JP2005160199A - Apparatus and method for controlling three-phase ac motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は3相交流電動機の制御装置および制御方法に関する。 The present invention relates to a control device and a control method for a three-phase AC motor.
従来の制御装置としては下記特許文献1に記載のものがある。この従来例では、3相交流電動機(以下、電動機をモータと記載)の制御において、簡単な制御にてモータパラメータ変動時でも安定した電流応答を得るために、電流指令値から電流PI制御(PI制御:比例積分制御)のq軸比例ゲインをテーブル引きして決定する制御が示されている。
As a conventional control device, there is one described in
上記のような従来技術においては、dq軸電流指令値に応じた比例ゲインをテーブル引きして電流PI制御の比例ゲインを決定するという構成になっていたため、dq軸の実際の電流値とdq軸電流指令値とが乖離した場合、例えばdq軸電流のSTEP状指令に対し、過渡領域の実電流値が指令値と乖離した場合には、q軸実電流Iq値によって変動するq軸インダクタンスLq値(後記図4参照)に定数を乗算して算出する比例ゲインが、設計した値と乖離することになる。そのため以下のような問題が生じる。
すなわち、q軸電流指令値がステップ状に変化した場合、過渡領域でのq軸インダクタンスLqの推定値がずれるため、実際の比例ゲインが設計値よりも低い方向に乖離するので、設計した電流応答性能が得られず、トルクレスポンスが悪化する、という問題があった。
本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、様々なq軸電流値の領域で、設計した電流応答性能を保ち、制御の安定性を保つことが出来る3相交流電動機の制御装置および制御方法を提供することを目的とする。
In the prior art as described above, the proportional gain according to the dq-axis current command value is tabled to determine the proportional gain of the current PI control, so the actual current value of the dq-axis and the dq-axis When the current command value deviates, for example, when the actual current value in the transient region deviates from the command value with respect to the STEP command of the dq-axis current, the q-axis inductance Lq value fluctuates depending on the q-axis actual current Iq value. The proportional gain calculated by multiplying a constant (see FIG. 4 to be described later) deviates from the designed value. Therefore, the following problems arise.
That is, when the q-axis current command value changes stepwise, the estimated value of the q-axis inductance Lq in the transient region is shifted, and the actual proportional gain deviates in a direction lower than the design value. There was a problem that performance was not obtained and torque response was deteriorated.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a three-phase AC motor that can maintain designed current response performance and control stability in a range of various q-axis current values. It is an object to provide a control device and a control method.
上記の目的を達成するため、本発明においては、電流指令値と実電流値との差からPI制御によって電圧指令値を演算する場合に、q軸電流指令値からq軸実電流推定値を推定し、推定したq軸実電流推定値に基づいてPI制御におけるq軸比例ゲインを設定し、その設定したq軸比例ゲインに基づいてq軸電圧指令値を算出するように構成している。 In order to achieve the above object, in the present invention, when the voltage command value is calculated by PI control from the difference between the current command value and the actual current value, the q-axis actual current estimated value is estimated from the q-axis current command value. Then, the q-axis proportional gain in the PI control is set based on the estimated q-axis actual current estimated value, and the q-axis voltage command value is calculated based on the set q-axis proportional gain.
上記のように構成したことにより、本発明においては、様々なq軸電流値の領域で、設計した電流応答性能を保ち、制御の安定性を保つことが出来る。つまり、実電流値は定常時でも微小ながらもふらつきを持っているが、電流指令値は定常時には一定である。したがってq軸電流指令値からq軸実電流推定値を推定し、推定したq軸実電流推定値に基づいてPI制御におけるq軸比例ゲインを設定することにより、比例ゲイン設定の基になる電流値が安定するので、安定した比例ゲイン設定が可能となる。また、q軸電流指令値からの推定値とすることでSTEP指令入力時などのように指令値と実値が乖離する領域でも、実電流値に基づいた比例ゲインに設定可能になる、という効果がある。 With the above configuration, in the present invention, designed current response performance can be maintained and control stability can be maintained in various q-axis current value regions. That is, the actual current value has a slight fluctuation even at the steady state, but the current command value is constant at the steady state. Therefore, by estimating the q-axis actual current estimated value from the q-axis current command value and setting the q-axis proportional gain in PI control based on the estimated q-axis actual current estimated value, the current value that is the basis of the proportional gain setting Is stable, and stable proportional gain setting is possible. Further, by setting the estimated value from the q-axis current command value, it is possible to set a proportional gain based on the actual current value even in a region where the command value and the actual value deviate such as when a STEP command is input. There is.
