JP6728481B2 - 無線通信システムにおけるチャンネル状態情報送受信方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は無線通信システムに関し、より詳しくは、多重アンテナシステム（特に、２次元能動アンテナシステム（２D AAS：２ dimensional active antenna system）を支援する無線通信システムにおけるチャンネル状態情報送受信方法及びこれを支援する装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保障しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、多重続性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。

本発明の目的は、コードブックサブセット制限（codebook subset restriction）及び／又はランク制限（rank restriction）などのためのコードブック設定時、チャンネル状態情報を送受信する方法を提案するためである。

本発明では、新しい無線接続技術（NR：New Radio Access Technology）で使われるタイプI及びIIなどに代表されるコードブック使用時、セル間干渉（inter-cell interference）制御の目的にコードブックサブセット制限の設定／適用方法を提案するためである。

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明の一態様は、無線通信システムにおけるユーザ装置（UE：User Equipment）がチャンネル状態情報を転送する方法において、基地局からコードブックサブセット制限（CSR：codebook subset restriction）設定のためのビットマップを受信するステップ及びチャンネル状態情報（CSI：Channel State Information）を前記基地局に報告するステップを含み、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内ランク指示子（RI：rank indicator）と関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、前記CSR設定のためのビットマップ内の複数のビット単位で各々のプリコーダーに関連し、前記複数のビットのうちのいずれか１つでもCSRが指示されれば、前記複数のビットと関連したプリコーダーと相応するプリコーディング行列指示子（PMI：precoding matrix indicator）の報告が前記CSI内で制限され、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合を除いて、前記CSR設定のためのビットマップ内の１つのビット別に各々のプリコーダーに関連し、CSRが指示されたビットと関連したプリコーダーと相応するPMIの報告が前記CSI内で制限できる。

本発明の他の一態様は、無線通信システムにおける基地局がチャンネル状態情報を受信する方法において、ユーザ装置（UE：User Equipment）にコードブックサブセット制限（CSR：codebook subset restriction）設定のためのビットマップを転送するステップ、及び前記UEからチャンネル状態情報（CSI：Channel State Information）を受信するステップを含み、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内ランク指示子（RI：rank indicator）と関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、前記CSR設定のためのビットマップ内の複数のビット単位で各々のプリコーダーに関連し、前記複数のビットのうちのいずれか１つでもCSRが指示されれば、前記複数のビットと関連したプリコーダーと相応するプリコーディング行列指示子（PMI：precoding matrix indicator）の報告が前記CSI内で制限され、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合を除いて、前記CSR設定のためのビットマップ内の１つのビット別に各々のプリコーダーに関連し、CSRが指示されたビットと関連したプリコーダーと相応するPMIの報告が前記CSI内で制限できる。

好ましくは、前記CSR設定のためのビットマップは前記CSI内ランク指示子（RI：rank indicator）と関連したレイヤ（layer）の数に関係なく、共通的に適用できる。

好ましくは、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、前記複数のビットは３個のビットから構成され、前記３個のビットのインデックスは特定数の倍数の関係を有することができる。

好ましくは、前記CSR設定のためのビットマップ内のビットは１つ以上の複数のビット単位に属することができる。

好ましくは、前記CSR設定のためのビットマップ内のいずれか１つのビットがCSRが指示されれば、前記１つのビットが属した複数のビット単位の数によって、単一あるいは複数のプリコーダーと相応するPMIの報告が制限できる。

好ましくは、前記基地局から前記UEにランク（rank）制限設定のためのビットマップが転送できる。

好ましくは、前記ランク（rank）制限設定のためのビットマップにより報告が許容されるランク指示子（RI：Rank Indicator）の個数によって前記RIの報告のためのビットサイズ（bitwidth）が決定できる。

好ましくは、前記ランク（rank）制限設定のためのビットマップ内のランク（rank）制限が指示されたビットと関連したレイヤに相応するランク指示子（RI：Rank Indicator）の報告が前記CSI内で制限できる。

好ましくは、前記UEは線形結合（linear combination）が適用されない単一パネル（single panel）のコードブックタイプ設定されたUEでありうる。

本発明の実施形態によれば、コードブック設定を適用することによって、セル間干渉（inter-cell interference）を減らすことができる。

また、本発明の実施形態によれば、コードブック設定に基盤してチャンネル状態情報（CSI：Channel State Information）のフィードバックビットサイズを決定することによって、CSIフィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。

本発明で得ることができる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

本発明が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおける１つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。 一般的な多重入出力アンテナ（MIMO）通信システムの構成図である。 多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャンネルを示した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるコードブック基盤プリコーディングの基本概念を説明するための図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける参照信号がマッピングされる資源を例示する図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおける６４個のアンテナ要素（antenna elements）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がAAS基盤の３D（３-Dimension）ビーム形成が可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける交叉偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおける自己−完備サブフレーム（self-contained subframe）構造を例示する。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるTXRU及び物理的アンテナ観点でハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。 本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク転送過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング（beam sweeping）動作を図式化した図である。 本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する。 本発明の一実施形態に従うコードブックサブセット制限を適用した場合、アンテナパターン利得を例示する。 本発明の一実施形態に従うチャンネル状態情報送受信方法を例示する図である。 本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、gNB, ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用できる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用できる無線通信システムにおける無線フレームの構造を示す。

３GPP LTE／LTE-AではFDD（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１の無線フレーム（radio frame）構造とTDD（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１で、無線フレームの時間領域でのサイズはT_s=１／（１５０００*２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク転送はT_f=３０７２００*T_s=１０msの区間を有する無線フレームで構成される。

図１の（a）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１無線フレームは、全二重（full duplex）及び半二重（half duplex）FDDに全て適用できる。

無線フレーム（radio frame）は１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームはT_slot=１５３６０*T_s=０．５ms長さの２０個のスロットから構成され、各スロットは０から１９までのインデックスが与えられる。１つのサブフレームは時間領域（time domain）で連続的な２つのスロット（slot）から構成され、サブフレームiはスロット２i及びスロット２i+１で構成される。１つのサブフレームを転送することにかかる時間をTTI（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１msであり、１つのスロットの長さは０．５msでありうる。

FDDでアップリンク転送及びダウンリンク転送は、周波数ドメインで区分される。全二重FDDに制限がない一方、半二重FDD動作で端末は同時に転送及び受信をすることができない。

１つのスロットは時間領域で複数のOFDM（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域で多数の資源ブロック（RB：Resource Block）を含む。３GPP LTEはダウンリンクでOFDMAを使用するのでOFDMシンボルは１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。OFDMシンボルは１つのSC-FDMAシンボルまたはシンボル区間ということができる。資源ブロック（resource block）は資源割り当て単位であり、１つのスロットで複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。

図１の（b）は、タイプ２のフレーム構造（frame structure type２）を示す。

タイプ２無線フレームは、各１５３６００*T_s=５msの長さの２つのハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは３０７２０*T_s=１ms長さの５個のサブフレームから構成される。

TDDシステムのタイプ２のフレーム構造でアップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は全てのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当て（または、予約）されるかを示す規則である。

表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を示す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、‘D’はダウンリンク転送のためのサブフレームを示し、‘U’はアップリンク転送のためのサブフレームを示し、‘S’はDwPTS（Downlink Pilot Time Slot）、保護区間（GP：Guard Period）、UpPTS（Uplink Pilot Time Slot）の３種類のフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を示す。

DwPTSは、端末での初期セル探索、同期化、またはチャンネル推定に使われる。UpPTSは、基地局でのチャンネル推定と端末のアップリンク転送同期を合せることに使われる。GPは、アップリンクとダウンリンクの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によってアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームiは、各T_slot=１５３６０*T_s=０．５ms長さのスロット２i及びスロット２i+１で構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は７種類に区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／又は個数が異なる。

ダウンリンクからアップリンクに変更される時点、またはアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（switching point）という。転換時点の周期性（Switch-point periodicity）はアップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同一に反復される周期を意味し、５msまたは１０msが全て支援される。５msダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には、スペシャルサブフレーム（S）はハーフ−フレーム毎に存在し、５msダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には最初のハーフ−フレームのみに存在する。

全ての構成において、０番、５番サブフレーム、及びDwPTSは、ダウンリンク転送のみのための区間である。UpPTS及びサブフレームサブフレームに直ぐ繋がるサブフレームは常にアップリンク転送のための区間である。

このようなアップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報として基地局と端末が全て知っていることができる。基地局はアップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる度に構成情報のインデックスのみを転送することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報として他のスケジューリング情報と同様にPDCCH（Physical Downlink Control Channel）を通じて転送されることができ、放送情報としてブロードキャストチャンネル（broadcast channel）を通じてセル内の全ての端末に共通に転送されることもできる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（DwPTS／GP／UpPTSの長さ）を示す。

図１の例示に従う無線フレームの構造は１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるOFDMシンボルの数は多様に変更できる。

図2は、本発明が適用できる無線通信システムにおける一つのダウンリンクスロットに対する資源グリッド（resource grid）を例示した図である。

図2を参照すると、一つのダウンリンクスロットは時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つの資源ブロックは周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に技術するが、これに限定されるものではない。

