JP6744478B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本発明は、レーダ装置に関する。

従来、車両の自動運転や運転支援システムにおいて利用するために、車両周囲の障害物等を検出するレーダ装置が知られている。自動運転や運転支援システムの普及に伴ってレーダ装置を搭載した車両が増加すると、他の車両のレーダ装置から送信されたレーダ信号が干渉信号として受信されることで、障害物等を正確に検出できない危険性が高まる。そのため、こうしたレーダ装置では、干渉が生じているときにはこれを検出して適切な対処を行うことが求められる。特許文献１には、送信信号と受信信号を混合することにより得られるビート信号の振幅密度を演算し、この振幅密度に基づいてビート信号の許容上限値および許容下限値を設定することで、突発性ノイズを検出して除去するＦＭＣＷレーダの信号処理装置が開示されている。

特開平７−１１０３７３号公報

特許文献１の信号処理装置では、基準となるビート信号の振幅が変動しないことを前提として、ビート信号の許容上限値および許容下限値を設定している。しかしながら、たとえばミリ波レーダ等のように発信器の位相雑音が比較的大きなレーダ装置では、干渉がなくてもビート信号の振幅が変動する場合がある。また、車両のレーダ装置における受信信号のレベルは、車両の周囲環境の変化に応じて変動し、これに応じてビート信号の振幅も変動する。そのため、特許文献１に記載の手法では、必ずしも正確な干渉検出ができるとは限らない。

本発明の第１の態様によるレーダ装置は、周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するものであって、前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する平均振幅算出部と、前記平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備え、前記平均振幅算出部は、所定のサンプリング周期ごとに前記ビート信号をＡＤ変換して得られたＮ個のデータ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ個のデータを用いて前記ビート信号の平均振幅を算出し、前記干渉検出部は、前記Ｎ個のデータ系列の各データについて、前記ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、当該データの振幅と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出する。
本発明の第２の態様によるレーダ装置は、周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するものであって、前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する第１の平均振幅算出部と、前記ビート信号から前記第１の平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅を減算した減算ビート信号を演算する減算部と、前記減算ビート信号の平均振幅を算出する第２の平均振幅算出部と、前記第２の平均振幅算出部により算出された前記減算ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備え、前記第１の平均振幅算出部は、所定のサンプリング周期ごとに前記ビート信号をＡＤ変換して得られたＮ個のデータ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ’個のデータを用いて前記ビート信号の平均振幅を算出し、前記減算部は、前記Ｎ個のデータ系列の各データについて、当該データから前記ビート信号の平均振幅を減算することで、前記減算ビート信号を表すＮ個の減算データ系列を演算し、前記第２の平均振幅算出部は、前記Ｎ個の減算データ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ個のデータを用いて前記減算ビート信号の平均振幅を算出し、前記干渉検出部は、前記Ｎ個の減算データ系列の各データについて、前記減算ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、当該データの振幅と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出する。

本発明によれば、レーダ装置における干渉検出を正確に行うことができる。

一般的なＦＭＣＷレーダ装置の構成を示す図である。 ＦＭＣＷレーダ装置の動作を説明する図である。 ＦＭＣＷレーダ装置における干渉動作を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 干渉信号の周波数が高い場合の干渉抑圧の例を示す図である。 干渉信号の周波数が低い場合の干渉抑圧の例を示す図である。 干渉抑圧前後の信号を比較した例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。 振幅変動除去前後の信号を比較した例を示す図である。

（ＦＭＣＷレーダ装置）
レーダ装置の一つに、周波数を掃引したチャープ信号を送信信号として送信するＦＭＣＷレーダ装置がある。この送信信号が対象物で反射されると、対象物との距離に応じた時間だけ遅延した信号が受信されるため、送信信号と受信信号を乗算して得られるビート信号の周波数から、対象物との距離を測定することができる。ＦＭＣＷレーダ装置は、自動車の自動運転において周囲環境を認識する手段の一つとして有望である。

図１は、一般的なＦＭＣＷレーダ装置の構成を示す図である。図１のレーダ装置は、波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。

波形発生器１０１は、ＤＳＰ１０８の制御により、所定の周期で電圧が連続的に変化する電圧波形を発生して電圧制御発振器１０２に出力する。電圧制御発振器１０２は、波形発生器１０１から入力した電圧波形に応じて制御された発振周波数の送信信号を生成し、増幅器１０３およびミキサ１０５に出力する。増幅器１０３は、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号を増幅して送信アンテナ１０９に出力する。送信アンテナ１０９は、増幅器１０３から入力した送信信号を空間に放出する。これにより、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号がレーダ装置から送信される。