以下、本発明の一実施例について図面に基づいて詳述する。
図1は、本発明を適用する3相交流電動機のベクトル制御を行う電流フィードバック制御ブロックの一実施例図である。なお、本実施例は3相交流電動機を電気自動車の駆動用モータに適用したものとして説明するが、これに限られるものではない。
電気自動車においては、図示しないアクセル開度センサを用いてアクセル開度を検出して出力する。また、図示しないトルク指令値演算部はアクセル開度センサによって検出されたアクセル開度等からトルク指令値T*を演算し、トルク指令値T*をデジタル信号として出力する。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a current feedback control block for performing vector control of a three-phase AC motor to which the present invention is applied. In addition, although a present Example demonstrates as a thing which applied the three-phase alternating current motor to the drive motor of an electric vehicle, it is not restricted to this.
In an electric vehicle, an accelerator opening is detected and output using an accelerator opening sensor (not shown). A torque command value calculation unit (not shown) calculates a torque command value T * from the accelerator opening detected by the accelerator opening sensor, and outputs the torque command value T * as a digital signal.
電流指令演算部1では、上記のトルク指令値T*に見合ったd軸電流指令値Id*およびq軸電流指令値Iq*を出力する。それらの電流指令値は電流PI制御部2に入力される。
電流PI制御部2は、d軸電流指令値Id*とd軸実電流値Idとの偏差に基づき比例積分演算を行ってd軸電圧指令値Vd*を出力し、同様にq軸電流指令値Iq*とq軸実電流値Iqとの偏差に基づいてq軸電圧指令値Vq*を出力する。
The current
The current
上記のd軸電圧指令値Vd*とq軸電圧指令値Vq*(以下、両者を一括する際にはd軸q軸電圧指令値と記載)は、必要に応じて非干渉演算処理を施され、2相3相変換器3により3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*に変換される。
上記の3相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*はPWM変換部4に与えられ、PWM信号に変換される。
インバータ5は上記PWM信号に応じて図示しない直流電源(バッテリ等)の電力を3相交流電力に変換し、3相モータ6(以下、電動機をモータと略記する)を駆動する。
The d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * (hereinafter referred to as d-axis q-axis voltage command value when both are collectively) are subjected to non-interference calculation processing as necessary. The two-phase / three-
The above three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * are given to the
The
この際に流れる3相の各相電流iu、iv、iwを電流センサ7−1、7−2、7−3でそれぞれ検出し、A/D変換部9でディジタル信号の電流値Iu、Iv、Iwに変換する。そして3相2相変換器10によりd軸実電流値Idおよびq軸実電流値Iqに変換し、前記電流PI制御部2にフィードバックする。なお、3相交流の場合は、iu+iv+iw=0の関係があるので、何れかの2相の電流を検出すれば、他の1相は演算によって求めることが出来る。したがって電流センサ7−1、7−2、7−3は2相分でもよい。
The three-phase currents iu, iv and iw flowing at this time are detected by current sensors 7-1, 7-2 and 7-3, respectively, and the current values Iu, Iv, Convert to Iw. Then, the three-phase two-phase converter 10 converts it into a d-axis actual current value Id and a q-axis actual current value Iq, and feeds back to the current
回転角検出器8は、3相モータ6の回転角θ(ロータ:回転子の回転角)を検出する。この回転角θは、前記2相3相変換器3および3相2相変換器10における座標変換演算に用いられる。また、回転数演算部11は回転角θから3相モータ6の回転数(回転速度)を算出し、その回転数は電流指令演算部1における演算に用いられる。
The
以上の処理を繰り返して3相モータ6の電流フィードバックによるベクトル制御を行う。なお、上記の電流指令演算部1、電流PI制御部2、2相3相変換器3、PWM変換部4、3相2相変換器10および回転数演算部11は、例えばコンピュータを用いた電子回路によって構成することが出来る。
The above processing is repeated to perform vector control by current feedback of the three-
本発明は上記図1における電流PI制御部2の構成に関するものである。
図2は、本発明の要旨とする電流PI制御部のブロック図である。
図2において、d軸q軸各々でPI演算を以下のように実施する。
まず、d軸の場合、図2の上半分に示すように、d軸電流指令値Id*からd軸実電流値Idを減算して電流偏差err_Idを算出する。次に、上記電流偏差err_Idに比例ゲインKpdを乗算した値と、電流偏差err_Idに積分ゲインKidを乗算して積分した値とを加算してd軸電圧指令値Vd*として出力する。
The present invention relates to the configuration of the current
FIG. 2 is a block diagram of the current PI control unit as the gist of the present invention.