資源グリッド上で各要素（element）を資源要素（resource element）といい、一つの資源ブロック（ＲＢ：resource block）は１２×７個の資源要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれる資源ブロックの数Ｎ^ＤＬはダウンリンク転送帯域幅（bandwidth）に従属する。

アップリンクスロットの構造はダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図3は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図3を参照すると、サブフレーム内の最初スロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルは制御チャンネルが割り当てられる制御領域（control region）であり、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使われるダウンリンク制御チャンネルの一例に、ＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで転送され、サブフレーム内に制御チャンネルの転送のために使われるＯＦＤＭシンボルの数（即ち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨはアップリンクに対する応答チャンネルであり、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンク資源割り当て情報、ダウンリンク資源割り当て情報、または任意の端末グループに対するアップリンク転送（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

ＰＤＣＣＨはＤＬ−ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）の資源割り当て及び転送フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）の資源割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）でのページング（paging）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで転送されるランダムアクセス応答（random access response）のような上位レイヤ（upper-layer）制御メッセージに対する資源割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する転送パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over IP）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で転送されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは一つまたは複数の連続的なＣＣＥ（control channel elements）の集合で構成される。ＣＣＥは無線チャンネルの状態に従う符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは複数の資源要素グループ（resource element group）に対応される。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率の間の関連関係によって決定される。

基地局は端末に転送しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有な識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ：system information block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの転送に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。

図4は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクサブフレームの構造を示す。

図4を参照すると、アップリンクサブフレームは周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けられる。制御領域にはアップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域はユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために一つの端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に転送しないことがある。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨにはサブフレーム内に資源ブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは２個のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対はスロット境界（slot boundary）で周波数跳躍（frequency hopping）されるという。

MIMO（Multi-Input Multi-Output）

MIMO技術は今まで一般的に１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮して、多重送信（Tx）アンテナと多重受信（Rx）アンテナを使用する。言い換えると、MIMO技術は無線通信システムの送信端または受信端で多重入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を図るための技術である。以下では、“MIMO”を“多重入出力アンテナ”と称することにする。

より具体的に、多重入出力アンテナ技術は１つの完全なメッセージ（total message）を受信するために１つのアンテナ経路に依存せず、多数個のアンテナを通じて受信した複数のデータの断片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、多重入出力アンテナ技術は特定システム範囲内でデータ転送率を増加させることができ、また特定データ転送率を通じてシステム範囲を増加させることができる。

次世代の移動通信は、既存の移動通信に比べて遥かに高いデータ転送率を要求するので、効率よい多重入出力アンテナ技術が必ず必要であると予想される。このような状況でMIMO通信技術は移動通信端末と中継機などに幅広く使用することができる次世代の移動通信技術であり、データ通信拡大などによって限界状況に従って他の移動通信の転送量の限界を克服することができる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な転送効率向上技術のうち、多重入出力アンテナ（MIMO）技術は追加的な周波数割り当てや電力増加無しでも通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として現在最も大きい注目されている。

図５は、一般的な多重入出力アンテナ（MIMO）通信システムの構成図である。

図５を参照すると、送信アンテナの数をN_T個に、受信アンテナの数をN_R個に同時に増やすようになれば、送信機や受信機のみで多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャンネル転送容量が増加するので、転送レート（transfer rate）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャンネル転送容量の増加に従う転送レートは１つのアンテナを用いる場合の最大転送レート（R_o）に次のようなレート増加率（R_i）が掛けられただけに理論的に増加することができる。

即ち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるMIMO通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて、理論上、４倍の転送レートを獲得することができる。

このような多重入出力アンテナの技術は、多様なチャンネル経路を通過したシンボルを用いて転送信頼度を高める空間ダイバーシティ（spatial diversity）方式と、多数の送信アンテナを用いて多数のデータシンボルを同時に送信して転送率を向上させる空間マルチプレキシング（spatial multiplexing）方式とに分けられる。また、このような２つの方式を適切に結合して各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も最近たくさん研究されている分野である。

各々の方式に対し、より具体的に説明すると、次の通りである。

第１に、空間ダイバーシティ方式の場合には時空間ブロック符号系列と、ダイバーシティ利得と符号化利得を同時に用いる時空間トレリス（Trelis）符号系列方式がある。一般的に、ビット誤謬率改善性能と符号生成自由度はトレリス符号方式が優れるが、演算複雑度は時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシティ利得は送信アンテナ数（N_T）と受信アンテナ数（N_R）の積（N_T×N_R）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間マルチプレキシング技法は各送信アンテナで互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、この際、受信機では送信機から同時に転送されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機ではこの干渉を適切な信号処理技法を用いて除去した後に受信する。ここに使われる雑音除去方式は、MLD（maximum likelihood detection）受信機、ZF（zero-forcing）受信機、MMSE（minimum mean square error）受信機、D-BLAST（Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time）、V-BLAST（Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time）などがあり、特に送信端でチャンネル情報を知ることができる場合にはSVD（singular value decomposition）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシティと空間マルチプレキシングの結合された技法を挙げることができる。空間ダイバーシティ利得のみを得る場合、ダイバーシティ次数の増加に従う性能改善利得が徐々に飽和され、空間マルチプレキシング利得のみを取れば、無線チャンネルで転送信頼度が落ちる。これを解決しながら２つの利得を全て得る方式が研究されてきたものであり、そのうち、時空間ブロック符号（Double-STTD）、時空間BICM（STBICM）などの方式がある。

前述したような多重入出力アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法により説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次の通り示すことができる。

まず、図５に図示したように、N_T個の送信アンテナとN_R個の受信アンテナが存在することを仮定する。

まず、送信信号に対して説明すると、このようにN_T個の送信アンテナがある場合、最大転送可能な情報はN_T個であるので、これを次のようなベクトルで示すことができる。

一方、各々の転送情報s_１，s_２，．．．，s_N_Tにおいて、転送電力を異にすることができ、この際、各々の転送電力をP_１，P_２，．．．，P_N_Tとすれば、転送電力が調整された転送情報は次のようなベクトルで示すことができる。

また、数式３の転送電力が調整された転送情報を転送電力の対角行列Pで次の通り示すことができる。

一方、数式４の転送電力が調整された情報ベクトルは、その後、加重値行列Wが掛けられて実際に転送されるN_T個の転送信号x_１，x_２，．．．，x_N_Tを構成する。ここで、加重値行列は転送チャンネル状況などによって転送情報を各アンテナに適切に分配してくれる役割を遂行する。このような転送信号x_１，x_２，．．．，x_N_Tをベクトルxを用いて次の通り示すことができる。

ここで、w__ijはi番目の送信アンテナとj番目の転送情報との間の加重値を示し、Wはこれを行列で示したものである。このような行列Wを加重値行列（Weight Matrix）またはプリコーディング行列（Precoding Matrix）と称する。

一方、前述したような転送信号（x）は空間ダイバーシティを使用する場合と空間マルチプレキシングを使用する場合とに分けて考えて見ることができる。

空間マルチプレキシングを使用する場合は互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルsの元素が全て異なる値を有するようになる一方、空間ダイバーシティを使用するようになれば、同一な信号を多数のチャンネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルsの元素が全て同一な値を有するようになる。

勿論、空間マルチプレキシングと空間ダイバーシティを混合する方法も考慮することができる。即ち、例えば３個の送信アンテナを通じて同一な信号を空間ダイバーシティを用いて転送し、残りは各々異なる信号を空間マルチプレキシングして送る場合も考慮することができる。

次に、受信信号はN_R個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号y_１，y_２，．．．，y_N_Rをベクトルyで次の通り示すことにする。

一方、多重入出力アンテナ通信システムにおけるチャンネルをモデリングする場合、各々のチャンネルは送受信アンテナインデックスによって区分することができ、送信アンテナjから受信アンテナiを経るチャンネルをh_ijと表示することにする。ここで、h_ijのインデックスの順序が受信アンテナインデックスが先に、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャンネルは多数個を１つに縛ってベクトル及び行列形態にも表示可能である。ベクトル表示を例にして説明すると、次の通りである。

図６は、多数の送信アンテナから１つの受信アンテナへのチャンネルを示す図である。

図６に図示したように、総N_T個の送信アンテナから受信アンテナiに到着するチャンネルは、次の通り表現可能である。

また、前記数式７のような行列表現を通じてN_T個の送信アンテナからN_R個の受信アンテナを経るチャンネルを全て示す場合、次の通り示すことができる。

一方、実際のチャンネルは前記のようなチャンネル行列Hを経た後に白色雑音（AWGN：Additive White Gaussian Noise）が加えられるようになるので、N_R個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音n_１，n_２，．．．，n_N_Rをベクトルで表現すると、次の通りである。

前述したような転送信号、受信信号、チャンネル、及び白色雑音のモデリングを通じて多重入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を通じて示すことができる。

一方、チャンネルの状態を示すチャンネル行列Hの行と列の数は送受信アンテナ数により決定される。チャンネル行列Hは、前述したように、行の数は受信アンテナの数N_Rと等しくなり、列の数は送信アンテナの数N_Rと等しくなる。即ち、チャンネル行列HはN_R×N_R行列となる。