受信アンテナ１１０は、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信し、低雑音増幅器１０４に出力する。低雑音増幅器１０４は、受信アンテナ１１０から入力した受信信号を増幅してミキサ１０５に出力する。ミキサ１０５は、乗算器で構成されており、電圧制御発振器１０２から入力した送信信号と、低雑音増幅器１０４から入力した受信信号との乗算を行うことで、これらの信号の周波数差に応じたビート信号を生成し、低域通過フィルタ１０６に出力する。低域通過フィルタ１０６は、ミキサ１０５から入力したビート信号の低周波成分を取り出し、ＡＤ変換器１０７に出力する。ＡＤ変換器１０７は、低域通過フィルタ１０６から入力したビート信号を所定のサンプリング周期ごとにディジタル信号に変換することで、ビート信号のディジタル値を生成し、ＤＳＰ１０８に出力する。ＤＳＰ１０８は、ＡＤ変換器１０７で得られたビート信号のディジタル値に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うことで、ビート信号を周波数成分に分解した信号波形を求める。そして、この信号波形において予め設定された閾値を上回るピークを検出することで、対象物までの距離に応じたビート信号の周波数を求め、対象物までの距離を算出する。

図１のＦＭＣＷレーダ装置は、たとえば三角波やのこぎり波の電圧波形を波形発生器１０１で生成し、これを電圧制御発振器１０２に出力することで、連続波を周波数変調した送信信号を送信する。この送信信号が対象物で反射された反射波は、対象物との距離dに比例した遅延時間の後、ミキサ１０５に受信信号として入力される。そのため、遅延時間に比例した周波数のビート信号が得られる。

図２は、波形発生器１０１で三角波を生成した場合のＦＭＣＷレーダ装置の動作を説明する図である。この場合、図２に示すように、三角波状に周波数が変化する送信信号および受信信号が得られる。送信信号の周波数が降下する区間で得られるビート信号の周波数をダウンビート周波数f_BD、上昇する区間で得られるビート信号の周波数をアップビート周波数f_BUとすると、対象物との距離dおよび相対速度vは、それぞれ以下の式（１）、（２）により求められる。式（１）、（２）において、cは光速、f_mは三角波の周波数、Δfは送信信号の変調周波数幅、f₀は送信信号の中心周波数である。
d=c・(f_BD+f_BU)/(8Δf・f_m) ・・・（１）
v=c・(f_BD-f_BU)/(4f₀) ・・・（２）

上記の式（１）、（２）から、送信信号の周波数の増減区間毎のビート周波数f_BD、f_BUをそれぞれ計測し、これらの和と差を計算することで、対象物との距離dおよび相対速度vを算出できることが分かる。

近年、自動運転や運転者支援システムの普及に伴い、車両へのレーダ装置の搭載が進められている。こうした車載レーダ装置は、車両の周囲に存在する人、障害物、他車両等を対象物として、対象物との距離や対象物の位置などを車両の周囲環境として検出するために利用されている。レーダ装置を搭載した車両が増加すると、近距離の他車両から送信されるレーダ信号が干渉信号として受信される場合がある。

ここで、同一周波数帯の送信信号を用いるＦＭＣＷレーダ装置が近距離内に２つ存在する場合を考える。この場合、一方のＦＭＣＷレーダ装置の送信信号は、他方のＦＭＣＷレーダ装置に対する干渉信号となって干渉が生じる。なお、干渉信号となるレーダ信号はＦＭＣＷレーダ方式に限らず、他のレーダ方式、たとえばパルスレーダ方式やＣＷレーダ方式のレーダ信号であっても、同一周波数帯であれば干渉信号となり得る。

図３は、上記のようにＦＭＣＷレーダ装置が２つある場合の一方のＦＭＣＷレーダ装置における干渉動作を説明するための図である。図３において、（ａ）は狭帯域干渉を示す図であり、（ｂ）は広帯域干渉を示す図である。

図３（ａ）に示す狭帯域干渉は、干渉信号のランプ（周波数掃引）とターゲット（対象物）からの反射波のランプとが等しい場合に生じる。この場合、干渉信号によるビート信号の周波数と、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数とは、符号３１、３２にそれぞれ示すように、いずれも一定値となる。そのため、これらを合わせた受信信号では、干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される。

図３（ｂ）に示す広帯域干渉は、干渉信号のランプとターゲットからの反射波のランプとが逆の場合に生じる。この場合、ターゲットからの反射波によるビート信号の周波数は、符号３１に示すように一定値である。一方、干渉信号によるビート信号の周波数は、符号３３に示すように広帯域に渡ってＶ字型に変化し、白色雑音と同様なスペクトルとなる。そのため、これらを合わせた受信信号では、ノイズフロアが増加して信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下し、遠方のターゲットの検出が困難になる。

車両に搭載されるＦＭＣＷレーダ装置では、以上説明したような干渉を低減することが求められている。なお、狭帯域干渉により干渉信号がゴーストターゲットとして誤って検出される確率は、広帯域干渉が発生する確率に比べて小さい。そのため実際には、広帯域干渉による雑音の増加を軽減することがより重要である。以下では、図面を用いて、レーダ装置における干渉を低減するための本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図４は、本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。図４に示すレーダ装置１は、ＦＭＣＷレーダ装置であり、図１と同様のハードウェア構成を有している。すなわち、レーダ装置１は、図１でそれぞれ説明した波形発生器１０１、電圧制御発振器１０２、増幅器１０３、低雑音増幅器１０４、ミキサ１０５、低域通過フィルタ１０６、ＡＤ変換器１０７、ＤＳＰ１０８、送信アンテナ１０９、および受信アンテナ１１０を備える。ＤＳＰ１０８は、その機能として、制御部１２０、信号振幅検出部１２１、平均振幅算出部１２２、干渉検出部１２３、干渉抑圧部１２４、および距離算出部１２５を備える。

