated current calculation unit (44) that estimates the current flowing through the electric motor based on the response to the command current and outputs it as an estimated current (Iest).
The proportional term gain and the integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the evaluation current difference (ΔIev) which is the value obtained by subtracting the detected current from the estimated current at the set evaluation timing. The feedback constant generator (45) that generates the
Equipped with a,
As the command current, a continuously changing current is input to the estimated current calculation unit.
The estimated current calculation unit
While the command current is input, the detection current is periodically acquired,
An electric motor control device that calculates the current value of the estimated current as a primary delay response of a predetermined time constant based on the previous value of the detected current and the current value of the command current .
前記電動機に通電する指令電流（Ｉ＊）を決定する電流指令部（４１）と、
前記電動機に流れる電流を検出し、検出電流（Ｉｓｎｓ）としてフィードバックする電流検出部（７０）と、
前記指令電流と前記検出電流との偏差に基づく電流フィードバック制御において、比例項ゲイン（ｋｐ）及び積分項ゲイン（ｋｉ）を用いた比例積分演算により、前記駆動回路への指令信号を演算する電流フィードバック演算部（４３）と、
ステップ入力された前記指令電流の目標値に対する一次遅れ応答によって前記電動機に流れる電流を推定し、推定電流（Ｉｅｓｔ）として出力する推定電流算出部（４４）と、
前記推定電流が基準電流値（Ｉｒｅｆ）に到達するまでの推定到達時間（ｔｅｓｔ）から、前記検出電流が実際に前記基準電流値に到達するまでの計測到達時間（ｔｍｓｒ）を減じた値である到達時間差（Δｔｒｃ）に基づき、前記検出電流を前記推定電流に近づけるように修正した前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを生成するフィードバック定数生成部（４５）と、
を備え、
前記フィードバック定数生成部は、
前記到達時間差が負の閾値（−β）より小さいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを大きくする側に変更し、
前記到達時間差が正の閾値（＋β）より大きいとき、前記比例項ゲイン及び前記積分項ゲインを小さくする側に変更する電動機制御装置。 The drive circuit (60) that drives the electric motor (80) and
A current command unit (41) that determines the command current (I * ) that energizes the electric motor, and
A current detection unit (70) that detects the current flowing through the electric motor and feeds it back as a detection current (Isns).
In the current feedback control based on the deviation between the command current and the detected current, the current feedback that calculates the command signal to the drive circuit by the proportional integration calculation using the proportional term gain (kp) and the integral term gain (ki). Calculation unit (43) and
An estimated current calculation unit (44) that estimates the current flowing through the motor based on the first-order lag response to the step-input target value of the command current and outputs it as an estimated current (Iest).
It is a value obtained by subtracting the measured arrival time (tmsr) until the detected current actually reaches the reference current value from the estimated arrival time (test) until the estimated current reaches the reference current value (Iref). A feedback constant generator (45) that generates the proportional term gain and the integral term gain modified so that the detected current approaches the estimated current based on the arrival time difference (Δtrc).
With
The feedback constant generator
When the arrival time difference is smaller than the negative threshold value (-β), the proportional term gain and the integral term gain are changed to the larger side.
An electric motor control device that changes the proportional term gain and the integral term gain to a side that decreases when the arrival time difference is larger than a positive threshold value (+ β).
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| JP2023111531A (en) * | 2022-01-31 | 2023-08-10 | 本田技研工業株式会社 | Control device for rotary electric machine |
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