一般的に、行列のランク（rank）は互いに独立的な（independent）行または列の個数のうち、最小個数に定義される。したがって、行列のランクは行または列の個数より大きいことができなくなる。数式的に例を挙げれば、チャンネル行列Hのランク（rank（H））は、次の通り制限される。

また、行列を固有値分解（Eigen value decomposition）を行った時、ランクは固有値（eigen value）のうち、０でない固有値の個数に定義することができる。類似な方法に、ランクをSVD（singular value decomposition）した時、０でない特異値（singular value）の個数に定義することができる。したがって、チャンネル行列でランクの物理的な意味は与えられたチャンネルで互いに異なる情報を送ることができる最大数ということができる。

本明細書において、MIMO転送に対する‘ランク（Rank）’は特定時点及び特定周波数資源で独立的に信号を転送することができる経路の数を示し、‘レイヤ（layer）の個数’は各経路を通じて転送される信号ストリームの個数を示す。一般的に、送信端は信号転送に用いられるランク数に対応する個数のレイヤを転送するので、特別な言及がない限り、ランクはレイヤ個数と同一な意味を有する。

以下、前述したMIMO転送技法と関連して、コードブック基盤プリコーディング技法についてより具体的に説明する。

図７は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるコードブック基盤プリコーディングの基本概念を説明するための図である。

コードブック基盤プリコーディング方式に従う場合、送信端と受信端は転送ランク、アンテナ個数などによって予め定まった所定個数のプリコーディング行列を含むコードブック情報を共有するようになる。

即ち、フィードバック情報が有限な（finite）場合にプリコーディング基盤コードブック方式が使われることができる。

受信端は受信信号を通じてチャンネル状態を測定して、前述したコードブック情報に基づいて有限な個数の好むプリコーディング行列情報（即ち、該当プリコーディング行列のインデックス）を送信端にフィードバックすることができる。例えば、受信端ではML（Maximum Likelihood）またはMMSE（Minimum Mean Square Error）方式により受信信号を測定して最適のプリコーディング行列を選択することができる。

図７では、受信端が送信端にプリコーディング行列情報をコードワード別に転送することを図示しているが、これに限定される必要はない。

受信端からフィードバック情報を受信した送信端は、受信された情報に基盤してコードブックから特定プリコーディング行列を選択することができる。プリコーディング行列を選択した送信端は転送ランクに対応する個数のレイヤ信号に選択されたプリコーディング行列を掛ける方式によりプリコーディングを遂行し、プリコーディングが遂行された転送信号を複数のアンテナを通じて転送することができる。プリコーディング行列で行（row）の個数はアンテナの個数と同一であり、列（column）の個数はランク値と同一である。ランク値はレイヤの個数と同一であるので、列（column）の個数はレイヤ個数と同一である。例えば、転送アンテナの個数が４であり、レイヤの個数が２である場合には、プリコーディング行列が４×２行列で構成できる。以下の数式１２はこのような場合のプリコーディング行列を通じて各々のレイヤにマッピングされた情報を各々のアンテナにマッピングさせる動作を示すものである。

数式１２を参照すると、レイヤにマッピングされた情報はx_１、x_２であり、４×２行列の各要素P_ijはプリコーディングに使われる加重値である。y_１、y_２、y_３、y_４はアンテナにマッピングされる情報であって、各OFDM転送方式を使用して各々のアンテナを通じて転送できる。

送信端でプリコーディングされて転送された信号を受信した受信端は、送信端でなされたプリコーディングの逆処理を遂行して受信信号を復元することができる。一般的に、プリコーディング行列はU・U^H=I（ここで、U^Hは行列Uのエルミート（Hermit）行列を意味する）のようなユニタリー行列（U）条件を満たすところ、前述したプリコーディングの逆処理は送信端のプリコーディングに用いられたプリコーディング行列（P）のエルミート（Hermit）行列（P^H）を受信信号に掛ける方式によりなされることができる。

また、プリコーディングは多様な方式のアンテナ構成に対して良好な性能を有することが要求されるので、コードブック設計において多様なアンテナ構成に対する性能を考慮する必要がある。以下では、多重アンテナの例示的な構成について説明する。

既存の３GPP LTEシステム（例えば、３GPP LTEリリーズ−８または９標準に従うシステム）では、ダウンリンクで最大４個の転送アンテナを支援するので、４転送アンテナに対するコードブックが設計されている。既存の３GPP LTEの進化である３GPP LTE-Aシステムでは、ダウンリンクで最大８転送アンテナを支援することができる。したがって、最大８転送アンテナを通じてのダウンリンク転送に対して良好な性能を提供するプリコーディングコードブックを設計することが要求される。

また、コードブック設計においては、一定係数特性（constant modulus property）、有限アルファベット（infinite alphabet）、コードブックサイズに対する制限、ネステッド特性（nested property）、多様なアンテナ構成（antenna configuration）に対する良好な性能を提供することなどが一般的に要求される。

一定係数特性とは、コードブックを構成するプリコーディング行列の各々のチャンネル要素（channel component）のサイズ（amplitude）が一定な特性を意味する。このような特性によれば、どんなプリコーディング行列が使われるかに関係なく、全てのアンテナの各々から転送される電力レベルが同一に維持できる。これによって、電力増幅器（Power Amplifier）使用の効率性を高めることができる。

有限アルファベット（finite alphabet）とは、例えば、２つの転送アンテナの場合にプリコーディング行列をスケーリング因子（scaling factor）を除いてQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）アルファベット（即ち、±１、±j）のみを使用して構成することを意味する。これによって、プリコーダーでプリコーディング行列を乗算（multiplication）するに当たって、計算の複雑性を緩和することができる。

コードブックサイズは所定のサイズ以下に制限できる。コードブックのサイズが大きいほど多様な場合に対するプリコーディング行列を含むことができるので、チャンネル状態をより精密に反映することができるが、それによってプリコーディング行列指示子（PMI：Precoding Matrix Indicator）のビット数が増加するようになり、これはシグナルリングオーバーヘッドを引き起こすことがあるためである。

ネステッド特性（nested property）とは、高いランクプリコーディング行列の一部分が低いランクプリコーディング行列で構成されることを意味する。このようにプリコーディング行列が構成されれば、端末から報告されたRI（Rank Indicator）で示すチャンネルランクより低い転送ランクにダウンリンク転送を行うように基地局が決定する場合にも、適切な性能を保障することができる。また、この特性によってCQI（Channel Quality Information）計算の複雑性も減少することができる。なぜならば、相異するランクに対して設計されたプリコーディング行列のうちからプリコーディング行列を選択する動作を行う時に、プリコーディング行列選択のための計算が一部分共有できるためである。

多様なアンテナ構成（antenna configuration）に対する良好な性能を提供するということは、低い相関を有するアンテナ構成、高い相関を有するアンテナ構成、またはクロス−偏極アンテナ構成などの多様な場合に対して一定基準以上の性能を提供することが要求されるという意味である。

参照信号（RS：Reference Signal）

無線通信システムで、データは無線チャンネルを通じて転送されるので、信号は転送中に歪曲されることがある。端末で歪曲された信号を正確に受信するために、受信された信号の歪曲はチャンネル情報を用いて補正されなければならない。チャンネル情報を検出するために送信側と受信側全て知っている信号転送方法と、信号がチャンネルを通じて転送される時に歪曲された程度を用いてチャンネル情報を検出する方法を主に用いる。前述した信号をパイロット信号または参照信号（RS：referencesignal）という。

また、最近、大部分の移動通信システムでパケットを転送する時、今まで１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多重入出力アンテナを用いてデータを送受信する時、信号を正確に受信するために送信アンテナと受信アンテナとの間のチャンネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは個別的な参照信号を有しなければならない。

移動通信システムで、RSはその目的によって２つに大別できる。チャンネル情報獲得のための目的のRSと、データ復調のために使われるRSがある。前者は、UEがダウンリンクへのチャンネル情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に転送されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないUEでもそのRSを受信し測定できなければならない。また、これはハンドオーバーなどの無線資源管理（RRM：Radio Resource Management）測定などのためにも使われる。後者は、基地局がダウンリンクを送る時に該当リソースに共に送るRSであって、UEは該当RSを受信することによって、チャンネル推定をすることができ、したがってデータを復調できるようになる。このRSはデータが転送される領域に転送されなければならない。

下向き参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャンネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（CRS：common RS）と、特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（dedicated RS）がある。このような参照信号を用いて復調（demodulation）とチャンネル測定（channel measurement）のための情報を提供することができる。即ち、DRSはデータ復調用のみに使われて、CRSはチャンネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的に全て使われる。

受信側（即ち、端末）はCRSからチャンネル状態を測定し、CQI（Channel Quality Indicator）、PMI（Precoding Matrix Index）、及び／又はRI（Rank Indicator）のようなチャンネル品質と関連した指示子を送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。CRSはセル特定基準信号（cell-specific RS）ともいう。一方、チャンネル状態情報（CSI：Channel State Information）のフィードバックと関連した参照信号をCSI-RSと定義することができる。