In FIG. 2, PI calculation is performed for each of the d-axis and q-axis as follows.
First, in the case of the d-axis, as shown in the upper half of FIG. 2, the current deviation err_Id is calculated by subtracting the d-axis actual current value Id from the d-axis current command value Id * . Next, the value obtained by multiplying the current deviation err_Id by the proportional gain Kpd and the value obtained by multiplying the current deviation err_Id by the integral gain Kid and adding them are added and output as a d-axis voltage command value Vd * .
一方、図2の下半分に示したq軸においては、q軸電流推定部21によりq軸電流指令値Iq*からq軸電流推定値Iq”を推定する(詳細後述)。
次に、予め実験等によって求めたIqとLqの関係を示すIq−Lqマップ22(詳細後述)により、q軸電流推定値Iq”に応じたq軸インダクタンスLq_piを求める。次に、乗算器23により、q軸インダクタンスLq_piに任意の定数ωc(詳細後述)を乗算してq軸比例ゲインKpqを算出する。
On the other hand, for the q-axis shown in the lower half of FIG. 2, the q-axis
Next, a q-axis inductance Lq_pi corresponding to the q-axis current estimated value Iq ″ is obtained from an Iq-Lq map 22 (details will be described later) showing the relationship between Iq and Lq obtained in advance through experiments or the like. Thus, the q-axis proportional gain Kpq is calculated by multiplying the q-axis inductance Lq_pi by an arbitrary constant ωc (details will be described later).
Kpq=ωc×Lq_pi
このようにしてq軸比例ゲインKpqを決定した後は、前記d軸の場合と同様の演算を行う。すなわち、q軸電流指令値Iq*からq軸実電流値Iqを減算してq軸電流偏差err_Iqを算出する。次に、乗算器24により、上記q軸電流偏差err_Iqに上記の算出したq軸比例ゲインKpqを乗算した値と、q軸電流偏差err_Iqに積分ゲインKidを乗算して積分した値とを加算してq軸電圧指令値Vq*として出力する。
Kpq = ωc × Lq_pi
After determining the q-axis proportional gain Kpq in this way, the same calculation as in the case of the d-axis is performed. That is, the q-axis current deviation err_Iq is calculated by subtracting the q-axis actual current value Iq from the q-axis current command value Iq * . Next, the
次に、図2の定数ωc、q軸電流推定部21およびIq−Lqマップ22について詳細に説明する。
図3は、3相モータを2相のモータモデルと置いた場合の電流制御モデルを示す図である。
上記の制御モデルを伝達関数で表すと、下記(数1)式〜(数4)式となる。
Next, the constant ωc, the q-axis
FIG. 3 is a diagram showing a current control model when a three-phase motor is placed with a two-phase motor model.
When the above control model is represented by a transfer function, the following (Equation 1) to (Equation 4) are obtained.