制御部１２０は、波形発生器１０１の制御を行うと共に、レーダ装置１の動作タイミング等の制御を行う。信号振幅検出部１２１は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値に基づいて、ビート信号の振幅を検出する。平均振幅算出部１２２は、信号振幅検出部１２１で検出されたビート信号の振幅に基づいて、ビート信号の平均振幅を算出する。干渉検出部１２３は、平均振幅算出部１２２で算出されたビート信号の平均振幅に基づいて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出する。干渉抑圧部１２４は、干渉検出部１２３で検出された干渉信号による干渉を抑圧するための干渉抑圧処理を行う。距離算出部１２５は、干渉抑圧処理により干渉が抑圧された受信信号を用いて、対象物までの距離を算出する。ＤＳＰ１０８が有するこれらの機能については、後で詳細に説明する。

レーダ装置１は、上記の各機能を、ＤＳＰ１０８が実行するソフトウェア処理により実現することができる。なお、ＤＳＰ１０８の代わりに、論理回路等を組み合わせたハードウェアにより実現してもよい。

図５は、本発明の第１の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。レーダ装置１は、ＤＳＰ１０８において所定のプログラムを実行することにより、図５に示す処理を所定の処理周期ごとに実行する。なお、前述のようにハードウェアで図５の処理を実現してもよい。

ステップＳ１０において、ＤＳＰ１０８の信号振幅検出部１２１は、ＡＤ変換器１０７でＡＤ変換されてディジタル値に変換されたビート信号の絶対値を検出することにより、ビート信号の振幅を検出する。ここでは、たとえばＡＤ変換器１０７で所定のサンプリング周期ごとにビート信号をＡＤ変換することでN個のデータ系列D₁〜D_Nが得られたとすると、これらのデータ系列の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を検出する。

ステップＳ２０において、ＤＳＰ１０８は、変数jに１を設定する。

次にステップＳ３０において、ＤＳＰ１０８の平均振幅算出部１２２は、現在の変数ｊの値を用いて、ビート信号におけるj番目の平均振幅A_jを計算する。ここでは、ステップＳ１０で振幅が求められたN個のデータ系列D₁〜D_Nのうち、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いて、平均振幅A_jを算出する。平均振幅A_jは、M個のデータの絶対値を加算してMで除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M個のデータの絶対値をとって足し算したものをサンプル数Mで除算して平均振幅A_jを算出してもよい。あるいは以下の式（３）を用いて、M個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いた任意の計算手法により、ビート信号の移動平均としての平均振幅A_jを算出することができる。

なお、上記ステップＳ３０において、Mは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。干渉信号が存在する場合にビート信号において干渉が生じる時間の長さを想定し、この干渉時間よりも十分に長い所定時間に対応するデータ区間について平均振幅A_jが算出されるように、Mの値を設定することが好ましい。これにより、干渉が生じた場合と生じていない場合とで、平均振幅A_jが同程度の値になるようにすることができる。

次いでステップＳ４０において、ＤＳＰ１０８の干渉検出部１２３は、ステップＳ１０で検出したデータ系列D₁〜D_Nのうちj番目のデータD_jの振幅と、ステップＳ３０で計算した平均振幅A_jとに基づいて、干渉信号を検出する。ここでは、平均振幅A_jに所定の倍率N_Tを乗算することで閾値を設定し、この閾値とデータD_jの振幅とを比較する。その結果、データD_jの振幅が閾値よりも大きい場合、すなわちDj>A_j×N_Tの場合は、干渉信号ありと判断してデータD_jを干渉信号が存在するデータ位置として検出し、処理をステップＳ５０に進める。一方、データD_jの振幅が閾値以下である場合は、干渉信号なしと判断して処理をステップＳ６０に進める。

なお、上記ステップＳ４０において閾値の設定に用いられる倍率N_Tは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。倍率N_Tが大きすぎると、レベルの小さな干渉信号を検出できなくなる一方で、倍率N_Tが小さすぎると、干渉信号が存在していないにも関わらず干渉信号ありと誤検出してしまい、ビート信号のＳＮＲが低下する原因となる。したがって、倍率N_Tは設計パラメータとして適切に設定する必要がある。ここで、レーダ装置１や対象物の周囲環境、たとえば電波環境、構造物、地形、道路状況、天候等に応じて倍率N_Tを適宜変化させてもよい。

ステップＳ４０からステップＳ５０に進んだ場合、ステップＳ５０において、ＤＳＰ１０８の干渉抑圧部１２４は、ステップＳ４０で干渉信号が検出されたビート信号に所定の窓関数を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する。ここでは、ステップＳ１０で振幅を検出したN個のデータ系列D₁〜D_Nのうち、ステップＳ４０で干渉信号が存在するデータ位置として検出されたデータD_jを中心に、窓関数の幅（長さ）2L+1の範囲に存在する各データD_j+k（k=-L〜+L）に対して、所定の窓関数W(k)を乗算する。これにより、干渉信号が検出されたデータD_jを含む元のデータD_j+kから、干渉が抑圧されたデータD'_j+kが得られる。干渉抑圧後のデータD'_j+kを算出したら、処理をステップＳ６０に進める。

