JP2019187136A - Device for controlling dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a DC / DC converter.
従来から、電気自動車またはハイブリッド自動車を含む電動車両において、直流電源から供給される電圧に対して電圧変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータが搭載されている。 Conventionally, in an electric vehicle including an electric vehicle or a hybrid vehicle, a DC / DC converter that performs voltage conversion on a voltage supplied from a DC power supply is mounted.
特許文献１には、リアクトルを流れる電流（以下、リアクトル電流）を検出する代わりに、オブザーバを用いてリアクトル電流を推定することで、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。
ところで、電源電圧（直流電源の両端間電圧）およびコンデンサ電圧（平滑コンデンサの両端間電圧）の両方を検出する装置構成では、少なくとも一方の検出誤差が無視できない程度に大きくなると、リアクトル電流の推定精度が低下することがある。 By the way, in the device configuration that detects both the power supply voltage (voltage across the DC power supply) and the capacitor voltage (voltage across the smoothing capacitor), if at least one of the detection errors becomes so large that it cannot be ignored, the reactor current estimation accuracy May decrease.
特に、一方のスイッチング素子をオフ状態に保持したまま、他方のスイッチング素子のみをオン・オフする制御（以下、片素子スイッチング制御）を行う場合、キャリア信号の周期中にリアクトルに流れる電流がゼロになる不連続モードがあるため、２つのスイッチング素子を交互にオン・オフする制御（以下、両素子スイッチング制御）と比べてリアクトル電流の推定精度が低下する傾向がある。 In particular, when performing control to turn on / off only the other switching element while holding one switching element in the off state (hereinafter referred to as single element switching control), the current flowing through the reactor during the period of the carrier signal becomes zero. Since there is a discontinuous mode, there is a tendency that the estimation accuracy of the reactor current is lowered as compared with the control in which the two switching elements are turned on / off alternately (hereinafter, both element switching control).
本発明では、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流を精度よく推定することを目的とする。 An object of the present invention is to accurately estimate a reactor current in so-called single-element switching control.
本発明は、直列に接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルと、を含んで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記リアクトルを流れるリアクトル電流の目標値を示す電流指令値に従って、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部と、前記片素子スイッチング制御が行われている前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態を記述する状態方程式を用いて、前記リアクトル電流および少なくとも１つの外乱量を推定するオブザーバと、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータには、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサが接続され、前記第１スイッチング素子は、前記直流電源および前記コンデンサを含む閉じた経路の一部を構成し、前記第２スイッチング素子は、前記直流電源を含み、かつ前記コンデンサを含まない閉じた経路の一部を構成し、前記少なくとも１つの外乱量は、前記第１スイッチング素子がオン状態に前記第２スイッチング素子がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との間の差分の検出誤差である第１検出誤差と、前記特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、前記直流電源の電圧の検出誤差である第２検出誤差と、を含む制御装置である。 The present invention includes a first switching element and a second switching element connected in series, and a reactor whose both ends are connected to a connection point of the first switching element and the second switching element and a DC power source. A control device for controlling a configured DC / DC converter, wherein one element of the first switching element and the second switching element is controlled according to a current command value indicating a target value of a reactor current flowing through the reactor. Using a switching control unit for performing single-element switching control for driving the other element on and off while maintaining the off-state, and a state equation describing the state of the DC / DC converter in which the single-element switching control is performed And an observer for estimating the reactor current and at least one disturbance amount, A capacitor for smoothing the output voltage from the reactor is connected to the DC / DC converter, and the first switching element forms part of a closed path including the DC power source and the capacitor; The second switching element includes a part of a closed path that includes the DC power source and does not include the capacitor, and the at least one disturbance amount is generated when the second switching element is turned on when the first switching element is turned on. A first detection error which is a detection error of a difference between the voltage of the capacitor and the voltage of the DC power supply in a specific switch state in which each element is held in an off state, and other non-specific switch states And a second detection error that is a detection error of the voltage of the DC power supply in the switch state.
また、前記オブザーバは、前記特定のスイッチ状態にて、前記第１検出誤差に対応するゲインを正値に設定して前記第１検出誤差を推定するとともに、前記第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第２検出誤差を推定してもよい。 The observer sets a gain corresponding to the first detection error to a positive value in the specific switch state to estimate the first detection error, and sets a gain corresponding to the second detection error. The second detection error may be estimated by setting a zero value.
また、前記オブザーバは、前記特定のスイッチ状態でない他のスイッチ状態にて、前記第１検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第１検出誤差を推定するとともに、前記第２検出誤差に対応するゲインを正値に設定して前記第２検出誤差を推定してもよい。 The observer sets the gain corresponding to the first detection error to a zero value in another switch state other than the specific switch state to estimate the first detection error, and the second detection error. The second detection error may be estimated by setting a gain corresponding to 1 to a positive value.
また、前記オブザーバは、前記リアクトル電流の推定値がゼロ値である場合、前記他のスイッチ状態であるにもかかわらず、前記第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第２検出誤差を推定してもよい。 In addition, when the estimated value of the reactor current is a zero value, the observer sets the gain corresponding to the second detection error to a zero value regardless of the other switch state and sets the second value. The detection error may be estimated.
また、前記オブザーバは、前記オン・オフ駆動のタイミングを決定するキャリア信号の半周期毎に前記リアクトル電流を推定し、前記スイッチング制御部は、前記オブザーバによって２回続けて推定された前記リアクトル電流の推定値の平均値を用いて前記片素子スイッチング制御を行ってもよい。 The observer estimates the reactor current every half cycle of the carrier signal that determines the timing of the on / off drive, and the switching control unit is configured to detect the reactor current estimated twice in succession by the observer. The single element switching control may be performed using an average value of the estimated values.
また、前記オブザーバは、前記オン・オフ駆動に応じて前記状態方程式を切り替えながら、前記リアクトル電流、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を推定してもよい。 The observer may estimate the reactor current, the first detection error, and the second detection error while switching the state equation in accordance with the on / off driving.
本発明によれば、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流を精度よく推定することができる。 According to the present invention, the reactor current can be accurately estimated in so-called single-element switching control.
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments described herein.