DRSは、PDSCH上のデータ復調が必要な場合、資源要素を通じて転送できる。端末は上位階層を通じてDRSの存否を受信することができ、相応するPDSCHがマッピングされた時のみ有効である。DRSを端末特定参照信号（UE-specific RS）または復調参照信号（DMRS：Demodulation RS）ということができる。

図８は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク資源ブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。

図８を参照すると、参照信号がマッピングされる単位でダウンリンク資源ブロック対は時間領域で１つのサブフレーム×周波数領域で１２個の副搬送波で示すことができる。即ち、時間軸（x軸）上で１つの資源ブロック対は一般循環前置（normal CP：normal Cyclic Prefix）である場合、１４個のOFDMシンボルの長さを有し（図８（a）の場合）、拡張循環前置（extended CP：extended Cyclic Prefix）である場合、１２個のOFDMシンボルの長さを有する（図８（b）の場合）。資源ブロック格子で‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’と記載された資源要素（REs）は各々アンテナポートインデックス‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’のCRSの位置を意味し、‘D’と記載された資源要素はDRSの位置を意味する。

以下、CRSに対してより詳細に記述すると、CRSは物理的アンテナのチャンネルを推定するために使われて、セル内に位置した全ての端末に共通的に受信できる参照信号として全体周波数帯域に分布される。即ち、このCRSはcell-specificなシグナルであって、広帯域に対して毎サブフレーム毎に転送される。また、CRSはチャンネル品質情報（CSI）及びデータ復調のために利用できる。

CRSは、転送側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットに定義される。３GPP LTEシステム（例えば、リリーズ−８）では、基地局の転送アンテナ個数によって最大４個のアンテナポートに対するRSが転送される。ダウンリンク信号送信側は、単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、及び４個の送信アンテナのように３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２つである場合、０番と１番アンテナポートに対するCRSが転送され、４個である場合は０〜３番アンテナポートに対するCRSが各々転送される。基地局の送信アンテナが４個の場合、１つのRBでのCRSパターンは図８の通りである。

基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。

基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は時分割多重化（TDM：Time Division Multiplexing）及び／又は周波数分割多重化（FDM Frequency Division Multiplexing）方式を用いて配列される。即ち、２つのアンテナポートのための参照信号は各々が区別されるために、互いに異なる時間資源及び／又は互いに異なる周波数資源が割り当てられる。

その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号はTDM及び／又はFDM方式を用いて配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）により測定されたチャンネル情報は、単一の送信アンテナ転送、送信ダイバーシティ、閉鎖ループ空間多重化（closed-loop spatial multiplexing）、開放ループ空間多重化（open-loop spatial multiplexing）、または多重ユーザ−多重入出力アンテナ（Multi-User MIMO）のような転送方式を用いて転送されたデータを復調するために使われることができる。

多重入出力アンテナが支援される場合、参照信号が特定のアンテナポートから転送される時、前記参照信号は参照信号のパターンによって特定された資源要素の位置に転送され、他のアンテナポートのために特定された資源要素の位置に転送されない。即ち、互いに異なるアンテナの間の参照信号は互いに重ならない。

以下DRSに対してより詳細に記述すると、DRSはデータを復調するために使われる。多重入出力アンテナ転送で特定の端末のために使われる先行符号化（precoding）加重値は、端末が参照信号を受信した時、各送信アンテナから転送された転送チャンネルと結合されて相応するチャンネルを推定するために変更無しで使われる。

３GPP LTEシステム（例えば、リリーズ−８）は最大に４個の転送アンテナを支援し、ランク１ビームフォーミング（beamforming）のためのDRSが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのDRSはまたアンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。

LTEシステムの進化発展した形態のLTE-Aシステムで基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナが支援できるようにデザインされなければならない。したがって、最大８個の送信アンテナに対するRSやはり支援されなければならない。LTEシステムでダウンリンクRSは最大４個のアンテナポートに対するRSのみ定義されているので、LTE-Aシステムで基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらアンテナポートに対するRSが追加的に定義されデザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するRSは前述したチャンネル測定のためのRSとデータ復調のためのRSの２つが全てデザインされなければならない。

LTE-Aシステムで基地局のダウンリンクに最大８個の送信アンテナを支援する。LTE-Aシステムで既存のLTEのCRSのような方式により最大８個の送信アンテナに対するRSを毎サブフレーム毎に全帯域に転送するようになれば、RSオーバーヘッドが過度に大きくなる。したがって、 LTE-AシステムではMCS、PMIなどの選択のためのCSI測定目的のCSI-RSとデータ復調のためのDM-RSに分離されて２つのRSが追加された。CSI-RSはRRM測定などの目的にも使われることはできるが、CSI獲得の主目的のためにデザインされた。CSI-RSはデータ復調に使われないので、毎サブフレーム毎に転送される必要はない。したがって、CSI-RSのオーバーヘッドを減らすために時間軸上で間欠的に転送するようにする。即ち、CSI-RSは１つのサブフレームの整数倍の周期を有して周期的に転送されるか、または特定転送パターンに転送できる。この際、CSI-RSが転送される周期やパターンはeNBが設定することができる。

したがって、LTE-Aシステムで新しくデザインされるRSは２つの分類に大別されるが、MCS、PMIなどの選択のためのチャンネル測定目的のRS（CSI-RS：Channel State Information-RS、Channel State Indication-RSなど）と８個の転送アンテナに転送されるデータ復調のためのRS（DM-RS：Data Demodulation-RS）である。

チャンネル測定目的のCSI-RSは、既存のCRSがチャンネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時に、データ復調のために使われることとは異なり、チャンネル測定中心の目的のためにデザインされる特徴がある。勿論、これもまたハンドオーバーなどの測定などの目的に使われることもできる。CSI-RSがチャンネル状態に対する情報を得る目的のみに転送されるので、CRSとは異なり、毎サブフレーム毎に転送されなくてもよい。CSI-RSのオーバーヘッドを減らすためにCSI-RSは時間軸上で間歇的に転送される。

データ復調のために該当時間−周波数領域でスケジューリングされたUEに専用的（dedicated）にDMRSが転送される。即ち、特定UEのDM-RSは該当UEがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送されるものである。

LTE-Aシステムで、eNBは全てのアンテナポートに対するCSI-RSを転送しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するCSI-RSを毎サブフレーム毎に転送することは、オーバーヘッドがあまり大きいという短所があるので、CSI-RSは毎サブフレーム毎に転送されず、時間軸で間歇的に転送されてこそ、そのオーバーヘッドを減らすことができる。即ち、CSI-RSは１サブフレームの整数倍の周期を有して周期的に転送されるか、または特定転送パターンに転送できる。この際、CSI-RSが転送される周期やパターンはeNBが設定することができる。

データ復調のためには、該当時間−周波数領域でスケジューリングされたUEにdedicatedにDM-RSが転送される。即ち、特定UEのDM-RSは該当UEがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに転送される。

CSI-RSを測定するためにUEは必ず自身が属したセルの各々のCSI-RSアンテナポートに対するCSI-RSの転送サブフレームインデックス、転送サブフレーム内でCSI-RS資源要素（RE）時間−周波数位置、そしてCSI-RSシーケンスなどに対する情報を知っていなければならない。

LTE-AシステムにeNBはCSI-RSを最大８個のアンテナポートに対して各々転送しなければならない。互いに異なるアンテナポートのCSI-RS転送のために使われる資源は互いに直交（orthogonal）しなければならない。１つのeNBが互いに異なるアンテナポートに対するCSI-RSを転送する時、各々のアンテナポートに対するCSI-RSを互いに異なるREにマッピングすることによってFDM／TDM方式によりこれらの資源をorthogonalに割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するCSI-RSを互いにorthogonalなコードにマッピングさせるCDM方式により転送することができる。

CSI-RSに関する情報をeNBが自己セルUEに知らせる時、まず各アンテナポートに対するCSI-RSがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、CSI-RSが転送されるサブフレーム番号、またはCSI-RSが転送される周期、CSI-RSが転送されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのCSI-RS REが転送されるOFDMシンボル番号、周波数間隔（spacing）、周波数軸でのREのオフセットまたはシフト値などがある。

CSI-RSは１つ、２つ、４個、または８個のアンテナポートを通じて転送される。この際、使われるアンテナポートは各々p=１５、p=１５、１６、p=１５、．．．、１８、p=１５、．．．、２２である。CSI-RSはサブキャリア間隔Δf=１５kHzに対してのみ定義できる。

CSI-RS転送のために設定されたサブフレーム内で、CSI-RSシーケンスは以下の数式１３のように、各アンテナポート（p）上の参照シンボル（reference symbol）として用いられる複素変調シンボル（complex- valued modulation symbol）a_k、l^（p）にマッピングされる。

前記数式１３で、（k'、l'）（ここで、k’は資源ブロック内副搬送波インデックスであり、l’はスロット内OFDMシンボルインデックスを示す。）、及びn_sの条件は以下の表３または表４のようなCSI-RS設定（configuration）によって決定される。