なお、ステップＳ４０の干渉抑圧処理で使用される窓関数としては、たとえば、k=jを中心に、kの値がj-L〜j+Lの範囲でW(k)=０となる矩形窓や、レイズドコサイン窓などが考えられる。これ以外にも、少なくとも干渉信号が検出されたデータ位置であるk=jにおける値が０以上１未満となる各種の関数を、ステップＳ４０の窓関数として利用できる。また、窓関数を用いる代わりに、干渉信号が存在するデータD_jを含む所定範囲のデータ系列を無効化することで、干渉を抑圧してもよい。

上記の窓関数の幅を定めるLは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。L=0であってもよい。L=0の場合は、ステップＳ４０で干渉信号ありと判断されたデータD_jのみに窓関数を乗じて干渉を抑圧し、その前後のデータ系列は干渉を抑圧せずにそのまま利用される。

ステップＳ６０において、ＤＳＰ１０８は、現在の変数jの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。jがN未満である場合、ステップＳ７０で変数jの値に１を加算した後、処理をステップＳ３０に戻す。これにより、j=1〜Nの間、ステップＳ３０〜Ｓ５０の処理が繰り返し実行され、N個のデータ系列D₁〜D_Nに対して、干渉抑圧後のデータ系列D'₁〜D'_Nが得られる。ただし、干渉抑圧後のデータ系列D'₁〜D'_Nにおいて、ステップＳ５０で窓関数が一度も乗算されていないデータについては、元のデータの値がそのまま干渉抑圧後のデータの値として用いられる。

ステップＳ６０でj=Nと判定された場合、処理をステップＳ８０に進める。ステップＳ８０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、上記の処理で得られた干渉抑圧後のデータ系列D'₁〜D'_Nに対してフーリエ変換を実施することで、ビート信号を周波数成分f₁〜f_Nに分解し、これらの周波数成分の電力P₁〜P_Nを算出する。

ステップＳ９０において、ＤＳＰ１０８の距離算出部１２５は、ステップＳ８０で算出した電力P₁〜P_Nを用いて、一般のＦＭＣＷレーダ装置と同様の手法により、対象物の距離を算出する。すなわち、電力P₁〜P_Nのうちで所定の閾値R_kよりも大きな電力P_kを検出し、この電力P_kに対応する周波数f_kに基づいて、対象物との距離d_kを算出する。ステップＳ９０で対象物との距離d_kを算出したら、ＤＳＰ１０８はその算出結果をレーダ装置１の外部に出力した後、図５に示す処理を終了する。

なお、以上説明した処理のうち、ステップＳ３０において平均振幅算出部１２２は、ビート信号の移動平均としての平均振幅A_jを算出する代わりに、前述のパラメータMに対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、平均振幅算出部１２２は低域通過フィルタで代替することも可能である。

ここで、図５のステップＳ５０で行われる干渉抑圧処理における窓関数の幅と干渉信号の周波数との関係について、以下に図６および図７を参照して説明する。図６および図７は、干渉抑圧の例を示す図である。

図６は、窓関数の幅と比べて干渉信号の周波数が高い場合の干渉抑圧の例を示している。この場合、窓関数の幅2L+1に相当する時間よりも、干渉を受けたビート信号の周期が短くなる。したがって、ビート信号に対して符号６１、６２に示す値を干渉検出の閾値として設定すると、符号６３に示す信号範囲に対して窓関数が乗算され、この範囲のビート信号の値が全て０となる。その結果、干渉信号が完全に抑圧される。

図７は、窓関数の幅と比べて干渉信号の周波数が低い場合の干渉抑圧の例を示している。この場合、窓関数の幅2L+1に相当する時間よりも、干渉を受けたビート信号の周期が長くなる。したがって、ビート信号に対して符号７１、７２に示す値を干渉検出の閾値として設定すると、符号７３、７４、７５に示す各信号範囲に対して窓関数がそれぞれ乗算され、これらの範囲のビート信号の値がそれぞれ０となって干渉信号が抑圧される。一方、信号範囲７３と信号範囲７４の間、および信号範囲７４と信号範囲７５の間には、窓関数が乗算されずに干渉信号が残存する区間がわずかに生じる。しかし、これらの残存区間における干渉信号のレベルは小さいため、干渉によるＳＮＲの低下は少なく、対象物との距離を算出する際の支障とはならない。

なお、レーダ装置１の実際の運用時には、周波数変調された信号が干渉信号として入力されることが想定される。その場合に得られるビート信号は、図６と図７の状態が混在した信号となる。