Id=Vd/(Ra+Ld×s) …(数1)
Vd={Kpd+Kid/s}×(Id*−Id) …(数2)
Iq=Vq/(Ra+Lq×s) …(数3)
Vq={Kpq+Kiq/s}×(Iq*−Iq) …(数4)
ただし、
Id:d軸電流値 Kpd:d軸比例ゲイン Kpq:q軸比例ゲイン
Vd:d軸電圧値 Kid:d軸積分ゲイン Kiq:q軸積分ゲイン
Iq:q軸電流値 Ld:d軸インダクタンス Lq:q軸インダクタンス
Vq:q軸電圧値 Ra:巻線抵抗 s:ラプラス演算子
d軸では(数1)式、(数2)式より、
Id={Kpd+Kid/s}×(Id*−Id)/(Ra+Ld×s) …(数5)
Id×(Ra+Ld×s)={Kpd+Kid/s}×(Id*−Id) …(数6)
Id×[(Ra+Ld×s)+{Kpd+Kid/s}]
={Kpd+Kid/s}×Id* …(数7)
Id/Id*={Kpd+Kid/s}
/[(Ra+Ld×s)+{Kpd+Kid/s}] …(数8)
Id/Id*=1/[(Ra+Ld×s)/{Kpd+Kid/s}+1]…(数9)
同様にq軸では、(数3)式、(数4)式より、
Iq={Kpq+Kiq/s}×(Iq*−Iq)/(Ra+Lq×s) …(数10)
Iq×(Ra+Lq×s)={Kpq+Kiq/s}×(Iq*−Iq) …(数11)
Iq×[(Ra+Lq×s)+{Kpq+Kiq/s}]
={KPq+Kiq/s}×Iq* …(数12)
Iq/Iq*={Kpq+Kiq/s}
/[(Ra+Lq×s)+{Kpq+Kiq/s}] …(数13)
Iq/Iq*=1/[(Ra+Lq×s)/{Kpq+Kiq/s}+1]…(数14)
ここで各軸のPI制御ゲインを任意の定数ωcを用いて
d軸比例ゲイン:Kpd=ωc×Ld_pi …(A)式
d軸積分ゲイン:Kid=ωc×Ra_pi …(B)式
q軸比例ゲイン:Kpq=ωc×Lq_pi …(C)式
q軸積分ゲイン:Kiq=ωc×Ra_pi …(D)式
とおくと、前記(数9)式は下記のようになる。
Id = Vd / (Ra + Ld × s) (Equation 1)
Vd = {Kpd + Kid / s} × (Id * −Id) (Equation 2)
Iq = Vq / (Ra + Lq × s) (Equation 3)
Vq = {Kpq + Kiq / s} × (Iq * −Iq) (Expression 4)
However,
Id: d-axis current value Kpd: d-axis proportional gain Kpq: q-axis proportional gain Vd: d-axis voltage value Kid: d-axis integral gain Kiq: q-axis integral gain Iq: q-axis current value Ld: d-axis inductance Lq: q Axis inductance Vq: q-axis voltage value Ra: Winding resistance s: Laplace operator On the d-axis, (Equation 1), (Equation 2),
Id = {Kpd + Kid / s} × (Id * −Id) / (Ra + Ld × s) (Equation 5)
Id × (Ra + Ld × s) = {Kpd + Kid / s} × (Id * −Id) (Equation 6)
Id × [(Ra + Ld × s) + {Kpd + Kid / s}]
= {Kpd + Kid / s} × Id * (Expression 7)
Id / Id * = {Kpd + Kid / s}
/ [(Ra + Ld × s) + {Kpd + Kid / s}] (Equation 8)
Id / Id * = 1 / [(Ra + Ld × s) / {Kpd + Kid / s} +1] (Equation 9)
Similarly, on the q axis, from (Equation 3) and (Equation 4),
Iq = {Kpq + Kiq / s} × (Iq * −Iq) / (Ra + Lq × s) (Equation 10)
Iq × (Ra + Lq × s) = {Kpq + Kiq / s} × (Iq * −Iq) (Equation 11)
Iq × [(Ra + Lq × s) + {Kpq + Kiq / s}]
= {KPq + Kiq / s} × Iq * (Equation 12)
Iq / Iq * = {Kpq + Kiq / s}
/ [(Ra + Lq × s) + {Kpq + Kiq / s}] (Equation 13)
Iq / Iq * = 1 / [(Ra + Lq × s) / {Kpq + Kiq / s} +1] (Expression 14)
Here, the PI control gain of each axis is determined using an arbitrary constant ωc. D-axis proportional gain: Kpd = ωc × Ld_pi (A) d-axis integral gain: Kid = ωc × Ra_pi (B) q-axis proportional gain : Kpq = ωc × Lq_pi (C) Equation q-axis integral gain: Kiq = ωc × Ra_pi (D) Equation (D9) is expressed as follows.
Id/Id*=1/[(Ra+Ld×s)
/{ωc×Ld_pi+ωc×Ra_pi/s}+1]…(数15)
Id/Id*=1/[(Ra+Ld×s)
/{ωc×(Ld_pi+Ra_pi/s)}+1] …(数16)
Id/Id*=1/[s×(Ra+Ld×s)
/{ωc×(Ld_pi×s+Ra_pi)}+1] …(数17)
同様に、(数14)式は下記のようになる。
Id / Id * = 1 / [(Ra + Ld × s)
/ {Ωc × Ld_pi + ωc × Ra_pi / s} +1] (Equation 15)
Id / Id * = 1 / [(Ra + Ld × s)
/ {Ωc × (Ld_pi + Ra_pi / s)} + 1] (Equation 16)
Id / Id * = 1 / [s × (Ra + Ld × s)
/ {Ωc × (Ld_pi × s + Ra_pi)} + 1] (Equation 17)
Similarly, the equation (14) is as follows.