表３は、一般CPでCSI-RS構成から（k'、l'）のマッピングを例示する。

表４は、拡張CPでCSI-RS構成から（k'、l'）のマッピングを例示する。

表３及び表４を参照すると、CSI-RSの転送において、異種ネットワーク（HetNet：heterogeneous network）環境を含んでマルチセル環境でセル間干渉（ICI：inter-cell interference）を減らすために最大３２個（一般CPの場合）または最大２８個（拡張CPの場合）の互いに異なる構成（configuration）が定義される。

CSI-RS構成はセル内のアンテナポートの個数及びCPによって互いに異なり、隣接したセルは最大限互いに異なる構成を有することができる。また、CSI-RS構成はフレーム構造によってFDDフレームとTDDフレームに全て適用する場合とTDDフレームのみに適用する場合に分けられる。

表３及び表４を基盤に、CSI-RS構成によって（k'、l'）及びn_sが定まり、各CSI-RSアンテナポートによってCSI-RS転送に用いる時間−周波数資源が決定される。

図９は、本発明が適用できる無線通信システムにおける参照信号がマッピングされる資源を例示する図である。

図９（a）は、１つまたは２つのCSI-RSアンテナポートによるCSI-RS転送に使用可能な２０種類のCSI-RS構成を示したものであり、図９（b）は４個のCSI-RSアンテナポートにより使用可能な１０のCSI-RS構成を示したものであり、図９（c）は８個のCSI-RSアンテナポートによりCSI-RS転送に使用可能な５種類のCSI-RS構成を示したものである。

このように、各CSI-RS構成によってCSI-RSが転送される無線資源（即ち、RE対）が決定される。

特定セルに対してCSI-RS転送のために１つあるいは２つのアンテナポートが設定されれば、図９（a）に図示された２０種類のCSI-RS構成のうち、設定されたCSI-RS構成に従う無線資源上でCSI-RSが転送される。

同様に、特定セルに対してCSI-RS転送のために４個のアンテナポートが設定されれば、図９（b）に図示された１０種類のCSI-RS構成のうち、設定されたCSI-RS構成に従う無線資源上でCSI-RSが転送される。また、特定セルに対してCSI-RS転送のために８個のアンテナポートが設定されれば、図９（c）に図示された５のCSI-RS構成のうち、設定されたCSI-RS構成に従う無線資源上でCSI-RSが転送される。

２つのアンテナポート別（即ち、｛１５、１６｝、｛１７、１８｝、｛１９、２０｝、｛２１、２２｝）に各々のアンテナポートに対するCSI-RSは同一な無線資源にCDMされて転送される。アンテナポート１５及び１６を例を挙げれば、アンテナポート１５及び１６に対する各々のCSI-RS複素シンボルは同一であるが、互いに異なる直交コード（例えば、ウォルシュコード（walsh code）が掛けられて同一な無線資源にマッピングされる。アンテナポート１５に対するCSI-RSの複素シンボルには［１、１］が掛けられ、アンテナポート１６に対するCSI-RSの複素シンボルには［１−１］が掛けられて同一な無線資源にマッピングされる。これは、アンテナポート｛１７、１８｝、｛１９、２０｝、｛２１、２２｝も同様である。

UEは転送されたシンボルに掛けられたコードを掛けて特定アンテナポートに対するCSI-RSを検出することができる。即ち、アンテナポート１５に対するCSI-RSを検出するために掛けられたコード［１１］を掛けて、アンテナポート１６に対するCSI-RSを検出するために掛けられたコード［１−１］を掛ける。

図９（a）から（c）を参照すると、同一なCSI-RS構成インデックスに該当するようになれば、アンテナポート数が多いCSI-RS構成に従う無線資源はCSI-RSアンテナポート数が少ないCSI-RS構成に従う無線資源を含む。例えば、CSI-RS構成０の場合、８個アンテナポート数に対する無線資源は４個アンテナポート数に対する無線資源と１つまたは２つのアンテナポート数に対する無線資源を全て含む。

１つのセルで複数のCSI-RS構成が使われることができる。ノン−ゼロ電力（NZP：non-zero power）CSI-RSは０または１つのCSI-RS構成のみ用いられ、ゼロ電力（ZP：zero power）CSI-RSは０または多数個のCSI-RS構成が利用できる。

上位階層により設定される１６ビットのビットマップであるZP CSI-RS（ZeroPowerCSI-RS）で１に設定された各ビット別に、UEは前記の表３及び表４の４個のCSI-RS列（column）に該当するREで（上位階層により設定されたNZP CSI-RSを仮定するREと重複する場合を除外）ゼロ転送電力を仮定する。最上位ビット（MSB：Most Significant Bit）は最も低いCSI-RS構成インデックスに該当し、ビットマップ内でその次のビットは順に次のCSI-RS構成インデックスに該当する。

CSI-RSは前記の表３及び表４で（n_s mod ２）の条件を満たすダウンリンクスロット及びCSI-RSサブフレーム構成を満たすサブフレームのみで転送される。

フレーム構造タイプ２（TDD）の場合、スペシャルサブフレーム、同期信号（SS）、PBCH、またはSIB １（SystemInformationBlockType１）メッセージ転送と衝突するサブフレーム、またはページングメッセージ転送のために設定されたサブフレームでCSI-RSは転送されない。

また、アンテナポートセットS（S=｛１５｝、S=｛１５、１６｝、S=｛１７、１８｝、S=｛１９、２０｝、またはS=｛２１、２２｝）内に属するいかなるアンテナポートに対するCSI-RSが転送されるREはPDSCHまたは他のアンテナポートのCSI-RS転送に使われない。

CSI-RS転送に使われる時間−周波数資源はデータ転送に使われることができないので、CSI-RSオーバーヘッドが増加するほどデータ処理量（throughput）が減少するようになる。これを考慮してCSI-RSは毎サブフレーム毎に転送されるように構成されず、多数のサブフレームに該当する所定の転送周期毎に転送されるように構成される。この場合、毎サブフレーム毎にCSI-RSが転送される場合に比べてCSI-RS転送オーバーヘッドが格段に低くなることがある。

CSI-RS転送のためのサブフレーム周期（以下、‘CSI転送周期’と称する）（T_CSI-RS）及びサブフレームオフセット（Δ_CSI-RS）は以下の表５の通りである。

表５は、CSI-RSサブフレーム構成を例示する。

表５を参照すると、CSI-RSサブフレーム構成（I_CSI-RS）によってCSI-RS転送周期（T_CSI-RS）及びサブフレームオフセット（Δ_CSI-RS）が決定される。

表５のCSI-RSサブフレーム構成は先の‘SubframeConfig’フィールド及び‘zeroTxPowerSubframeConfig’フィールドのうちのいずれか１つに設定できる。CSI-RSサブフレーム構成はNZP CSI-RS及びZP CSI-RSに対して個別的に（separately）設定できる。

CSI-RSを含むサブフレームは、以下の数式１４を満たす。

数式１４で、T_CSI-RSはCSI-RS転送周期、Δ_CSI-RSはサブフレームオフセット値、n_fはシステムフレームナンバー、n_sはスロットナンバーを意味する。

サービングセルに対して転送モード９（transmission mode ９）が設定されたUEの場合、UEは１つのCSI-RS資源構成が設定できる。サービングセルに対して転送モード１０（transmission mode １０）が設定されたUEの場合、UEは１つまたはその以上のCSI-RS資源構成が設定できる。

現在LTE標準で、CSI-RS構成はアンテナポート個数（antennaPortsCount）、サブフレーム構成（subframeConfig）、資源構成（resourceConfig）などで構成されているので、CSI-RSがいくつものアンテナポートで転送されるのか、CSI-RSが転送されるサブフレームの周期及びオフセットがどうなるのか、そして、該当サブフレームでどんなRE位置（即ち、周波数とOFDMシンボルインデックス）で転送されるのかを知らせてくれる。

具体的に、各CSI-RS（資源）構成のための以下のようにパラメータが上位階層シグナリングを通じて設定される。

− 転送モード１０が設定された場合、CSI-RS資源構成識別子

− CSI-RSポート個数（antenna Ports Count）：CSI-RS転送のために使われるアンテナポートの個数を示すパラメータ（例えば、１ CSI-RSポート、２ CSI-RSポート、４ CSI-RSポート、８ CSI-RSポート）

− CSI-RS構成（resourceConfig）（表３及び表４参照）：CSI-RS割り当て資源位置に関するパラメータ

− CSI-RSサブフレーム構成（subframeConfig、即ちI_CSI-RS）（表５参照）：CSI-RSが転送されるサブフレーム周期及び／又はオフセットに関するパラメータ

− 転送モード９が設定された場合、CSIフィードバックのための転送パワー（P_C）：フィードバックのための参照PDSCH転送パワーに対するUEの仮定と関連して、UEがCSIフィードバックを導出し、１dBステップのサイズに［−８、１５］dB範囲内で値を取る時、P_CはPDSCH RE当たりエネルギー（EPRE：Energy Per Resource Element）とCSI-RS EPREの割合で仮定される。