［モータ駆動装置１００の基本構成］
図１は、本発明の一実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示す図である。このモータ駆動装置１００は、車両を含む様々な電動装置に搭載されてもよい。
[Basic Configuration of Motor Drive Device 100]
FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of a
モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８（コンデンサ）、および負荷１０４を含んで構成される。本図の例では、負荷１０４は、直流を交流に変換するインバータ１０５と、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。なお、モータ１０６は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。
The
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子（以下、上素子１４という）、および第２スイッチング素子（以下、下素子１６という）を有する。なお、上素子１４および下素子１６は、接続点Ｃにて一端同士が直列に接続される。
The DC /
リアクトル１２の一端は、直流電源１０の正極側に接続される。リアクトル１２の他端は、上素子１４および下素子１６の接続点Ｃに接続される。上素子１４の他端は、正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。下素子１６の他端は、負極母線２０を介して、直流電源１０の負極と、インバータ１０５の負極側とにそれぞれ接続される。
One end of the
低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側電圧（直流電源１０からの入力電圧）を平滑化させるコンデンサであり、リアクトル１２の一端および直流電源１０の正極の間と、負極母線２０との間に接続される。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側電圧（リアクトル１２からの出力電圧）を平滑化させるコンデンサであり、正極母線１９および負極母線２０の間に接続される。
The low-
この実施形態では、上素子１４および下素子１６はそれぞれ、ＮＰＮトランジスタにより構成される。上素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとなるように設けられる。下素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとなるように設けられる。また、上素子１４および下素子１６にはそれぞれ、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードが接続される。
In this embodiment, the
制御装置３０は、モータ駆動装置１００に設けられた少なくとも１つの検出器からの状態量に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するコンピュータである。具体的には、制御装置３０は、入力された少なくとも１つの状態量を用いて、上素子１４および下素子１６のスイッチ状態を制御する信号（スイッチング信号）を生成する。本図の例では、制御装置３０には、［１］直流電源１０の両端間電圧（以下、電源電圧ｖｂ）、［２］高圧側コンデンサ１８の両端間電圧（以下、コンデンサ電圧ｖｃ）、［３］モータ１０６のＵ相電流（以下、電流ｉｕ），［４］モータ１０６のＷ相電流（以下、電流ｉｗ）、および［５］モータ１０６の回転角θ、の５つの状態量が入力される。
The
なお、本図に示す「ｉｍ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流である。制御装置３０は、入力された電流ｉｕ，ｉｗ、およびインバータ１０５の出力電圧指令値から電力を求め、この電力をコンデンサ電圧ｖｃで除算することで出力電流ｉｍを算出する。
Note that “i m ” shown in the figure is the output current of the DC /
上記した回路構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて上素子１４および下素子１６のオン期間（デューティ比ｄ）を制御することで、コンデンサ電圧ｖｃの昇圧動作または降圧動作を行うことができる。
DC /
例えば、下素子１６をオン状態にすることで、図面の右方向（昇圧時の電流方向：ＶＬ側からＶＨ側）にリアクトル電流ｉＬが流れ、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。その後、下素子１６をオフ状態にすることで、上素子１４のダイオードを介して正極母線１９側に電流が流れ、入力側電圧（ＶＬ）よりも高い出力側電圧（ＶＨ）が得られる。
For example, when the
反対に、上素子１４をオン状態にすることで、図面の左方向（降圧時の電流方向：ＶＨ側からＶＬ側）にリアクトル電流ｉＬが流れる。その後、上素子１４をオフ状態にすることで、下素子１６のダイオードを介して負極母線２０側から電流が流れ、出力側電圧（ＶＨ）が下げられる。
On the contrary, when the
［推定モデルの概要］
＜片素子スイッチング制御＞
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング制御として、［１］上素子１４および下素子１６を交互にオン・オフする制御（以下、両素子スイッチング制御）と、［２］一方の素子（例えば、上素子１４）をオフ状態に保持したまま、他方の素子（例えば、下素子１６）のみをオン・オフする制御（以下、片素子スイッチング制御）が考えられる。特に、片素子スイッチング制御の場合、両素子スイッチング制御と比べて、スイッチングに伴う電力の損失量がより少なくなる利点がある。
[Outline of estimation model]
<Single element switching control>
As switching control of the DC /
図２は、力行モードから回生モードへの切り替え前後におけるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。グラフの横軸は時間を示すとともに、グラフの縦軸はリアクトル電流値（符号あり）を示す。ここでは、キャリア周期に相当する三角波状のリプルを発生させながら、リアクトル電流ｉＬを線形的に減少させる電流制御を行う。つまり、リアクトル電流ｉＬがゼロ又は正（ｉＬ≧０）である力行モードから、リアクトル電流ｉＬが負（ｉＬ＜０）である回生モードに移行させることを想定する。 FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a temporal change in reactor current i L before and after switching from the power running mode to the regenerative mode. The horizontal axis of the graph indicates time, and the vertical axis of the graph indicates a reactor current value (with a sign). Here, while generating a triangular wave-shaped ripple corresponding to the carrier period, the current control is performed to decrease the reactor current i L linearly. That is, it is assumed that the reactor current i L is shifted from the power running mode in which the reactor current i L is zero or positive (i L ≧ 0) to the regenerative mode in which the reactor current i L is negative (i L <0).
図２（ａ）は、両素子スイッチング制御によるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。両素子スイッチング制御は、与えられたデューティ比ｄに従って、上素子１４、下素子１６を交互にオン・オフする制御である。この制御は、ゼロ電流をクロスする前後において、キャリア周期中にリアクトル電流ｉＬが連続的に流れる連続モード（ＣＣＭ）を保ったまま、力行モードから回生モードに継ぎ目なく移行させる。
FIG. 2A is a diagram illustrating an example of a temporal change of the reactor current i L by the both-element switching control. The both-element switching control is a control for alternately turning on and off the
図２（ｂ）は、片素子スイッチング制御によるリアクトル電流ｉＬの時間変化の一例を示す図である。片素子スイッチング制御は、力行モードにて下素子１６のみをオン・オフし、回生モードにて上素子１４のみをオン・オフする制御である。この制御は、ゼロ電流をクロスする前後において、上素子１４および下素子１６が一時的にオフ状態になることで、キャリア周期中にリアクトル電流ｉＬがゼロとなる不連続モード（ＤＣＭ）を発生させる。
FIG. 2B is a diagram illustrating an example of a temporal change of the reactor current i L by the single element switching control. The single element switching control is a control in which only the
この不連続モードの発生中、制御系の入出力特性（ｄ−ｉＬの特性曲線）におけるリニアリティが局所的に低下し、リアクトル電流ｉＬの推定精度を損ねる可能性がある。このように、片素子スイッチング制御を行う場合、両素子スイッチング制御を行う場合と比べてリアクトル電流ｉＬの推定精度が低下する傾向がある。 During the occurrence of this discontinuous mode, the linearity in the input / output characteristics of the control system (di- L characteristic curve) may be locally reduced, and the estimation accuracy of the reactor current i L may be impaired. Thus, when performing single element switching control, reactor current i L estimation accuracy as compared with the case where both the element switching control tends to decrease.