Iq/Iq*=1/[(Ra+Lq×s)
/{ωc×Lq_pi+ωc×Ra_pi/s}+1]…(数18)
Iq/Iq*=1/[(Ra+Lq×s)
/{ωc×(Lq_pi+Ra_pi/s)}+1] …(数19)
Iq/Iq*=1/[s×[(Ra+Lq×s)]
/{ωc×(Lq_pi×s+Ra_pi)}+1] …(数20)
よってd軸PI制御定数の決定に用いたLd_piとRa_piおよびq軸PI制御定数の決定に用いたLq_piとRa_piを、それぞれ
Ld_pi=Ld
Lq_pi=Lq
Ra_pi=Ra
となるようにすると、(数17)式は下記のようになる。
Iq / Iq * = 1 / [(Ra + Lq × s)
/ {Ωc × Lq_pi + ωc × Ra_pi / s} +1] (Equation 18)
Iq / Iq * = 1 / [(Ra + Lq × s)
/ {Ωc × (Lq_pi + Ra_pi / s)} + 1] (Equation 19)
Iq / Iq * = 1 / [s × [(Ra + Lq × s)]
/ {Ωc × (Lq_pi × s + Ra_pi)} + 1] (Equation 20)
Therefore, Ld_pi and Ra_pi used to determine the d-axis PI control constant, and Lq_pi and Ra_pi used to determine the q-axis PI control constant are expressed as Ld_pi = Ld, respectively.
Lq_pi = Lq
Ra_pi = Ra
Then, the equation (17) becomes as follows.
Id/Id*=1/[s×(Ra+Ld×s)
/{ωc×(Ld×s+Ra)}+1] …(数21)
Id/Id*=1/[s×(1)/{ωc}+1]
=1/[s×(1/ωc)+1] …(数22)
同様に、(数20)式は下記のようになる。
Id / Id * = 1 / [s × (Ra + Ld × s)
/ {Ωc × (Ld × s + Ra)} + 1] (Expression 21)
Id / Id * = 1 / [s × (1) / {ωc} +1]
= 1 / [s × (1 / ωc) +1] (Equation 22)
Similarly, the equation (20) is as follows.
Iq/Iq*=1/[s×(Ra+Lq×s)
/{ωc×(Lq×s+Ra)}+1] …(数23)
Iq/Iq*=1/[s×(1)/{ωc}+1]
=1/[s×(1/ωc)+1] …(数24)
上記のように、d軸とq軸の各々の伝達関数(数22)式、(数24)式が、時定数τ=(1/ωc)の一次遅れの応答になることが分かる。
Iq / Iq * = 1 / [s × (Ra + Lq × s)
/ {Ωc × (Lq × s + Ra)} + 1] (Equation 23)
Iq / Iq * = 1 / [s × (1) / {ωc} +1]
= 1 / [s × (1 / ωc) +1] (Equation 24)
As described above, it can be seen that the transfer functions (Equation 22) and (Equation 24) of each of the d-axis and the q-axis become the first-order lag response of the time constant τ = (1 / ωc).
以上のことから、PI制御ゲインを決定する前記(A)、(B)、(C)、(D)の各式にモータパラメータに一致する値、つまり
Ld_pi=Ld
Lq_Pi=Lq
Ra_Pi=Ra
を入力してゲインを設定すれば、各軸の電流応答は任意の変数ωcの逆数の時定数に制御することが可能となる。
よって、前記図2の定数ωcは、電流応答の時定数設計値τの逆数(ωc=1/τ)を表している。
From the above, the values that match the motor parameters in the equations (A), (B), (C), and (D) that determine the PI control gain, that is, Ld_pi = Ld
Lq_Pi = Lq
Ra_Pi = Ra
Is input and the gain is set, the current response of each axis can be controlled to the time constant of the reciprocal of the arbitrary variable ωc.
Therefore, the constant ωc in FIG. 2 represents the reciprocal (ωc = 1 / τ) of the current response time constant design value τ.