− 転送モード１０が設定された場合、各CSIプロセスに対してCSIフィードバックのための転送パワー（P_C）。CSIプロセスに対してCSIサブフレームセットC_CSI、０、及びC_CSI、１が上位階層により設定されれば、P_CはCSIプロセスの各CSIサブフレームセット別に設定される。

− 任意ランダム（pseudo-rnadom）シーケンス発生器パラメータ（n_ID）

− 転送モード１０が設定された場合、QCL（QuasiCo-Located）タイプB UE仮定のためのQCLスクランブルリング識別子（qcl-ScramblingIdentity-r１１）、CRSポートカウント（crs-PortsCount-r１１）、MBSFNサブフレーム設定リスト（mbsfn-SubframeConfigList-r１１）パラメータを含む上位階層パラメータ（‘qcl-CRS-Info-r１１’）

UEが導出したCSIフィードバック値が［−８、１５］dB範囲内の値を有する時、P_CはCSI-RS EPREに対するPDSCH EPREの割合で仮定される。ここで、PDSCH EPREはCRS EPREに対するPDSCH EPREの割合がρ_Aであるシンボルに該当する。

サービングセルの同一なサブフレームでCSI-RSとPMCHが共に設定されない。

フレーム構造タイプ２で４個のCRSアンテナポートが設定された場合、UEは一般CPの場合は［２０−３１］セット（表３参照）、または拡張CPの場合は［１６−２７］セット（表４参照）に属するCSI-RS構成インデックスが設定されない。

UEは、CSI-RS資源構成のCSI-RSアンテナポートが遅延拡散（delay spread）、ドップラー拡散（Doppler spread）、ドップラーシフト（Doppler shift）、平均利得（averagegain）、及び平均遅延（average delay）に対してQCL関係を有すると仮定することができる。

転送モード１０、そしてQCLタイプBが設定されたUEはCSI-RS資源構成に該当するアンテナポート０−３と、CSI-RS資源構成に該当するアンテナポート１５−２２がドップラー拡散（Doppler spread）、ドップラーシフト（Doppler shift）に対してQCL関係と仮定することができる。

転送モード１−９が設定されたUEの場合、サービングセルに対してUEは１つのZP CSI-RS資源構成が設定できる。転送モード１０が設定されたUEの場合、サービングセルに対してUEは１つまたはその以上のZP CSI-RS資源構成が設定できる。

上位階層シグナリングを通じてZP CSI-RS資源構成のための以下のようなパラメータが設定できる。

− ZP CSI-RS構成リスト（zeroTxPowerResourceConfigList）（表３及び表４参照）：ゼロ−パワーCSI-RS構成に関するパラメータ

− ZP CSI-RSサブフレーム構成（eroTxPowerSubframeConfig、即ちI_CSI-RS）（表５参照）：ゼロ−パワーCSI-RSが転送されるサブフレーム周期及び／又はオフセットに関するパラメータ

サービングセルの同一なサブフレームでZP CSI-RSとPMCHが同時に設定されない。

転送モード１０が設定されたUEの場合、サービングセルに対して１つまたはその以上のCSI-IM（Channel-State Information-Interference Measurement）資源構成が設定できる。

上位階層シグナリングを通じて各CSI-IM資源構成のための以下のようなパラメータが設定できる。

− ZP CSI-RS構成（表３及び表４参照）

− ZP CSI RSサブフレーム構成（I_CSI-RS）（表５参照）

CSI-IM資源構成は設定されたZP CSI-RS資源構成のうちいずれか１つと同一である。

サービングセルの同一なサブフレーム内のCSI-IM資源とPMCHが同時に設定されない。

マッシブMIMO（Massive MIMO）

多数のアンテナを有するMIMOシステムをマッシブMIMO（Massive MIMO）システムと称することができ、スペクトル効率（spectral efficiency）、エネルギー効率（energy efficiency）、プロセシング複雑度（processing complexity）を向上させるための手段として注目されている。

最近、３GPPでは未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満たすためにマッシブMIMOシステムに対する議論が始まった。マッシブMIMOは全−次元MIMO（FD-MIMO：Full-Dimension MIMO）とも称される。

LTEリリーズ（Rel：release）−１２の以後の無線通信システムでは能動アンテナシステム（AAS：Active Antenna System）の導入が考慮されている。

信号の位相及びサイズを調整することができる増幅器とアンテナが分離されている既存の受動アンテナシステムとは異なり、AASは各々のアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。

AASは能動アンテナ使用によって増幅器とアンテナを連結するための別途のケーブル、コネクタ、その他のハードウェアなどが必要せず、したがって、エネルギー及び運用費用側面で効率性の高い特徴を有する。特に、AASは各アンテナ別電子式ビーム制御（electronic beam control）方式を支援するので、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成するなどの進歩したMIMO技術を可能にする。

AASなどの進歩したアンテナシステムの導入により多数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模MIMO構造も考慮されている。一例に、既存の一字型アンテナ配列とは異なり、２次元（２D：２-Dimension）アンテナ配列を形成する場合、AASの能動アンテナにより３次元ビームパターンを形成することができる。

図１０は、本発明が適用できる無線通信システムにおける６４個のアンテナ要素（antenna elements）を有する２次元能動アンテナシステムを例示する。

図１０では一般的な２次元（２D：２Dimension）アンテナ配列を例示しており、図１０のようにN_t=N_v・N_h個のアンテナが正方形の形態を有する場合を考慮することができる。ここで、N_hは水平方向にアンテナ列の個数を、N_vは垂直方向にアンテナ行の個数を示す。

このような２D構造のアンテナ配列を用いると、３次元空間で転送ビームを制御できるように無線波長（radio wave）が垂直方向（高度（elevation））及び水平方向（方位角（azimuth））に全て制御できる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと称することができる。

図１１は、本発明が適用できる無線通信システムにおける基地局または端末がAAS基盤の３D（３-Dimension）ビーム形成が可能な多数の送／受信アンテナを有しているシステムを例示する。

図１１は前述した例を図式化したものであって、２次元アンテナ配列（即ち、２D-AAS）を用いた３D MIMOシステムを例示する。

送信アンテナ観点で、前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく、垂直方向への準−静的または動的なビーム形成を遂行することができ、一例に、垂直方向のセクター形成などの応用を考慮することができる。

また、受信アンテナ観点では大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成する時、アンテナ配列利得（antenna array gain）に従う信号電力上昇効果を期待することができる。したがって、アップリンクの場合、基地局が多数のアンテナを通じて端末から転送される信号を受信することができ、この際、端末は干渉影響を減らすために大規模受信アンテナの利得を考慮して自身の送信電力を非常に低く設定することができる長所がある。

図１２は、本発明が適用できる無線通信システムにおける交叉偏波（cross polarization）を有する２次元アンテナシステムを例示する。

偏波（Polarization）を考慮した２D平面配列アンテナ（planar antenna array）モデルの場合、図１２のように図式化することができる。

受動的アンテナ（passive antenna）に従う既存のMIMOシステムとは異なり、能動アンテナに基づいたシステムは各アンテナ要素に付着された（または、含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に加重値を適用することによって、アンテナ要素の利得（gain）を動的に調節することができる。放射パターン（radiation pattern）は、アンテナ要素の個数、アンテナ間隔（spacing）などのアンテナ配置（arrangement）に依存するので、アンテナシステムはアンテナ要素レベルでモデリングできる。

図１２の例示のようなアンテナ配列モデルを（M、N、P）と示すことができ、これはアンテナ配列構造を特徴づけるパラメータに該当する。

Mは、各列（即ち、垂直方向で）で同一な偏波（polarization）を有しているアンテナ要素（antenna element）の個数（即ち、各列で+４５゜傾斜（slant）を有しているアンテナ要素の個数、または各列で−４５゜傾斜（slant）を有しているアンテナ要素の個数）を示す。

Nは、水平方向の列の個数（即ち、水平方向でアンテナ要素の個数）を示す。

Pは、偏波（polarization）の次元（dimension）の個数を示す。図１２の場合のように交叉偏波（cross polarization）の場合、P=２であるが、同一偏波（co-polarization）の場合、P=１である。

アンテナポート（antenna port）は物理的アンテナ要素（physical antenna element）にマッピングできる。アンテナポート（antenna port）は該当アンテナポートと関連した参照信号により定義できる。例えば、LTEシステムでアンテナポート０はCRS（Cell-specific Reference Signal）と関連し、アンテナポート６はPRS（Positioning Reference Signal）と関連できる。

一例に、アンテナポートと物理的アンテナ要素の間は一対一マッピングできる。単一の交叉偏波（cross polarization）アンテナ要素がダウンリンクMIMOまたはダウンリンク転送ダイバーシティのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０は１つの物理的アンテナ要素にマッピングされる一方、アンテナポート１は他の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、更に他の１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。

他の一例に、単一のアンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。ビームフォーミング（beamforming）のために使われる場合などがこれに該当できる。ビームフォーミングは多重の物理的アンテナ要素を用いることによって、ダウンリンク転送が特定端末に向かうようにすることができる。一般的に、多重の交叉偏波（cross polarization）アンテナ要素の多重の列（column）で構成されるアンテナ配列（antennaarray）を使用してこれを達成することができる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生した単一のダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のためのCRSと関連し、更に他の１つはアンテナポート１のためのCRSと関連する。