＜電圧の検出誤差＞
図１に示す制御系において、電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃをそれぞれ検出する２つの電圧検出器が必要とされる。例えば、制御系の製造コストを下げるために検出精度が相対的に低い電圧検出器を実装した場合、この検出精度に起因して、リアクトル電流ｉＬの推定精度が低下する可能性がある。以下の説明では、直流電源１０の検出電圧を（ｖｂ＋Δｖｂ）と表現し、高圧側コンデンサ１８の検出電圧を（ｖｃ＋Δｖｃ）と表現する。各々の和の第１項（ｖｂ，ｖｃ）は電圧の実際値であり、各々の和の第２項（Δｖｂ，Δｖｃ）は電圧検出器に起因する検出誤差である。
<Voltage detection error>
In the control system shown in FIG. 1, two voltage detectors for detecting the power supply voltage v b and capacitor voltage v c, respectively, it is required. For example, when a voltage detector having a relatively low detection accuracy is mounted in order to reduce the manufacturing cost of the control system, there is a possibility that the estimation accuracy of the reactor current i L is lowered due to this detection accuracy. In the following description, the detection voltage of the
図３（ａ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における第１スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。ここで、「第１スイッチ状態」とは、上素子１４がオン状態であり、かつ下素子１６がオフ状態であることをいう。
FIG. 3A is a partial circuit diagram schematically showing a first switch state in the DC /
本図から理解されるように、第１スイッチ状態下にて、破線で示す閉じた経路（以下、第１閉ループ経路２２という）が形成される。この第１閉ループ経路２２は、直流電源１０を起点として、リアクトル１２、上素子１４、および高圧側コンデンサ１８を経由する経路である。つまり、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）の誤差の観点では、差分（Δｖｃ−Δｖｂ）が検出誤差（いわゆる外乱）として作用し得る。
As understood from this figure, a closed path (hereinafter referred to as a first closed loop path 22) indicated by a broken line is formed under the first switch state. The first
図３（ｂ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１における第２スイッチ状態を模式的に示す部分回路図である。ここで、「第２スイッチ状態」とは、上素子１４がオフ状態であり、かつ下素子１６がオン状態であることをいう。
FIG. 3B is a partial circuit diagram schematically showing the second switch state in the DC /
本図から理解されるように、第２スイッチ状態下にて、破線で示す閉じた経路（以下、第２閉ループ経路２４という）が形成される。この第２閉ループ経路２４は、直流電源１０を起点として、リアクトル１２、および下素子１６を経由する経路である。つまり、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）の誤差の観点では、Δｖｂが検出誤差（いわゆる外乱）として作用し得る。
As understood from this figure, a closed path (hereinafter referred to as a second closed loop path 24) indicated by a broken line is formed under the second switch state. The second
＜モード１の状態方程式（第１閉ループ経路２２）＞
そこで、上記した誤差要因を考慮して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチ状態に応じた推定モデルを構築する。この推定モデルの主な特徴は、［１］第１，第２スイッチ状態に応じて２種類の状態方程式を切り替える点、［２］第１，第２スイッチ状態に対応する２種類の外乱を導入する点、である。
<State Equation of Mode 1 (First Closed Loop Path 22)>
Therefore, an estimation model corresponding to the switch state of the DC /
ここで、入力ベクトル（ｕ）は、出力電流ｉｍおよび電源電圧ｖｂの２つの成分からなるベクトルである。状態ベクトル（ｘ）は、２つの状態量（コンデンサ電圧ｖｃおよびリアクトル電流ｉＬ）に２つの外乱量を付加した４つの成分からなるベクトルである。 Here, the input vector (u) is a vector consisting of two components of the output current i m and the power supply voltage v b. The state vector (x) is a vector consisting of two state quantities four components by adding two external disturbance value (the capacitor voltage v c and reactor current i L).
第１の外乱量は、特定のスイッチ状態における、コンデンサ電圧ｖｃと電源電圧ｖｂとの間の差分（ｖｃ−ｖｂ）の検出誤差（以下、第１検出誤差という）である。第２の外乱量は、特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、電源電圧ｖｂの検出誤差（以下、第２検出誤差という）である。なお、「特定のスイッチ状態」とは、所定の期間（キャリア半周期の整数倍に相当する期間）を通して、上素子１４がオン状態に、下素子１６がオフ状態にそれぞれ保持された状態を意味する。
The first disturbance amount is a detection error (hereinafter referred to as a first detection error) of a difference (v c −v b ) between the capacitor voltage v c and the power supply voltage v b in a specific switch state. The second disturbance quantity, in other switch state is not a particular switch state, detection error of the power supply voltage v b (hereinafter, referred to as second detection error) is. The “specific switch state” means a state in which the
図３（ａ）の第１閉ループ経路２２に対応する連続時間系の状態方程式は、以下の数式（１）により記述される。ここで、「Ｌ」は、リアクトル１２のインダクタンス値を示す。「Ｃ」は、高圧側コンデンサ１８のキャパシタンス値を示す。「ＲＬ」は、リアクトル１２の抵抗値を示す。また、上付きのドットは、時間微分演算子を示す。
The state equation of the continuous time system corresponding to the first
ここで、数式（１）の状態方程式を、双一次変換を用いて離散化させることで、離散時間系の状態方程式を示す数式（２）が得られる。 Here, by discretizing the state equation of Equation (1) using bilinear transformation, Equation (2) indicating the state equation of the discrete time system is obtained.
＜モード２の状態方程式（第２閉ループ経路２４）＞
図３（ｂ）の第２閉ループ経路２４に対応する連続時間系の状態方程式は、以下の数式（３）により記述される。
<State Equation of Mode 2 (Second Closed Loop Path 24)>
The state equation of the continuous time system corresponding to the second
ここで、数式（３）の状態方程式を、双一次変換を用いて離散化させることで、離散時間系の状態方程式を示す数式（４）が得られる。
［制御装置３０の説明］
続いて、上記した推定モデルを適用する制御装置３０の構成および動作について、図４〜図１０を参照しながら詳細に説明する。
[Description of Control Device 30]
Next, the configuration and operation of the
＜制御装置３０の構成および動作＞
図４は、図１に示す制御装置３０の構成図である。制御装置３０は、指令値算出器３２、オブザーバ３４、デューティ比制御器３６、および三角波比較器３８を含んで構成される。本図の「ｖｃ」は、コンデンサ電圧ｖｃの検出値であり、単に「電圧検出値ｖｃ」ともいう。
<Configuration and Operation of
FIG. 4 is a block diagram of the
また、「指令値」を示す変数は、上付きのアスタリスク「＊」を付して表記される。「ｖｃ ＊」は、コンデンサ電圧ｖｃの指令値であり、単に「電圧指令値ｖｃ ＊」ともいう。「ｉＬ ＊」は、リアクトル電流ｉＬの指令値であり、単に「電流指令値ｉＬ ＊」ともいう。 In addition, a variable indicating “command value” is indicated with a superscript “ * ”. “V c * ” is a command value of the capacitor voltage v c , and is also simply referred to as “voltage command value v c * ”. “I L * ” is a command value of reactor current i L , and is also simply referred to as “current command value i L * ”.
また、「推定値」を示す変数は、上付きの波線「~」（チルダ）を付して表記される。「~ｉＬ」は、リアクトル電流ｉＬの推定値であり、単に「電流推定値~ｉＬ」ともいう。「~Δ（ｖｃ−ｖｂ）」は、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）の推定値であり、単に「誤差推定値~Δ（ｖｃ−ｖｂ）」ともいう。「~Δｖｂ」は、第２検出誤差Δｖｂの推定値であり、単に「誤差推定値~Δｖｂ」ともいう。 Further, the variable indicating the “estimated value” is described with a superscript wavy line “˜” (tilde). “˜i L ” is an estimated value of the reactor current i L and is also simply referred to as “current estimated value˜i L ”. “˜Δ (v c −v b )” is an estimated value of the first detection error Δ (v c −v b ), and is also simply referred to as “error estimated value˜Δ (v c −v b )”. “˜Δv b ” is an estimated value of the second detection error Δv b , and is also simply referred to as “error estimated value ~ Δv b ”.