次にq軸電流推定部21について詳述する。
上記によりモータパラメータを一致させることで、電流応答は時定数設計値に応じた1次遅れの応答が得られるので、q軸電流推定部21ではq軸電流指令値Iq*に時定数τの1次フィルタの演算(例えば下記数25式)を行ってq軸電流推定値を算出する。なお、ここで述べたフィルタ演算以外でも1次遅れを示すものであれば構わない。
Next, the q-axis
By matching the motor parameters as described above, the current response can be obtained with a first-order lag response corresponding to the time constant design value. Therefore, the q-axis
Y=(e−t/τ)×Yz+(1−e−t/τ)×Uz …(数25)
ここで、Y :q軸電流推定値
Yz:前回の演算におけるq軸電流推定値
Uz:前回の演算におけるq軸電流指令値
t:制御周期
τ:時定数
次に、Iq−Lqマップについて詳述する。
3相交流モータのIq−Lqの関係は、通常、図4に示すIq−Lq特性を持つので、Iq−Lqマップでは、図4の特性に基づいてLq値を導出する。
なお、前記で述べた Ld_pi=Ld Lq_Pi=Lq Ra_Pi=Ra のモータパラメータのなかでは、Lq−Iqが図4の特性を示すのに対し、LdはLqほどIdに対して電流依存性がなく、Raについてもあまり依存性はない。したがって、本実施例ではLqのみを算出する方法を記載したが、より性能を向上させるために例えばモータ温度によって各パラメータを補正してもよい。
Y = (e− t / τ ) × Y z + (1−e− t / τ ) × U z (Equation 25)
Where Y: q-axis current estimated value
Y z : q-axis current estimated value in the previous calculation
U z : q-axis current command value in the previous calculation
t: Control cycle
τ: Time constant Next, the Iq-Lq map will be described in detail.
Since the Iq-Lq relationship of the three-phase AC motor normally has the Iq-Lq characteristic shown in FIG. 4, the Lq value is derived based on the characteristic of FIG. 4 in the Iq-Lq map.
Among the motor parameters Ld_pi = Ld Lq_Pi = Lq Ra_Pi = Ra described above, Lq-Iq shows the characteristics shown in FIG. 4, whereas Ld is less current dependent on Id than Lq. There is not much dependency on Ra. Therefore, although a method for calculating only Lq has been described in the present embodiment, each parameter may be corrected based on, for example, the motor temperature in order to improve performance.
次に、図5、図6は、図2に示した電流PI制御に本発明を適用した場合の処理内容を示すフローチャートである。この演算は一定周期で繰り返し行われる。
まず、図5のステップ1では、d軸電流指令値Id*、d軸実電流値Id、q軸電流指令値Iq*、q軸実電流値Iqを読み込み、ステップ2へ移行する。
ステップ2では、ステップ1で取り込んだd軸電流指令値Id*からd軸実電流値Idを減算して、d軸電流偏差err_Idを算出してステップ3へ移行する。
ステップ3では、ステップ2で算出したd軸電流偏差err_Idにd軸比例ゲインKpdを乗算してd軸比例項を算出し、ステップ4へ移行する。
Next, FIGS. 5 and 6 are flowcharts showing processing contents when the present invention is applied to the current PI control shown in FIG. This calculation is repeated at a constant cycle.