即ち、アンテナポートは基地局で物理的アンテナ要素から転送された実際ダウンリンク転送でない端末の立場でのダウンリンク転送を示す。

他の一例に、多数のアンテナポートがダウンリンク転送のために使われるが、各アンテナポートは多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合は、アンテナ配列がダウンリンクMIMOまたはダウンリンクダイバーシティのために使われる場合などがこれに該当できる。例えば、アンテナポート０及び１は各々多重の物理的アンテナ要素にマッピングできる。この場合、端末の立場では、２つのダウンリンク転送が存在する。１つはアンテナポート０のための参照信号と関連し、更に他の１つはアンテナポート１のための参照信号と関連する。

FD-MIMOでは、データストリームのMIMOプリコーディングはアンテナポート仮想化、トランシーバーユニット（または、送受信ユニット）（TXRU：transceiver unit）仮想化、アンテナ要素パターンを経ることができる。

アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがTXRU上でプリコーディングされる。TXRU仮想化は、TXRU信号がアンテナ要素上でプリコーディングされる。アンテナ要素パターンは、アンテナ要素から放射される信号は方向性の利得パターン（directional gain pattern）を有することができる。

既存の送受信機（transceiver）モデリングでは、アンテナポートとTXRUとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、TXRU仮想化効果はTXRU仮想化及びアンテナ要素パターンの効果全てを含む静的な（TXRU）アンテナパターンに合わせられる。

アンテナポート仮想化は、周波数−選択的な方法により遂行できる。LTEでアンテナポートは参照信号（または、パイロット）と共に定義される。例えば、アンテナポート上でプリコーディングされたデータ転送のために、DMRSがデータ信号と同一な帯域幅で転送され、DMRSとデータ全て同一なプリコーダー（または、同一なTXRU仮想化プリコーディング）にプリコーディングされる。CSI測定のためにCSI-RSは多重のアンテナポートを通じて転送される。CSI-RS転送において、端末でデータプリコーディングベクトルのためのTXRU仮想化プリコーディング行列を推定することができるようにCSI-RSポートとTXRUとの間のマッピングを特徴づけるプリコーダーは固有な行列に設計できる。

TXRU仮想化方法は、１次元TXRU仮想化（１D TXRU virtualization）と２次元TXRU仮想化（２D TXRU virtualization）が論議され、これに対して以下の図面を参照して説明する。

図１３は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるトランシーバーユニットモデルを例示する。

１D TXRU仮想化において、M_TXRU個のTXRUは同一な偏波（polarization）を有する単一の列（column）アンテナ配列で構成されるM個のアンテナ要素と関連する。

２D TXRU仮想化において、先の図１２のアンテナ配列モデル構成（M、N、P）に相応するTXRUモデル構成は（M_TXRU、N、P）と示すことができる。ここで、M_TXRUは２D同一な列、同一な偏波（polarization）に存在するTXRUの個数を意味し、M_TXRU≦Mを常に満たす。即ち、TXRUの総個数はM_TXRU×N×Pの通りである。

TXRU仮想化モデルはアンテナ要素とTXRUとの相関関係によって図１３（a）のようにTXRU仮想化（virtualization）モデルオプション−１：サブ−配列分割モデル（sub-array partition model）と図１３（b）のようにTXRU仮想化モデルオプション−２：全域連結（full-connection）モデルに区分できる。

図１３（a）を参照すると、サブ−配列分割モデル（sub-array partition model）の場合、アンテナ要素は多重のアンテナ要素グループに分割され、各TXRUはグループのうちの１つと連結される。

図１３（b）を参照すると、全域連結（full-connection）モデルの場合、多重のTXRUの信号が結合されて単一のアンテナ要素（または、アンテナ要素の配列）に伝達される。

図１３で、qは１つの列（column）内のM個の同一な偏波（co-polarized）を有するアンテナ要素の送信信号ベクトルである。wは広帯域TXRU仮想化加重値ベクトル（wideband TXRU virtualization weight vector）であり、Wは広帯域TXRU仮想化加重値行列（wideband TXRU virtualization weight matrix）である。xはM_TXRU個のTXRUの信号ベクトルである。

ここで、アンテナポートとTXRUとのマッピングは一対一（１-to-１）または一対多（１-to-many）でありうる。

図１３で、TXRUとアンテナ要素との間のマッピング（TXRU-to-element mapping）は１つの例示を示すものであり、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェア観点でその他の多様な形態に具現できるTXRUとアンテナ要素との間のマッピングにも本発明が同一に適用できる。

OFDMヌメロロジー（numerology）

より多い通信機器がより大きい通信容量を要求するようになることによって、既存のRAT（Radio Access Technology）に比べて向上したモバイル広帯域（mobile broadband）通信に対する必要性が台頭されている。また、多数の機器及び事物を連結していつでもどこでも多様なサービスを提供するマッシブMTC（massive MTC：massive Machine Type Communications）も次世代の通信で考慮される主要問題のうちの１つである。だけでなく、次世代の通信で信頼度（reliability）及び遅延（latency）に敏感なサービス／UEを考慮した通信システムデザインが論議されている。このように、進歩したモバイル広帯域通信（enhanced mobile broadband communication）、massive MTC、URLLC（Ultra-Reliable and Low Latency Communication）などを考慮した次世代RATの導入が論議されており、このような技術を“新しいRAT（NR：new RAT）”と通称することができる。

以下、本明細書でNRが適用された無線アクセスネットワーク（RAN：Radio Access Network）を通称することができ、NG-RAN（New Generation-RAN）またはgNBと称されることができ、これを基地局と通称することができる。

自己−完備サブフレーム構造（Self-contained subframe structure）

TDDシステムで、データ転送遅延を最小化するために５世代new RATでは図１４のように制御チャンネルとデータチャンネルが時間分割多重化（TDM：Time Division Multiplexing）された自己−完備サブフレーム（self-contained subframe）構造が考慮されている。

図１４は、本発明が適用できる無線通信システムにおける自己−完備サブフレーム（self-contained subframe）構造を例示する。

図１４で、斜線を施した領域はDCI伝達のための物理チャンネル（例えば、PDCCH）の転送領域を示し、黒色部分はUCI（Uplink Control Information）伝達のための物理チャンネル（例えば、PUCCH）の転送領域を示す。

DCIを通じてeNBがUEに伝達する制御情報には、UEが知っていなければならないセル（cell）構成に関する情報、DLスケジューリングなどのDL特定（specific）情報、及び／又はUL承認（grant）などのUL特定情報などが存在することができる。また、UCIを通じてUEがeNBに伝達する制御情報には、DLデータに対するHARQのACK／NACK報告、DLチャンネル状態に対するCSI報告、及び／又はSR（Scheduling Request）などが存在することができる。

図１４で、陰影／斜線表示のない領域はダウンリンクデータのための物理チャンネル（例えば、PDSCH）転送領域に使われることもでき、アップリンクデータのための物理チャンネル（例えば、PUSCH）転送領域に使われることもできる。このような構造の特徴は１つのサブフレーム（SF：subframe）内でDL転送とUL転送が順次に進行されて、該当SF内でDLデータを転送し、UL ACK／NACKを受信することもできる。したがって、本構造に従う場合、データ転送エラー発生時、データ再転送までかかる時間が減るようになり、これによって最終データ伝達の遅延（latency）が最小化できる。

このようなself-contained subframe構造で基地局とUEが送信モードから受信モードに転換される過程、または受信モードから送信モードに転換される過程のための時間間隔（time gap）が必要である。このために、サブフレーム構造でDLからULに転換される時点の一部OFDMシンボルがガード区間（GP：Guard Period）に設定されることができ、このようなサブフレームタイプは‘自己−完備サブフレーム（self-contained SF）’と称されることができる。

アナログビームフォーミング（Analog beamforming）

ミリメートル波（mmW：Millimeter Wave）では波長が短くなって同一面積に多数個のアンテナ要素の設置が可能になる。即ち、３０GHz帯域で波長は１cmであって、５x５cm（または、５ by ５cm）のパネルに０．５ラムダ（lambda）（即ち、波長）間隔で２−次元配列形態に総６４（８X８）個のアンテナ要素（element）設置が可能である。したがって、mmWでは多数個のアンテナ要素を使用してビームフォーミング（BF：beamforming）利得を高めてカバレッジを増加させるか、または収率（throughput）を高めようとする。

この場合、アンテナ要素別に転送パワー及び位相調節可能にTXRU（transceiver unit）を有すれば、周波数資源別に独立的なビームフォーミングが可能である。しかしながら、１００余個のアンテナ要素全てにTXRUを設置するには価格面で実効性が落ちる問題を有するようになる。したがって、１つのTXRUに多数個のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター（analog phase shifter）でビームの方向を調節する方式が考慮されている。このようなアナログビームフォーミング（analog beamforming）方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを作ることができるので、周波数選択的ビームフォーミングをしてくれることができないという短所を有する。