指令値算出器３２は、電圧指令値ｖｃ ＊と電圧検出値ｖｃとの間の偏差（ｖｃ ＊−ｖｃ）を用いて、リアクトル電流ｉＬの指令値である電流指令値ｉＬ ＊を算出する。例えば、指令値算出器３２は、入力された偏差に対して比例積分演算（ＰＩ演算）を行うことで、電流指令値ｉＬ ＊を算出してもよい。
オブザーバ３４は、制御対象（ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１）の動作を模擬する機構である。具体的には、オブザーバ３４は、上素子１４または下素子１６のオン・オフ駆動に応じて状態方程式を切り替えながら（オン期間とオフ期間とでは異なる種類の状態方程式を用いて）、少なくとも１つの状態量および少なくとも１つの外乱量を推定する。ここでは、オブザーバ３４は、４つの変数（電圧指令値ｖｃ ＊、電圧検出値ｖｃ、電源電圧ｖｂおよび出力電流ｉｍ）を入力し、３つの変数（電流推定値~ｉＬ、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ））を出力する。
The
デューティ比制御器３６は、電流指令値ｉＬ ＊、電流推定値~ｉＬ、２つの誤差推定値~Δｖｂ，~Δ（ｖｃ−ｖｂ）および出力電流ｉｍを用いて、数式（５）に従って、デューティ比ｄの指令値を算出する。右辺の第１項は、フィードフォワード項（Ｆ／Ｆ項）に相当する。右辺の第２項は、ＰＩ制御の比例項（Ｐ項）に相当する。右辺の第３項は、ＰＩ制御の積分項（Ｉ項）に相当する。
Duty
三角波比較器３８は、オン・オフ駆動のタイミングを決定するキャリア信号（以下、単に「キャリア」ともいう）と、デューティ比ｄの指令値との間の大小関係を比較し、その比較結果に基づいて、上素子１４および下素子１６をスイッチング駆動する信号（つまり、スイッチング信号）を生成する。デューティ比制御器３６および三角波比較器３８は、リアクトル電流ｉＬの目標値である電流指令値ｉＬ ＊に従って、少なくとも片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部４０に相当する。
The
このようにして、制御装置３０は、上素子１４および下素子１６に向けてスイッチング信号を出力することで、上素子１４および下素子１６のオン・オフ駆動を通じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を制御する。
In this way, the
図５は、片素子スイッチング制御におけるスイッチング波形を示す図である。グラフの横軸は時間を示すとともに、グラフの縦軸はデューティ比ｄ（値の範囲は−１≦ｄ≦１）を示す。２種類のキャリア（上側キャリアおよび下側キャリア）は、互いに同位相かつ同振幅の三角波である。上側キャリアは［０，１］の範囲内で周期的に変化するとともに、下側キャリアは［−１，０］の範囲内で周期的に変化する。 FIG. 5 is a diagram showing a switching waveform in the single element switching control. The horizontal axis of the graph represents time, and the vertical axis of the graph represents the duty ratio d (value range is −1 ≦ d ≦ 1). The two types of carriers (upper carrier and lower carrier) are triangular waves having the same phase and the same amplitude. The upper carrier periodically changes in the range [0, 1], and the lower carrier periodically changes in the range [-1, 0].
ここで、デューティ比ｄ＝１は、１回のキャリア周期において上素子１４が常にオン状態（オン率が１００％）であり、下素子１６が常にオフ状態（オン率が０％）に相当する。一方、デューティ比ｄ＝−１は、１回のキャリア周期において上素子１４が常にオフ状態（オン率が０％）であり、下素子１６が常時オン状態（オン率が１００％）に相当する。なお、デューティ比ｄ＝０は、１回のキャリア周期において上素子１４および下素子１６が常にオフ状態（オン率が０％）に相当する。
Here, the duty ratio d = 1 corresponds to that the
図５（ａ）は、下素子１６をオフ状態に保ったまま、上素子１４のみをオン・オフする上素子スイッチング制御におけるスイッチング波形を示す。三角波比較器３８（図４）は、所定の時間毎（ここでは、キャリア半周期毎）に更新される指令値と、上側キャリアとの大小関係を比較することで、上素子１４のスイッチング波形を生成する。
FIG. 5A shows a switching waveform in the upper element switching control in which only the
このスイッチング波形は、指令値（ゼロ又は正値）が上側キャリアよりも高い時間帯ではオン状態を示す一方、指令値が上側キャリアよりも低い時間帯ではオフ状態を示す。以下、上素子１４がオン状態を保持する時間を保持時間Ｔ１、上素子１４がオフ状態を保持する時間を保持時間Ｔ２とそれぞれ定義する。キャリア半周期をＴとすると、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２の関係が常に成り立つ。
This switching waveform indicates an ON state in a time zone in which the command value (zero or positive value) is higher than that of the upper carrier, and indicates an OFF state in a time zone in which the command value is lower than that of the upper carrier. Hereinafter, the time during which the
上素子スイッチング制御の実行中である前提の下で、上素子１４がオン状態である場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作は、数式（２）で示す「モード１」の状態方程式を用いて適切に記述される。一方、上素子１４がオフ状態である場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作は、数式（４）で示す「モード２」の状態方程式により適切に記述される。
Under the premise that the upper element switching control is being executed, the operation of the DC /
図５（ｂ）は、上素子１４をオフ状態に保ったまま、下素子１６のみをオン・オフする下素子スイッチング制御におけるスイッチング波形を示す。三角波比較器３８（図４）は、所定の時間毎（ここでは、キャリア半周期毎）に更新される指令値と、下側キャリアとの大小関係を比較することで、下素子１６のスイッチング波形を生成する。
FIG. 5B shows a switching waveform in lower element switching control in which only the
このスイッチング波形は、指令値（負値）が下側キャリアよりも高い時間帯ではオフ状態を示す一方、指令値が下側キャリアよりも低い時間帯ではオン状態を示す。以下、下素子１６がオン状態を保持する時間を保持時間Ｔ２、下素子１６がオフ状態を保持する時間を保持時間Ｔ１とそれぞれ定義する。上素子スイッチング制御の場合と同様に、Ｔ＝Ｔ２＋Ｔ１の関係が常に成り立つ。
This switching waveform indicates an off state in a time zone in which the command value (negative value) is higher than that of the lower carrier, and indicates an on state in a time zone in which the command value is lower than that of the lower carrier. Hereinafter, the time during which the
下素子スイッチング制御の実行中である前提の下で、下素子１６がオン状態である場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作は、数式（４）で示す「モード２」の状態方程式により適切に記述される。一方、下素子１６がオフ状態である場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の動作は、数式（２）で示す「モード１」の状態方程式を用いて適切に記述される。
Under the assumption that the lower element switching control is being executed, when the
＜オブザーバ３４の構成および動作＞
続いて、オブザーバ３４の動作の一例について、図６のフローチャートおよび図７のブロック図を参照しながら説明する。ここで、オブザーバ３４は、片素子スイッチング制御を実行しながら、演算周期（キャリア半周期Ｔ）毎に推定処理を行う場合を想定する。
<Configuration and operation of