First, in
In
In
ステップ4では、ステップ2で算出したd軸電流偏差err_Idにd軸積分ゲインKidを乗算し、積分演算を行ってd軸積分項を算出し、ステップ5へ移行する。
ステップ5では、ステップ3で算出したd軸比例項とステップ4で算出したd軸積分項を加算してd軸電圧指令値Vd*を算出してステップ6へ移行する。
ステップ6では、ステップ1で取り込んだq軸電流指令値Iq*からq軸実電流値Iqを減算してq軸電流偏差err_Iqを算出する。
In
In
In
図5のステップ6から図6のステップ7へ続く。
図6のステップ7ではステップ1で取り込んだq軸電流指令値Iq*、前回の演算時に保存した前回q軸電流指令値Iq* z、および前回q軸電流推定値Iq”zおよび予めメモリに保存してあるフィルタ定数α(=e−t/τ)、β(=1−e−t/τ)を用いて下記(数26)式よりq軸電流推定値Iq”を算出してステップ8へ移行する。
Iq”=[α×Iq”z+β×Iq* z] …(数26)
ステップ8では、次回演算用に前回q軸電流推定値Iq”z=Iq”、前回q軸電流指令値Iq* z=Iq*として前回値を保存してステップ9へ移行する。
In step 7 of FIG. 6, the q-axis current command value Iq * fetched in
Iq ″ = [α × Iq ″ z + β × Iq * z ] (Equation 26)
In
ステップ9では、ステップ8で算出したq軸電流推定値Iq”に応じたLq値を、図4のIq−Lqマップから算出し、ステップ10へ移行する。
ステップ10では、ステップ9で算出したLq値にあらかじめメモリに保存してあるフィルタ時定数の逆数ωcを乗算して、q軸比例項ゲインKpqを算出してステップ11へ移行する。
ステップ11では、ステップ6で算出したd軸電流偏差err_Iqにステップ10で算出したq軸比例項ゲインKpqを乗算してq軸比例項を算出し、ステップ12へ移行する。
In
In step 10, the Lq value calculated in
In step 11, the d-axis current deviation err_Iq calculated in
ステップ12では、ステップ6で算出したq軸電流偏差err_Iqにq軸積分ゲインKiqを乗算し、積分演算を行ってq軸積分項を算出し、ステップ13へ移行する。
ステップ13では、ステップ11で算出したq軸比例項とステップ12で算出したd軸積分項を加算してq軸電圧指令値Vq*を算出し、処理を終了する。
In step 12, the q-axis current deviation err_Iq calculated in
In step 13, the q-axis proportional term calculated in step 11 and the d-axis integral term calculated in step 12 are added to calculate a q-axis voltage command value Vq * , and the process ends.
なお、図6のステップ9〜11においては、q軸電流推定値からLqをマップ引きしてそのLqにωcを乗算してKpqを算出しているが、予めLqにωcを乗算したKpqをマップとして保持し、q軸電流推定値からKpqをマップ引きするように構成することも出来る。
In
上記のように本発明においては、電流指令値と実電流値との差からPI制御によって電圧指令値を演算する場合に、q軸電流指令値からq軸実電流推定値を推定し、推定したq軸実電流推定値に基づいてPI制御におけるq軸比例ゲインを設定し、その設定したq軸比例ゲインに基づいてq軸電圧指令値を算出するように構成しているので、様々なq軸電流値の領域で、設計した電流応答性能を保ち、制御の安定性を保つことが出来る。つまり、実電流値は定常時でも微小ながらもふらつきを持っているが、指令値は定常時には一定である。したがってq軸電流指令値からq軸実電流推定値を推定し、推定したq軸実電流推定値に基づいてPI制御におけるq軸比例ゲインを設定することにより、比例ゲイン設定の基になる電流値が安定するので、安定した比例ゲイン設定が可能となる。また、q軸電流指令値からの推定値とすることでSTEP指令入力時などのように指令値と実値が乖離する領域でも、実電流値に基づいた比例ゲインに設定可能になる。
また、q軸電流推定値をq軸電流指令値の1次遅れで推定するという簡便な推定法を用いることで、演算負荷を増加させることなく、q軸電流指令値からの推定値に基づいた比例ゲインの設定を可能にすることが出来る。
また、様々なq軸電流値の領域において、設計した応答時定数ωcでの電流応答を得ることが出来る、等の効果がある。
As described above, in the present invention, when the voltage command value is calculated by PI control from the difference between the current command value and the actual current value, the q-axis actual current estimated value is estimated from the q-axis current command value, and estimated. Since the q-axis proportional gain in PI control is set based on the q-axis actual current estimated value and the q-axis voltage command value is calculated based on the set q-axis proportional gain, various q-axis The designed current response performance can be maintained in the current value region, and the control stability can be maintained. That is, the actual current value has a slight fluctuation even at the steady state, but the command value is constant at the steady state. Therefore, by estimating the q-axis actual current estimated value from the q-axis current command value and setting the q-axis proportional gain in PI control based on the estimated q-axis actual current estimated value, the current value that is the basis of the proportional gain setting Is stable, and stable proportional gain setting is possible. Further, by using the estimated value from the q-axis current command value, it is possible to set a proportional gain based on the actual current value even in a region where the command value and the actual value deviate such as when a STEP command is input.
Further, by using a simple estimation method of estimating the q-axis current estimated value with the first-order lag of the q-axis current command value, it is based on the estimated value from the q-axis current command value without increasing the calculation load. Proportional gain can be set.