図８は、図５で説明した処理による干渉抑圧前後の信号を比較した例を示す図である。図８において、（ａ）はインパルス信号が干渉信号として受信信号に重畳された場合の干渉抑圧前のビート信号の例を示しており、（ｂ）は本実施形態の手法により（ａ）の信号から干渉信号を抑圧した干渉抑圧後のビート信号の例を示している。また（ｃ）は、（ａ）、（ｂ）の信号をそれぞれＦＦＴでフーリエ変換した結果を示している。これらの図から、干渉抑圧後のビート信号では雑音レベルが低下していることが分かる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）レーダ装置１は、周波数変調された送信信号を送信し、送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して対象物との距離を測定する。このレーダ装置１は、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅A_jを算出する平均振幅算出部１２２と、平均振幅算出部１２２により算出されたビート信号の平均振幅A_jに基づいて受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部１２３と、を備える。このようにしたので、レーダ装置１における干渉検出を正確に行うことができる。

（２）干渉検出部１２３は、ビート信号の平均振幅A_jに所定の倍率N_Tを乗じた閾値を設定し、ビート信号と閾値とを比較することで干渉信号を検出する（ステップＳ４０）。このようにしたので、受信信号のレベルが変動した場合でも、適切な閾値を設定して正確に干渉検出を行うことができる。

（３）干渉検出部１２３は、レーダ装置１または対象物の周囲環境に応じて倍率N_Tを変化させることもできる。このようにすれば、周囲環境に合わせて適切な閾値を設定し、より一層正確に干渉検出を行うことができる。

（４）レーダ装置１は、ビート信号に窓関数W(k)を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部１２４をさらに備える。このようにしたので、干渉が検出された場合でも、干渉の影響を除外して対象物との距離を正確に算出することができる。

（５）干渉抑圧部１２４は、少なくとも干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる矩形窓等の関数を窓関数W(k)に用いて、ステップＳ５０の干渉抑圧処理を行う。このようにしたので、干渉を容易にかつ確実に抑圧することができる。

（６）平均振幅算出部１２２は、所定時間におけるビート信号の平均値または実効値をビート信号の平均振幅A_jとして算出する（ステップＳ３０）。このようにしたので、干渉信号により干渉が生じている場合でも、干渉の影響を除外して平均振幅A_jを算出することができる。その結果、干渉検出部１２３において適切な閾値を設定することができる。

（第２の実施形態）
図９は、本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の構成を示す図である。図９に示すレーダ装置１Ａは、第１の実施形態で説明したレーダ装置１と同じくＦＭＣＷレーダ装置である。このレーダ装置１Ａは、図１のＤＳＰ１０８に替えてＤＳＰ１０８Ａを備える点以外は、レーダ装置１と同様のハードウェア構成を有している。ＤＳＰ１０８Ａは、その機能として、第１信号振幅検出部２１１、第１平均振幅算出部２１２、減算部２１３、制御部２２０、第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４、および距離算出部２２５を備える。

第１信号振幅検出部２１１は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値に基づいて、ビート信号の振幅を検出する。第１平均振幅算出部２１２は、第１信号振幅検出部２１１で検出されたビート信号の振幅に基づいて、ビート信号の平均振幅を算出する。減算部２１３は、ＡＤ変換器１０７から入力したビート信号のディジタル値から、第１信号振幅検出部２１１で算出されたビート信号の平均振幅を減算する。制御部２２０は、波形発生器１０１の制御を行うと共に、レーダ装置１Ａの動作タイミング等の制御を行う。

第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４および距離算出部２２５は、減算部２１３からの出力に基づき、第１の実施形態で説明した信号振幅検出部１２１、平均振幅算出部１２２、干渉検出部１２３、干渉抑圧部１２４および距離算出部１２５とそれぞれ同様の処理を行う。すなわち、第２信号振幅検出部２２１は、減算部２１３から入力した減算後のビート信号のディジタル値に基づいて、減算後のビート信号の振幅を検出する。第２平均振幅算出部２２２は、第２信号振幅検出部２２１で検出された減算後のビート信号の振幅に基づいて、減算後のビート信号の平均振幅を算出する。干渉検出部２２３は、第２平均振幅算出部２２２で算出された減算後のビート信号の平均振幅に基づいて、対象物からの受信信号に対する干渉信号を検出する。干渉抑圧部２２４は、干渉検出部２２３で検出された干渉信号による干渉を抑圧するための干渉抑圧処理を行う。距離算出部２２５は、干渉抑圧処理により干渉が抑圧された受信信号を用いて、対象物までの距離を算出する。ＤＳＰ１０８Ａが有するこれらの機能については、後で詳細に説明する。

レーダ装置１Ａは、上記の各機能を、ＤＳＰ１０８Ａが実行するソフトウェア処理により実現することができる。なお、ＤＳＰ１０８Ａの代わりに、論理回路等を組み合わせたハードウェアにより実現してもよい。

図１０および図１１は、本発明の第２の実施形態に係るレーダ装置の処理を示す図である。レーダ装置１Ａは、ＤＳＰ１０８Ａにおいて所定のプログラムを実行することにより、図１０、１１に示す処理を所定の処理周期ごとに実行する。なお、前述のようにハードウェアで図１０、１１の処理を実現してもよい。