Next, an example of the operation of the
図６のステップＳ１において、オブザーバ３４は、割込み指令を受け付け、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が特定のスイッチ状態であるか否かを判定する。この割込み指令は、キャリアが「谷」または「山」の位置にあるときに発生する。オブザーバ３４は、例えば、キャリア半周期（Ｔ）における指令値がｄ＝１である場合に「特定のスイッチ状態」であると判定してもよい。
In step S1 of FIG. 6, the
特定のスイッチ状態に該当する場合（ステップＳ１：ＹＥＳ）、オブザーバ３４は、図７のブロック「Ｈ」に特定ゲイン｛Ｈｓ｝を設定する（ステップＳ２）。一方、特定のスイッチ状態に該当しない場合（ステップＳ１：ＮＯ）、オブザーバ３４は、図７のブロック「Ｈ」に標準ゲイン｛Ｈｎ｝を設定する。
When a specific switch state is met (step S1: YES), the
図８は、２種類のゲイン｛Ｈｓ，Ｈｎ｝を択一的に設定する方法を説明する図である。ここで、４つのゲイン成分ｈ１〜ｈ4は、いずれも正値であるとする。本図から理解されるように、特定ゲイン｛Ｈｓ｝の第１成分（コンデンサ電圧ｖｃのゲイン）は、標準ゲイン｛Ｈｎ｝の第１成分と等しい。また、特定ゲイン｛Ｈｓ｝の第２成分（リアクトル電流ｉＬのゲイン）は、標準ゲイン｛Ｈｎ｝の第２成分と等しい。 FIG. 8 is a diagram for explaining a method of alternatively setting two types of gains {H s , H n }. Here, it is assumed that the four gain components h 1 to h 4 are all positive values. As will be understood from the figure, the first component of the particular gain {H s} (gain capacitor voltage v c) is equal to the first component of the standard gain {H n}. Further, the second component of the specific gain {H s } (the gain of the reactor current i L ) is equal to the second component of the standard gain {H n }.
ところが、特定ゲイン｛Ｈｓ｝の第３成分（第２検出誤差Δｖｂのゲイン）が０（ゼロ値）であるのに対して、標準ゲイン｛Ｈｎ｝の第３成分はｈ３（非ゼロ値）である。また、特定ゲイン｛Ｈｓ｝の第４成分（第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）のゲイン）がｈ３（非ゼロ値）である一方、通常ゲイン｛Ｈｎ｝の第４成分は０（ゼロ値）である。ここで、「ゼロ値」とは、完全なゼロのみならず、推定精度に影響を与えない程度の微小値を含む値である。「推定精度に影響を与えない程度」とは、具体的には、ゲインに比例するフィードバック項（Ｆ／Ｂ項）がリアクトル電流ｉＬのリプル振幅を超えない程度を意味する。 However, the third component of the specific gain {H s } (the gain of the second detection error Δv b ) is 0 (zero value), whereas the third component of the standard gain {H n } is h 3 (non-zero). Zero value). Further, the fourth component of the specific gain {H s } (the gain of the first detection error Δ (v c −v b )) is h 3 (non-zero value), while the fourth component of the normal gain {H n }. Is 0 (zero value). Here, the “zero value” is a value that includes not only perfect zero but also a minute value that does not affect the estimation accuracy. The “degree that does not affect the estimation accuracy” specifically means the degree that the feedback term (F / B term) proportional to the gain does not exceed the ripple amplitude of the reactor current i L.
このように、オブザーバ３４は、特定のスイッチ状態（ｄ＝１）にて、第１検出誤差に対応するゲインを正値（ｈ４）に設定して第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）を推定するとともに、第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して第２検出誤差Δｖｂを推定してもよい。これにより、特定のスイッチ状態におけるリアクトル電流ｉＬの推定精度が向上する。
Thus, the
一方、オブザーバ３４は、特定のスイッチ状態でない他のスイッチ状態（−１≦ｄ＜１）にて、第１検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）を推定するとともに、第２検出誤差に対応するゲインを正値（ｈ３）に設定して第２検出誤差Δｖｂを推定してもよい。これにより、他のスイッチ状態におけるリアクトル電流ｉＬの推定精度が向上する。
On the other hand, the
さらに、オブザーバ３４は、電流推定値~ｉＬがゼロ値である場合、他のスイッチ状態（−１≦ｄ＜１）であるにもかかわらず、第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して第２検出誤差Δｖｂを推定してもよい。これにより、ゼロ電流の近傍におけるリアクトル電流ｉＬの推定精度が向上する。
Furthermore, the
図６のステップＳ４において、オブザーバ３４は、キャリアの信号値を用いて、割込みの発生時におけるキャリアの位置を判定する。谷であると判定された場合（ステップＳ４：谷）、ステップＳ５に進む。
In step S4 of FIG. 6, the
ステップＳ５において、オブザーバ３４は、キャリアの上り（谷→山）における保持時間Ｔ１，Ｔ２を算出する。具体的には、Ｔ１＝｜ｄ｜Ｔ、Ｔ２＝（１−｜ｄ｜）Ｔによって求められる。つまり、上素子スイッチング制御の場合はＴ１＝ｄＴ、Ｔ２＝（１−ｄ）Ｔであり、下素子スイッチング制御の場合はＴ１＝−ｄＴ、Ｔ２＝（１＋ｄ）Ｔである。
In step S < b > 5, the
ステップＳ６において、オブザーバ３４は、図７のブロック「Ａ」に係数行列Ａを、図７のブロック「Ｂ」に係数行列Ｂをそれぞれ設定する。この設定に先立ち、オブザーバ３４は、２組の係数行列（Ａｐ，Ｂｐ）（Ａｑ，Ｂｑ）をそれぞれ算出する。
In step S6, the
図９は、係数行列の設定方法を説明する図である。係数行列の要素はそれぞれ、保持時間Ｔ１，Ｔ２の関数で表現される。係数行列（Ａｐ，Ｂｐ）は「上り」のモード１（保持時間Ｔ１）で、係数行列（Ａｑ，Ｂｑ）は「上り」のモード２（保持時間Ｔ２）でそれぞれ使用される。Ａｐは、数式（２）に含まれるＡ１（Ｔ）にＴ＝Ｔ１を代入した行列である。Ｂｐは数式（２）に含まれるＢ１（Ｔ）にＴ＝Ｔ１を代入した行列である。Ａｑは、数式（４）に含まれるＡ２（Ｔ）にＴ＝Ｔ２を代入した行列である。Ｂｑは、数式（４）に含まれるＢ２（Ｔ）にＴ＝Ｔ２を代入した行列である。 FIG. 9 is a diagram for explaining a coefficient matrix setting method. Each element of the coefficient matrix is expressed by a function of holding times T 1 and T 2 . The coefficient matrix (A p , B p ) is used in “up” mode 1 (holding time T 1 ), and the coefficient matrix (A q , B q ) is used in “up” mode 2 (holding time T 2 ). The A p is a matrix obtained by substituting T = T 1 into A 1 (T) included in Equation (2). B p is a matrix obtained by substituting T = T 1 into B 1 (T) included in Equation (2). A q is a matrix obtained by substituting T = T 2 into A 2 (T) included in Equation (4). B q is a matrix obtained by substituting T = T 2 into B 2 (T) included in Equation (4).