In addition, there are effects such as being able to obtain a current response with the designed response time constant ωc in various q-axis current value regions.
1…電流指令演算部 2…電流PI制御部
3…2相3相変換器 4…PWM変換部
5…インバータ 6…3相モータ
7−1、7−2、7−3…電流センサ 8…回転角検出器
9…A/D変換部 10…3相2相変換器
11…回転数演算部
DESCRIPTION OF
Claims (10)
電流検出手段によって検出された実電流を、d軸実電流値およびq軸実電流値に変換する電流変換手段と、
d軸電流指令値とq軸電流指令値とを演算する電流指令値演算手段と、
前記電流指令値演算手段にて演算されたd軸電流指令値およびq軸電流指令値と、前記電流変換手段によって変換されたd軸実電流値およびq軸実電流値と、に基づいてPI制御演算を行ってd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値を算出する電圧指令値演算手段と、
前記電圧指令値演算手段によって算出されたd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値に基づいて三相電動機の各相巻線へ印加する電圧を制御して電動機を制御する電動機制御手段と、を備えた三相電動機の制御装置において、
前記q軸電流指令値に対応するq軸実電流値の推定値であるq軸電流推定値を算出するq軸電流推定手段を備え、前記電圧指令値演算手段は前記PI制御演算におけるq軸比例ゲインを前記q軸電流推定値に基づいて設定するq軸比例ゲイン設定手段を備え、少なくとも前記q軸比例ゲイン設定手段によって設定されたq軸比例ゲインに基づいてq軸電圧指令値を算出する3相交流電動機の制御装置。 Current detection means for detecting an actual current that flows through each phase winding of the three-phase motor;
Current conversion means for converting the actual current detected by the current detection means into a d-axis actual current value and a q-axis actual current value;
current command value calculating means for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value;
PI control based on the d-axis current command value and the q-axis current command value calculated by the current command value calculation means, and the d-axis actual current value and the q-axis actual current value converted by the current conversion means Voltage command value calculating means for calculating and calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value;
Motor control means for controlling the motor by controlling the voltage applied to each phase winding of the three-phase motor based on the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value calculated by the voltage command value calculation means; In the control device of the three-phase motor provided,
Q-axis current estimating means for calculating a q-axis current estimated value that is an estimated value of the q-axis actual current value corresponding to the q-axis current command value is provided, and the voltage command value calculating means is proportional to the q-axis in the PI control calculation. Q-axis proportional gain setting means for setting a gain based on the q-axis current estimated value, and calculating a q-axis voltage command value based on at least the q-axis proportional gain set by the q-axis proportional gain setting means 3 Control device for phase AC motor.
前記検出された実電流を、d軸実電流値およびq軸実電流値に変換する処理と、
d軸電流指令値とq軸電流指令値とを演算する処理と、
前記d軸電流指令値およびq軸電流指令値と、前記d軸実電流値およびq軸実電流値と、に基づいてPI制御演算を行ってd軸電圧指令値およびq軸電圧指令値を算出する処理と、
前記d軸電圧指令値およびq軸電圧指令値に基づいて三相電動機の各相巻線へ印加する電圧を制御して電動機を制御する処理と、を行う三相電動機の制御方法であって、
前記q軸電流指令値に対応するq軸実電流値の推定値であるq軸電流推定値を算出する処理と、
前記PI制御演算におけるq軸比例ゲインを前記q軸電流推定値に基づいて設定する処理と、
を行い、少なくとも前記の設定されたq軸比例ゲインに基づいてq軸電圧指令値を算出する3相交流電動機の制御方法。 A process of detecting an actual current that is a current flowing through each phase winding of the three-phase motor;
A process of converting the detected actual current into a d-axis actual current value and a q-axis actual current value;
processing for calculating a d-axis current command value and a q-axis current command value;
PI control calculation is performed based on the d-axis current command value and the q-axis current command value, and the d-axis actual current value and the q-axis actual current value to calculate the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value. Processing to
A method for controlling a motor by controlling a voltage applied to each phase winding of the three-phase motor based on the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value,
A process of calculating a q-axis current estimated value that is an estimated value of a q-axis actual current value corresponding to the q-axis current command value;
A process of setting a q-axis proportional gain in the PI control calculation based on the q-axis current estimated value;
And a control method for a three-phase AC motor that calculates a q-axis voltage command value based on at least the set q-axis proportional gain.
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JP (1) | JP2005160199A (en) |
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