図１０のステップＳ２１０において、ＤＳＰ１０８Ａの第１信号振幅検出部２１１は、ＡＤ変換器１０７でＡＤ変換されてディジタル値に変換されたビート信号の絶対値を検出することにより、ビート信号の振幅を検出する。ここでは、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ１０と同様に、たとえばＡＤ変換器１０７で所定のサンプリング周期ごとにビート信号をＡＤ変換することでN個のデータ系列D₁〜D_Nが得られたとすると、これらのデータ系列の絶対値を検出することで、ビート信号の振幅を検出する。

ステップＳ２２０において、ＤＳＰ１０８Ａは、変数hに１を設定する。

次にステップＳ２３０において、ＤＳＰ１０８Ａの第１平均振幅算出部２１２は、現在の変数hの値を用いて、ビート信号におけるh番目の平均振幅A'_hを計算する。ここでは、ステップＳ２１０で振幅が求められたN個のデータ系列D₁〜D_Nのうち、h番目のデータとその前後のデータとを含むM'個のデータを用いて、平均振幅A'_hを算出する。第１の実施形態で説明した図５のステップＳ３０と同様に、平均振幅A'_hは、M'個のデータの絶対値を加算してM'で除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M'個のデータの絶対値をとってし算したものをサンプル数M'で除算して平均振幅A'_hを算出してもよい。あるいは以下の式（４）を用いて、M'個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、h番目のデータとその前後のデータとを含むM'個のデータを用いた任意の計算手法により、ビート信号の移動平均としての平均振幅A'_hを算出することができる。

なお、上記ステップＳ２３０において、M'は設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。干渉信号が存在する場合にビート信号において直流成分の変動が生じる時間の長さを想定し、この変動時間よりも短い所定時間に対応するデータ区間について平均振幅A'_hが算出されるように、M'の値を設定することが好ましい。これにより、減算部２１３において、ビート信号から直流成分の変動を減算することができる。

次いでステップＳ２４０において、ＤＳＰ１０８Ａの減算部２１３は、ステップＳ２１０で検出したデータ系列D₁〜D_Nのうちh番目のデータD_hから、ステップＳ２３０で計算した平均振幅A'_hを減算する。これにより、ビート信号から平均振幅A'_hを減算した減算ビート信号を表すデータとして、h番目のデータD_hに対応する減算後のデータD"_hが演算される。

ステップＳ２５０において、ＤＳＰ１０８Ａは、現在の変数hの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。hがN未満である場合、ステップＳ２６０で変数hの値に１を加算した後、処理をステップＳ２３０に戻す。これにより、h=1〜Nの間、ステップＳ２３０〜Ｓ２４０の処理が繰り返し実行され、N個のデータ系列D₁〜D_Nに対して、減算ビート信号を表す減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nが得られる。

ステップＳ２５０でh=Nと判定された場合、処理をステップＳ２７０に進める。ステップＳ２７０において、ＤＳＰ１０８Ａは、上記の処理で得られた減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nを第２信号振幅検出部２２１へ入力する。

図１１のステップＳ２８０〜Ｓ３６０において、ＤＳＰ１０８Ａは、第２信号振幅検出部２２１、第２平均振幅算出部２２２、干渉検出部２２３、干渉抑圧部２２４および距離算出部２２５により、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ１０〜Ｓ９０とそれぞれ同様の処理を減算ビート信号に対して実行する。すなわち、ステップＳ２８０において、ＤＳＰ１０８Ａの第２信号振幅検出部２２１は、ステップＳ２７０で入力された減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nの絶対値を検出することで、減算ビート信号の振幅を検出する。

ステップＳ２９０において、ＤＳＰ１０８Ａは、変数jに１を設定する。

次にステップＳ３００において、ＤＳＰ１０８Ａの第２平均振幅算出部２２２は、現在の変数ｊの値を用いて、減算ビート信号におけるj番目の平均振幅A_jを計算する。ここでは、ステップＳ２８０で振幅が求められたN個の減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nのうち、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いて、平均振幅A_jを算出する。平均振幅A_jは、M個のデータの絶対値を加算してMで除算する単純平均で計算してもよい。あるいは、M個のデータの絶対値をとって足し算したものをサンプル数Mで除算して平均振幅A_jを算出してもよい。あるいは以下の式（５）を用いて、M個のデータの２乗平均値の平方根により求められる実効値で計算してもよい。これ以外にも、j番目のデータとその前後のデータとを含むM個のデータを用いた任意の計算手法により、減算ビート信号の移動平均としての平均振幅A_jを算出することができる。なお、第１の実施形態と同様に、Mは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。

次いでステップＳ３１０において、ＤＳＰ１０８Ａの干渉検出部２２３は、ステップＳ２８０で検出した減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nのうちj番目のデータD"_jの振幅と、ステップＳ３００で計算した平均振幅A_jとに基づいて、干渉信号を検出する。ここでは、平均振幅A_jに所定の倍率N_Tを乗算することで閾値を設定し、この閾値とデータD"_jの振幅とを比較する。その結果、データD"_jの振幅が閾値よりも大きい場合、すなわちD"j>A_j×N_Tの場合は、干渉信号ありと判断してデータD"_jを干渉信号が存在するデータ位置として検出し、処理をステップＳ３２０に進める。一方、データD"_jの振幅が閾値以下である場合は、干渉信号なしと判断して処理をステップＳ３３０に進める。なお、第１の実施形態と同様に、倍率N_Tは設計パラメータであり、任意の値を設定することができる。また、レーダ装置１Ａや対象物の周囲環境に応じて倍率N_Tを適宜変化させてもよい。