ステップＳ７において、オブザーバ３４は、キャリアの「上り」における状態ベクトル（ｘ）の中間推定を行う。つまり、以下の数式（６），（７）に従って、ｋ−ステップ目に対応する「谷」の位置から、ｋ−ステップ目に対応する「山」の位置（半ステップ先）が推定される。ここでは、説明の便宜のため、キャリア周期（２Ｔ）を「１ステップ」と定義している。
In step S <b> 7, the
なお、図７のブロック「Ｃ」は、出力ベクトル（ｙ）を決定する係数行列である。上記した数式（６），（７）の例では、Ｃ＝｛１，０，０，０｝に相当する。 Note that the block “C” in FIG. 7 is a coefficient matrix that determines the output vector (y). In the examples of the above formulas (6) and (7), this corresponds to C = {1, 0, 0, 0}.
以上のようにして、オブザーバ３４は、「谷」の割込み動作を終了する。一方、ステップＳ４に戻って、オブザーバ３４は、割込みの発生時におけるキャリアの位置が「山」であると判定された場合（ステップＳ４：山）、ステップＳ８に進む。
As described above, the
ステップＳ８において、オブザーバ３４は、キャリアの下り（山→谷）における保持時間Ｔ２，Ｔ１を算出する。具体的には、Ｔ２＝｜ｄ｜Ｔ、Ｔ１＝（１−｜ｄ｜）Ｔによって求められる。つまり、上素子スイッチング制御の場合はＴ２＝ｄＴ、Ｔ１＝（１−ｄ）Ｔであり、下素子スイッチング制御の場合はＴ２＝−ｄＴ、Ｔ１＝（１＋ｄ）Ｔである。
In step S < b > 8, the
ステップＳ９において、オブザーバ３４は、図７のブロック「Ａ」に係数行列Ａを、図７のブロック「Ｂ」に係数行列Ｂをそれぞれ設定する。この設定に先立ち、オブザーバ３４は、２組の係数行列（Ａｐ，Ｂｐ）（Ａｑ，Ｂｑ）をそれぞれ算出する。
In step S9, the
図９に戻って、係数行列（Ａｐ，Ｂｐ）は「下り」のモード２（保持時間Ｔ２）で、係数行列（Ａｑ，Ｂｑ）は「下り」のモード１（保持時間Ｔ１）でそれぞれ使用される。Ａｐは、数式（４）に含まれるＡ２（Ｔ）にＴ＝Ｔ２を代入した行列である。Ｂｐは数式（４）に含まれるＢ２（Ｔ）にＴ＝Ｔ２を代入した行列である。Ａｑは、数式（２）に含まれるＡ１（Ｔ）にＴ＝Ｔ１を代入した行列である。Ｂｑは、数式（２）に含まれるＢ１（Ｔ）にＴ＝Ｔ１を代入した行列である。
Returning to FIG. 9, the coefficient matrix (A p , B p ) is “down” mode 2 (holding time T 2 ), and the coefficient matrix (A q , B q ) is “down” mode 1 (holding
ステップＳ１０において、オブザーバ３４は、キャリアの「下り」における状態ベクトル（ｘ）の最終推定を行う。つまり、次の数式（８），（９）に従って、ｋ−ステップ目に対応する「山」の位置から、（ｋ＋１）ステップ目に対応する「谷」の位置（さらに半ステップ先）が推定される。
In step S10, the
このようにして、オブザーバ３４は、キャリア半周期毎の推定処理を行った後、得られた電流推定値~ｉＬをデューティ比制御器３６に向けて出力する。ところで、アナログ回路（例えば、Ａ／Ｄコンバータの特性）に起因する遅延時間δが発生する場合、キャリアの上りでデューティ比が（δ／Ｔ）だけ減少し、キャリアの下りでデューティ比が（δ／Ｔ）だけ増加する。その結果、電流推定値~ｉＬは、一定の指令値を与えたにもかかわらず、キャリアの山谷に応じてばらつく現象が起こり得る。
In this way, the
そこで、図１０に示すように、オブザーバ３４は、前回の電流推定値~ｉＬ（ｋ）と今回の電流推定値~ｉＬ（ｋ＋１）の平均値を求め、この平均値をデューティ比制御器３６に向けて出力してもよい。この場合、スイッチング制御部４０は、オブザーバ３４によって２回続けて推定された電流推定値~ｉＬの平均値を用いて、片素子スイッチング制御を行うことになる。これにより、上記した遅延時間δの影響が少なくなり、リアクトル電流ｉＬの推定精度が向上する。
Therefore, as shown in FIG. 10, the
［この実施形態による効果］
＜シミュレーション＞
この実施形態による効果を確認するためのシミュレーション結果について、図１１〜図１５を参照しながら説明する。ここでは、電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃの少なくとも一方に検出誤差（一定値）が発生した場合における、リアクトル電流ｉＬの推定精度を検証した。
[Effects of this embodiment]
<Simulation>
Simulation results for confirming the effect of this embodiment will be described with reference to FIGS. Here, when the power supply voltage v b and that on at least one detection error of the capacitor voltage v c (constant value) is generated, to verify the accuracy of estimation of the reactor current i L.
以下、「実施例」は、上記した数式（６）〜（９）に従って、片素子スイッチング制御を行った結果を示す。一方、「比較例」は、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを考慮しない状態方程式を用いて、片素子スイッチング制御を行った結果を示す。ここでは、図１１に示すような、コンデンサ電圧ｖｃ（上段のグラフ）および電源電圧ｖｂ（下段のグラフ）の時間変化が生じた場合を想定する。 Hereinafter, “Example” indicates the result of performing single-element switching control according to the above-described mathematical expressions (6) to (9). On the other hand, the “comparative example” shows a result of performing single-element switching control using a state equation that does not consider the first detection error Δ (v c −v b ) and the second detection error Δv b . Here, it is assumed that the capacitor voltage v c (upper graph) and the power supply voltage v b (lower graph) change with time as shown in FIG.
第１の事例として、直流電源１０に設けられる電圧検出器（以下、Ｖｂセンサ）に一定の検出誤差（いわゆるオフセット誤差）があり、高圧側コンデンサ１８に設けられる電圧検出器（以下、Ｖｃセンサ）に検出誤差がない場合が想定される。ここでは、電源電圧ｖｂのみが、実際の電圧よりも一定のオフセット量だけ常に高く検出されるとする。
As a first example, there is a certain detection error (so-called offset error) in the voltage detector (hereinafter referred to as Vb sensor) provided in the
図１２は、比較例におけるリアクトル電流ｉＬの第１の推定結果を示す図である。図１３は、実施例におけるリアクトル電流ｉＬの第１の推定結果を示す図である。上段のグラフはリアクトル電流ｉＬの出力値を示すとともに、下段のグラフはリアクトル電流ｉＬの推定値（つまり、電流推定値~ｉＬ）を示す。 FIG. 12 is a diagram illustrating a first estimation result of the reactor current i L in the comparative example. FIG. 13 is a diagram illustrating a first estimation result of the reactor current i L in the example. Upper row graph with showing the output value of the reactor current i L, the lower graph shows the estimated value of the reactor current i L (that is, the current estimated value ~ i L).