ステップＳ３１０からステップＳ３２０に進んだ場合、ステップＳ３２０において、ＤＳＰ１０８Ａの干渉抑圧部２２４は、ステップＳ３１０で干渉信号が検出された減算ビート信号に所定の窓関数を乗算することで、干渉信号による干渉を抑圧する。ここでは、ステップＳ２８０で振幅を検出したN個の減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nのうち、ステップＳ３１０で干渉信号が存在するデータ位置として検出されたデータD"_jを中心に、窓関数の幅（長さ）2L+1の範囲に存在する各データD"_j+k（k=-L〜+L）に対して、所定の窓関数W(k)を乗算する。この窓関数W(k)は、第１の実施形態と同様のものである。また、第１の実施形態と同様に、窓関数を用いる代わりに、干渉信号が存在するデータD"_jを含む所定範囲のデータ系列を無効化することで、干渉を抑圧してもよい。これにより、干渉信号が検出されたデータD"_jを含む元のデータD"_j+kから、干渉が抑圧されたデータD'_j+kが得られる。干渉抑圧後のデータD'_j+kを算出したら、処理をステップＳ３３０に進める。

ステップＳ３３０において、ＤＳＰ１０８Ａは、現在の変数jの値がデータ系列の個数Nに等しいか否かを判定する。jがN未満である場合、ステップＳ３４０で変数jの値に１を加算した後、処理をステップＳ３００に戻す。これにより、j=1〜Nの間、ステップＳ３００〜Ｓ３３０の処理が繰り返し実行され、N個の減算後のデータ系列D"₁〜D"_Nに対して、干渉抑圧後のデータ系列D'₁〜D'_Nが得られる。

ステップＳ３３０でj=Nと判定された場合、処理をステップＳ３５０に進める。ステップＳ３５０において、ＤＳＰ１０８Ａの距離算出部２２５は、上記の処理で得られた干渉抑圧後のデータ系列D'₁〜D'_Nに対してフーリエ変換を実施することで、ビート信号を周波数成分f₁〜f_Nに分解し、これらの周波数成分の電力P₁〜P_Nを算出する。

ステップＳ３６０において、ＤＳＰ１０８Ａの距離算出部２２５は、ステップＳ３５０で算出した電力P₁〜P_Nを用いて、第１の実施形態と同様にして対象物との距離d_kを算出する。ステップＳ３６０で対象物との距離d_kを算出したら、ＤＳＰ１０８Ａはその算出結果をレーダ装置１Ａの外部に出力した後、図１０、１１に示す処理を終了する。

なお、以上説明した処理のうち、ステップＳ２３０において第１平均振幅算出部２１２は、ビート信号の移動平均としての平均振幅A'_hを算出する代わりに、前述のパラメータM'に対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、第１平均振幅算出部２１２は低域通過フィルタで代替することも可能である。同様に、ステップＳ３００において第２平均振幅算出部２２２は、減算後ビート信号の移動平均としての平均振幅A_jを算出する代わりに、前述のパラメータMに対応するフィルタ特性を有する低域通過フィルタを用いることで、減算後ビート信号の平均振幅を求めてもよい。すなわち、第２平均振幅算出部２２２は低域通過フィルタで代替することも可能である。

また、ステップＳ２４０において減算部２１３は、データD_hから平均振幅A'_hを減算する代わりに、平均振幅A'_hに対応するフィルタ特性を有する高域通過フィルタを用いることで、減算後のデータD"_hを求めてもよい。すなわち、減算部２１３は高域通過フィルタで代替することも可能である。さらに、第１平均振幅算出部２１２と減算部２１３を併せて高域通過フィルタで代替してもよい。

図１２は、図１０および図１１で説明した処理による振幅変動除去前後の信号を比較した例を示す図である。図１２において、（ａ）は位相雑音がある場合にＡＤ変換器１０７から出力される振幅変動除去前のビート信号の例を示している。この信号では、比較的長い周期で振幅が大きく変動する信号の上に、相対的にレベルの小さな短周期のビート信号が重畳されている。このため、第１の実施形態で説明した手法をそのまま適用しても、干渉を検出するための閾値を適切に設定することができない。一方、（ｂ）は本実施形態の手法により（ａ）の信号から振幅変動を除去して、減算部２１３から出力される振幅変動除去後のビート信号の例を示している。この信号では、（ａ）の信号に含まれる長周期の振幅変動が除去されて平均値が０となっているため、干渉を検出するための閾値を容易に設定することができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、レーダ装置１Ａは、送信信号と受信信号とに基づくビート信号の平均振幅A'_hを算出する第１平均振幅算出部２１２と、第１平均振幅算出部２１２により算出されたビート信号の平均振幅A'_hに基づいて受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部２２３と、を備える。また、ビート信号から平均振幅A'_hを減算した減算ビート信号を演算する減算部２１３と、減算ビート信号の平均振幅A_jを算出する第２平均振幅算出部２２２とをさらに備える。そして、干渉検出部２２３は、第２平均振幅算出部２２２により算出された減算ビート信号の平均振幅A_jに基づいて、第１の実施形態における干渉検出部１２３と同様の手法により、干渉信号を検出する。このようにしたので、第１の実施形態で説明した作用効果を奏することに加えて、受信信号のレベルが大きく変動した場合でも、レーダ装置１における干渉検出を正確に行うことができる。