図１２に示す比較例では、電源電圧ｖｂのオフセット誤差が正値であるため、リアクトル電流ｉＬが出力値よりも概ね高く推定される傾向がある。その結果、本図から理解されるように、リアクトル電流ｉＬの時間変化に追従して推定が行われるが、破線で囲む２つの時間帯において、出力値と推定値との間の乖離（つまり、推定誤差）が顕著に生じている。一方、図１３に示す実施例では、リアクトル電流ｉＬの時間変化に追従して推定が行われており、かつ、すべての時間帯にて推定誤差がないか軽微であることが確認される。 In the comparative example shown in FIG. 12, for the offset error in the power supply voltage v b is a positive value, there is a tendency that the reactor current i L is substantially higher estimated than the output value. As a result, as can be understood from this figure, the estimation is performed following the time change of the reactor current i L , but the difference between the output value and the estimated value (that is, in two time zones surrounded by a broken line) , Estimation error) has occurred remarkably. Meanwhile, in the embodiment shown in FIG. 13, which is performed estimated to follow the temporal change of the reactor current i L, and it is confirmed all is minor or no estimation error at the time zone.
第２の事例として、ＶｂセンサおよびＶｃセンサの両方に一定の検出誤差がある場合が想定される。ここでは、電源電圧ｖｂおよびコンデンサ電圧ｖｃの両方が、実際の電圧よりも一定かつ同じ程度のオフセット量だけ常に高く検出されるとする。 As a second case, it is assumed that both the Vb sensor and the Vc sensor have a certain detection error. Here, both of the power supply voltage v b and the capacitor voltage v c is always detected with high offset amount of a certain degree and the same than the actual voltage.
図１４は、比較例におけるリアクトル電流ｉＬの第２の推定結果を示す図である。図１５は、実施例におけるリアクトル電流ｉＬの第２の推定結果を示す図である。図１２，図１３の場合と同様に、上段のグラフはリアクトル電流ｉＬの出力値を示すとともに、下段のグラフは電流推定値~ｉＬを示す。 FIG. 14 is a diagram illustrating a second estimation result of the reactor current i L in the comparative example. FIG. 15 is a diagram illustrating a second estimation result of the reactor current i L in the example. 12, as in the case of FIG. 13, with the upper graph shows the output value of the reactor current i L, the lower graph shows the current estimated value ~ i L.
図１４に示す比較例では、コンデンサ電圧ｖｃのオフセット誤差が正値であるため、リアクトル電流ｉＬが出力値よりも概ね高く推定される傾向がある。その結果、本図から理解されるように、リアクトル電流ｉＬの時間変化に追従して推定が行われるが、破線で囲む２つの時間帯において、実際値と推定値との間の乖離（つまり、推定誤差）が顕著に生じている。一方、図１５に示す実施例では、リアクトル電流ｉＬの時間変化に追従して推定が行われており、かつ、すべての時間帯にて推定誤差がないか軽微であることが確認される。 In the comparative example shown in FIG. 14, for the offset error of the capacitor voltage v c is a positive value, there is a tendency that the reactor current i L is substantially higher estimated than the output value. As a result, as understood from this figure, the estimation is performed following the time change of the reactor current i L , but in the two time zones surrounded by the broken line, the difference between the actual value and the estimated value (that is, , Estimation error) has occurred remarkably. On the other hand, in the embodiment shown in FIG. 15, it is confirmed that the estimation is performed following the time change of the reactor current i L and that there is no estimation error in all the time zones.
＜まとめ＞
以上のように、この実施形態における制御装置３０は、直列に接続された上素子１４（第１スイッチング素子）および下素子１６（第２スイッチング素子）と、上素子１４および下素子１６の接続点Ｃと直流電源１０とに両端が接続されるリアクトル１２と、を含んで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１１には、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させる高圧側コンデンサ１８（コンデンサ）が接続されている。上素子１４は、直流電源１０および高圧側コンデンサ１８を含む閉じた経路（第１閉ループ経路２２）の一部を構成し、下素子１６は、直流電源１０を含み、かつ高圧側コンデンサ１８を含まない閉じた経路（第２閉ループ経路２４）の一部を構成する。
<Summary>
As described above, the
この制御装置３０は、［１］リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉＬの目標値を示す電流指令値ｉＬ ＊に従って、上素子１４および下素子１６のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部４０と、［２］片素子スイッチング制御が行われているＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態を記述する状態方程式を用いて、リアクトル電流ｉＬおよび少なくとも１つの外乱量を推定するオブザーバ３４と、を備える。そして、［３］少なくとも１つの外乱量は、上素子１４がオン状態に下素子１６がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、コンデンサ電圧ｖｃと電源電圧ｖｂとの間の差分の検出誤差である第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）と、特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、電源電圧ｖｂの検出誤差である第２検出誤差Δｖｂと、を含む。
The
リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）は、第１閉ループ経路２２および第２閉ループ経路２４のいずれにおいても、直流電源１０の電圧検出誤差（Δｖｂ）の影響を受ける。つまり、片素子スイッチング制御の態様にかかわらず共通して含まれる第２検出誤差Δｖｂを外乱量とすることで、オン・オフ駆動する素子によらずリアクトル電流ｉＬの推定精度が十分に確保される。
The voltage across the reactor 12 (v L ) is affected by the voltage detection error (Δv b ) of the
一方、リアクトル１２の両端間電圧（ｖＬ）は、第１閉ループ経路２２が形成される特定のスイッチ状態において、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）の影響を受ける。つまり、特定のスイッチ状態に特徴的な第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）を外乱量とすることで、直流電源１０の電圧検出誤差（Δｖｂ）のみならず高圧側コンデンサ１８の電圧検出誤差（Δｖｃ）も同時に、リアクトル電流ｉＬの推定に反映されることになる。
On the other hand, the voltage (v L ) across the
つまり、第１検出誤差Δ（ｖｃ−ｖｂ）および第２検出誤差Δｖｂを外乱量として付加した状態方程式を用いることで、いわゆる片素子スイッチング制御においてリアクトル電流ｉＬを精度よく推定することができる。 That is, by using a state equation in which the first detection error Δ (v c −v b ) and the second detection error Δv b are added as disturbance amounts, the reactor current i L can be accurately estimated in so-called single-element switching control. Can do.
なお、この発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、この発明の主旨を逸脱しない範囲で自由に変更できる。あるいは、技術的に矛盾が生じない範囲で各構成を任意に組み合わせてもよいことは勿論である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be freely changed without departing from the gist of the present invention. Alternatively, it is a matter of course that the configurations may be arbitrarily combined as long as no technical contradiction occurs.
上記したオブザーバ３４は、キャリア半周期毎に推定処理を行っているが、この演算周期を変更してもよい。例えば、演算周期は、キャリアの１周期、２周期、あるいは３周期以上の整数倍であってもよい。例えば、図１６に示すオブザーバ５０は、本図に示す回路構成を有することで、キャリア周期（キャリア半周期の２倍）の演算周期で推定処理を行うことができる。
The above-described
上記した実施形態では、コンデンサ電圧ｖｃから電源電圧ｖｂを引いた差分（ｖｃ−ｖｂ）の検出誤差を導入しているが、第１検出誤差はこれと逆の符号で定義されてもよい。つまり、第１検出誤差は、電源電圧ｖｂからコンデンサ電圧ｖｃを引いた差分（ｖｂ−ｖｃ）の検出誤差として定義されてもよい。 In the above-described embodiment, a detection error of the difference (v c −v b ) obtained by subtracting the power supply voltage v b from the capacitor voltage v c is introduced. However, the first detection error is defined by the opposite sign. Also good. That is, the first detection error may be defined as the detection error of the power supply voltage v b the difference obtained by subtracting the capacitor voltage v c from (v b -v c).
１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 上素子（第１スイッチング素子）、１６ 下素子（第２スイッチング素子）、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ（コンデンサ）、１９ 正極母線、２０ 負極母線、２２ 第１閉ループ経路、２４ 第２閉ループ経路、３０ 制御装置、３２ 指令値算出器、３４，５０ オブザーバ、３６ デューティ比制御器、３８ 三角波比較器、４０ スイッチング制御部、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。 10 DC power supply, 11 DC / DC converter, 12 reactor, 14 Upper element (first switching element), 16 Lower element (second switching element), 17 Low voltage side capacitor, 18 High voltage side capacitor (capacitor), 19 Positive electrode bus, 20 negative bus, 22 first closed loop path, 24 second closed loop path, 30 control device, 32 command value calculator, 34, 50 observer, 36 duty ratio controller, 38 triangular wave comparator, 40 switching control unit, 100 motor drive Device, 104 load, 105 inverter, 106 motor.
Claims (6)
前記リアクトルを流れるリアクトル電流の目標値を示す電流指令値に従って、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のうちの一方の素子をオフ状態に保ちながら、他方の素子をオン・オフ駆動する片素子スイッチング制御を行うスイッチング制御部と、
前記片素子スイッチング制御が行われている前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態を記述する状態方程式を用いて、前記リアクトル電流および少なくとも１つの外乱量を推定するオブザーバと、
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータには、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサが接続され、
前記第１スイッチング素子は、前記直流電源および前記コンデンサを含む閉じた経路の一部を構成し、
前記第２スイッチング素子は、前記直流電源を含み、かつ前記コンデンサを含まない閉じた経路の一部を構成し、
前記少なくとも１つの外乱量は、
前記第１スイッチング素子がオン状態に前記第２スイッチング素子がオフ状態にそれぞれ保持された特定のスイッチ状態における、前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との間の差分の検出誤差である第１検出誤差と、
前記特定のスイッチ状態ではない他のスイッチ状態における、前記直流電源の電圧の検出誤差である第２検出誤差と、
を含むことを特徴とする制御装置。 DC comprising: a first switching element and a second switching element connected in series; and a reactor having both ends connected to a connection point of the first switching element and the second switching element and a DC power source A control device for controlling a DC converter,
A piece for driving on / off of the other element while keeping one of the first switching element and the second switching element in an off state in accordance with a current command value indicating a target value of a reactor current flowing through the reactor. A switching control unit that performs element switching control;
An observer for estimating the reactor current and at least one disturbance amount using a state equation describing a state of the DC / DC converter in which the one-element switching control is performed;
With
A capacitor for smoothing the output voltage from the reactor is connected to the DC / DC converter,
The first switching element constitutes a part of a closed path including the DC power supply and the capacitor,
The second switching element comprises a part of a closed path including the DC power source and not including the capacitor;
The at least one disturbance amount is
The first detection error is a difference detection error between the voltage of the capacitor and the voltage of the DC power supply in a specific switch state in which the first switching element is on and the second switching element is off. Detection error and
A second detection error that is a detection error of the voltage of the DC power supply in another switch state that is not the specific switch state;
The control apparatus characterized by including.
前記オブザーバは、前記特定のスイッチ状態にて、前記第１検出誤差に対応するゲインを正値に設定して前記第１検出誤差を推定するとともに、前記第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第２検出誤差を推定することを特徴とする制御装置。 The control device according to claim 1,
The observer estimates the first detection error by setting the gain corresponding to the first detection error to a positive value in the specific switch state, and sets the gain corresponding to the second detection error to a zero value. And the second detection error is estimated.
前記オブザーバは、前記特定のスイッチ状態でない他のスイッチ状態にて、前記第１検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第１検出誤差を推定するとともに、前記第２検出誤差に対応するゲインを正値に設定して前記第２検出誤差を推定することを特徴とする制御装置。 The control device according to claim 1,
The observer estimates the first detection error by setting a gain corresponding to the first detection error to a zero value in another switch state that is not the specific switch state, and supports the second detection error. A control device characterized in that the second detection error is estimated by setting a gain to be set to a positive value.
前記オブザーバは、前記リアクトル電流の推定値がゼロ値である場合、前記他のスイッチ状態であるにもかかわらず、前記第２検出誤差に対応するゲインをゼロ値に設定して前記第２検出誤差を推定することを特徴とする制御装置。 The control device according to claim 3,
When the estimated value of the reactor current is a zero value, the observer sets the gain corresponding to the second detection error to a zero value regardless of the other switch state and sets the second detection error. A control device characterized by estimating.
前記オブザーバは、前記オン・オフ駆動のタイミングを決定するキャリア信号の半周期毎に前記リアクトル電流を推定し、
前記スイッチング制御部は、前記オブザーバによって２回続けて推定された前記リアクトル電流の推定値の平均値を用いて前記片素子スイッチング制御を行う
ことを特徴とする制御装置。 In the control device according to any one of claims 1 to 4,
The observer estimates the reactor current every half cycle of a carrier signal that determines the timing of the on / off drive,
The switching control unit performs the one-element switching control using an average value of the estimated values of the reactor currents estimated twice consecutively by the observer.
前記オブザーバは、前記オン・オフ駆動に応じて前記状態方程式を切り替えながら、前記リアクトル電流、前記第１検出誤差および前記第２検出誤差を推定することを特徴とする制御装置。 In the control device according to any one of claims 1 to 5,
The control apparatus, wherein the observer estimates the reactor current, the first detection error, and the second detection error while switching the state equation in accordance with the on / off driving.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2018076723A JP2019187136A (en) | 2018-04-12 | 2018-04-12 | Device for controlling dc/dc converter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11433746B2 (en) | 2019-10-10 | 2022-09-06 | Nishikawa Rubber Co., Ltd. | Protector with sensor |
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2018
- 2018-04-12 JP JP2018076723A patent/JP2019187136A/en active Pending
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