なお、以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１，１Ａ レーダ装置
１０１ 波形発生器
１０２ 電圧制御発振器
１０３ 増幅器
１０４ 低雑音増幅器
１０５ ミキサ
１０６ 低域通過フィルタ
１０７ ＡＤ変換器
１０８，１０８Ａ ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）
１０９ 送信アンテナ
１１０ 受信アンテナ
１２０，２２０ 制御部
１２１ 信号振幅検出部
１２２ 平均振幅算出部
１２３，２２３ 干渉検出部
１２４，２２４ 干渉抑圧部
１２５，２２５ 距離算出部
２１１ 第１信号振幅検出部
２１２ 第１平均振幅算出部
２１３ 減算部
２２１ 第２信号振幅検出部
２２２ 第２平均振幅算出部

Claims (11)

1. 周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するレーダ装置であって、
   前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する平均振幅算出部と、
   前記平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備え、
   前記平均振幅算出部は、所定のサンプリング周期ごとに前記ビート信号をＡＤ変換して得られたＮ個のデータ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ個のデータを用いて前記ビート信号の平均振幅を算出し、
   前記干渉検出部は、前記Ｎ個のデータ系列の各データについて、前記ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、当該データの振幅と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出するレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置において、
   前記干渉検出部は、前記レーダ装置または前記対象物の周囲環境に応じて前記倍率を変化させるレーダ装置。
3. 請求項１または２に記載のレーダ装置において、
   前記ビート信号に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部をさらに備えるレーダ装置。
4. 請求項３に記載のレーダ装置において、
   前記窓関数は、少なくとも前記干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる関数であるレーダ装置。
5. 請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
   前記平均振幅算出部は、前記Ｍ個のデータの平均値または実効値を前記ビート信号の平均振幅として算出するレーダ装置。
6. 周波数変調された送信信号を送信し、前記送信信号が対象物で反射された受信信号を受信して前記対象物との距離を測定するレーダ装置であって、
   前記送信信号と前記受信信号とに基づくビート信号の平均振幅を算出する第１の平均振幅算出部と、
   前記ビート信号から前記第１の平均振幅算出部により算出された前記ビート信号の平均振幅を減算した減算ビート信号を演算する減算部と、
   前記減算ビート信号の平均振幅を算出する第２の平均振幅算出部と、
   前記第２の平均振幅算出部により算出された前記減算ビート信号の平均振幅に基づいて前記受信信号に対する干渉信号を検出する干渉検出部と、を備え、
   前記第１の平均振幅算出部は、所定のサンプリング周期ごとに前記ビート信号をＡＤ変換して得られたＮ個のデータ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ’個のデータを用いて前記ビート信号の平均振幅を算出し、
   前記減算部は、前記Ｎ個のデータ系列の各データについて、当該データから前記ビート信号の平均振幅を減算することで、前記減算ビート信号を表すＮ個の減算データ系列を演算し、
   前記第２の平均振幅算出部は、前記Ｎ個の減算データ系列の各データについて、当該データとその前後のデータとを含むＭ個のデータを用いて前記減算ビート信号の平均振幅を算出し、
   前記干渉検出部は、前記Ｎ個の減算データ系列の各データについて、前記減算ビート信号の平均振幅に所定の倍率を乗じた閾値を設定し、当該データの振幅と前記閾値とを比較することで前記干渉信号を検出するレーダ装置。
7. 請求項６に記載のレーダ装置において、
   前記干渉検出部は、前記レーダ装置または前記対象物の周囲環境に応じて前記倍率を変化させるレーダ装置。
8. 請求項６または７に記載のレーダ装置において、
   前記干渉信号が検出された位置を含む前記減算ビート信号の所定の範囲に窓関数を乗算することで、前記干渉信号による干渉を抑圧する干渉抑圧部をさらに備えるレーダ装置。
9. 請求項８に記載のレーダ装置において、
   前記窓関数は、少なくとも前記干渉信号が検出された位置における値が０以上１未満となる関数であるレーダ装置。
10. 請求項６から請求項９までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    前記第２の平均振幅算出部は、前記Ｍ個のデータの平均値または実効値を前記減算ビート信号の平均振幅として算出するレーダ装置。
11. 請求項１から請求項１０までのいずれか一項に記載のレーダ装置において、
    前記送信信号は、連続波が周波数変調されたＦＭＣＷ信号であるレーダ装置。

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