ディジタルビームフォーミング（Digital BF）とアナログビームフォーミング（analog BF）の中間形態にQ個のアンテナ要素より少ない個数であるB個のTXRUを有するハイブリッドビームフォーミング（hybrid BF）を考慮することができる。この場合、B個のTXRUとQ個のアンテナ要素の連結方式によって差異はあるが、同時に転送できるビームの方向はB個以下に制限される。

また、New RATシステムでは多数のアンテナが使われる場合、ディジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングを結合したハイブリッドビームフォーミング技法が台頭されている。この際、アナログビームフォーミング（または、RF（radio frequency）ビームフォーミング）はRF端でプリコーディング（または、コンバイニング）を遂行する動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングでベースバンド（Baseband）端とRF端は各々プリコーディング（または、コンバイニング）を遂行し、これによってRFチェーン数とD（digital）／A（analog）（または、A／D）コンバータ数を減らしながらもディジタルビームフォーミングに近接した性能を出すことができるという長所がある。便宜上、ハイブリッドビームフォーミング構造はN個のトランシーバーユニット（TXRU）とM個の物理的アンテナで表現できる。すると、送信端で転送するL個のデータ階層に対するディジタルビームフォーミングはN by L行列で表現されることができ、以後、変換されたN個のディジタル信号はTXRUを経てアナログ信号に変換された後、M by N行列で表現されるアナログビームフォーミングが適用される。

図１５は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるTXRU及び物理的アンテナ観点でハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。

図１５で、ディジタルビームの個数はL個であり、アナログビームの個数はN個である場合を例示する。

New RATシステムでは、基地局がアナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように設計して、特定地域に位置した端末に一層効率よいビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。延いては、図１５で特定のN個のTXRUとM個のRFアンテナを１つのアンテナパネル（panel）に定義する時、New RATシステムでは互いに独立的なハイブリッドビームフォーミングの適用が可能な複数のアンテナパネルを導入する方案まで考慮されている。

基地局が複数のアナログビームを活用する場合、端末別に信号受信に有利なアナログビームが異なることがあるので、少なくとも同期化信号（Synchronization signal）、システム情報、ページングに対しては特定SFで基地局が適用する複数のアナログビームをシンボル別に変更して全ての端末が受信機会を有することができるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。

図１６は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンク転送過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスイーピング（beam sweeping）動作を図式化した図である。

図１６で、New RATシステムのシステム情報がブロードキャスティング方式により転送される物理的資源（または、物理チャンネル）をxPBCH（physical broadcast channel）と命名した。

図１６を参照すると、１つのシンボル内で互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビームは同時に転送できる。アナログビーム別にチャンネルを測定するために、図１６に図示したように、（特定アンテナパネルに対応する）単一アナログビームが適用されて転送される参照信号（RS：Reference Signal）であるビームRS（BRS：Beam RS）を導入する方案が論議されている。BRSは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、BRSの各アンテナポートは単一アナログビームに対応できる。この際、BRSとは異なり、同期化信号またはxPBCHは任意の端末がよく受信することができるようにアナログビームグループ内の全てのアナログビームが適用されて転送できる。

無線資源管理（RRM：Radio Resource Management）測定

LTEシステムでは、電力制御、スケジューリング、セル検索、セル再選択、ハンドオーバー、無線リンク、または連結モニタリング、連結確立／再−確立などのためのRRM動作を支援する。サービングセルは端末にRRM動作を遂行するための測定値であるRRM測定情報を要請することができる。代表的に、LTEシステムでは、端末が各Cellに対してセル検索情報、参照信号受信パワー（RSRP：reference signal received power）、参照信号受信品質（RSRQ：reference signal received quality）などの情報を測定／獲得して報告することができる。具体的に、LTEシステムで、端末はサービングセルからRRM測定のための上位階層信号で測定設定（‘measConfig’）の伝達を受ける。端末は、前記測定設定の情報によってRSRPまたはRSRQを測定することができる。ここで、LTEシステムのTS ３６．２１４文書に従うRSRP、RSRQ、及び受信信号強度指示子（RSSI：Received Signal Strength Indicator）の定義は以下の通りである。

１）RSRP

RSRPは考慮された測定周波数帯域幅内でCRS（cell-specific RS）を伝達する資源要素の電力寄与度（power contributions）（［W］で）に対する線形平均（linear average）に定義される。RSRP決定のためにTS３６．２１１［３］に従うCRS R０が使われなければならない。端末がR１が有効（available）であるということを信頼性あるように（reliably）検出することができる場合、R０に追加してR１を使用してRSRPを決定することができる。

RSRPの参照ポイントは、UEのアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシティブランチ（branch）に対応するRSRPより小さくてはならない。

２）RSRQ

参照信号受信品質（RSRQ）は、割合N×RSRP／（E-UTRA搬送波RSSI）（即ち、E-UTRA搬送波RSSI対N×RSRP）に定義され、ここで、NはE-UTRA搬送波RSSI測定帯域幅のRB数である。分子と分母の測定は同一な資源ブロック集合に対してなされなければならない。

E-UTRA搬送波受信信号強度指示子（RSSI）は、測定帯域幅で全てのソース（共同−チャンネル（co-channel）サービング及び非−サービングセル含み）からのN個の資源ブロックに対してアンテナポート０に対する参照シンボルを含むOFDMシンボルのみで端末により観察／測定された総受信電力（［W］で）の線形平均とチャンネル干渉、熱雑音などを含むことができる。上位階層シグナリングがRSRQ測定を遂行するための特定サブフレームを指示する場合、RSSIは指示されたサブフレーム内の全てのOFDMシンボルに対して測定できる。

RSRQに対する参照ポイントはUEのアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別ダイバーシティブランチに対応するRSRQより小さくてはならない。

３）RSSI

RSSIは受信機パルス整形フィルタ（receiver pulse shaping filter）により定義された帯域幅内で受信機で発生する熱雑音及び雑音を含んで受信された広帯域電力に該当することができる。

測定のための参照ポイントは端末のアンテナコネクタにならなければならない。

もし、端末が受信機ダイバーシティ（diversity）を使用する場合、報告された値は任意の個別受信アンテナブランチに対応するUTRA搬送波RSSIより小さくてはならない。

前記定義によって、LTEシステムで動作する端末は内部周波数測定（Intra-frequency measurement）である場合にはSIB３（system information block type３）で転送される許容された測定帯域幅関連情報要素（IE：information element）を通じて、周波数間測定（Inter-frequency measurement）である場合にはSIB５（system information block type ５）で転送される許容された測定帯域幅を通じて６、１５、２５、５０、７５、１００RB（resource block）のうちの１つに対応する帯域幅でRSRPを測定するように許容されることができる。または、前記IEがない場合、端末は基本（Default）に全体DLシステムの周波数帯域で測定することができる。この際、端末が許容された測定帯域幅を受信する場合、端末は該当値を最大測定帯域幅と見なして、該当帯域幅／値以内で自由にRSRPの値を測定することができる。但し、サービングセルがWB（wideband）-RSRQに定義されるIEを転送し、許容された測定帯域幅を５０RB以上に設定すれば、端末は全体許容された測定帯域幅に対するRSRP値を計算しなければならない。一方、RSSIはRSSI帯域幅の定義によって端末の受信機が有する周波数帯域で測定できる。

図１７は、本発明に適用できるパネルアンテナアレイを例示する。

図１７を参照すると、パネルアンテナアレイは各々水平ドメインにMg個及び垂直ドメインにNg個のパネルで構成され、各１つのパネルはM個の列とN個の行で構成できる。特に、本図面でパネルはX-pol（交叉偏波（cross polarization））アンテナを基準に図示された。したがって、図１７の総アンテナ要素の個数は２*M*N*Mg*Ng個でありうる。

チャンネル状態情報送受信方法

３GPP RAN１ワーキンググループ#８９会議では、ダウンリンクコードブック構成方式がR１−１７０９２３２（“WF on Type I and II CSI codebooks”）に従うことに合意した。この文書では、DL CSIフィードバックタイプ（Type）Iを構成する一般分解能（normal resolution）を有する単一パネル（SP：single panel）（即ち、Type I単一−パネルコードブック）と多重パネル（MP：multi panel）（即ち、Type I多重−パネルコードブック）に相応するType Iコードブック構成方式と線形結合（linear combination）基盤のType IIでコードブック構成方式が記述されている。

以下、本明細書で説明するコードブックはR１−１７０９２３２（“WF on Type I and II CSI codebooks”）に従うことに合意されたコードブック及び類似な原理を有して構成できるコードブックを含むことができる。

以下、本発明では前述したコードブックを使用する場合、主に周辺セルの干渉制御目的にコードブックサブセット制限（CSR：codebook subset restriction）方法を提案する。CSRは、基地局が特定端末に対して特定プリコーダー（即ち、特定PMIまたは特定ビーム）の使用を制限することを意味する。即ち、端末は基地局により設定されたCSRビットマップにより特定された１つ以上のプリコーダー（即ち、プリコーダーコードブックサブセット）に相応するPMI、RI、PTIなどを報告することが制限される。CSRは、UEからPMI、RI、PTIなどの報告が制限される互いに異なるランク別に特定プリコーダー（即ち、PMI）を指示するビットマップに設定できる。

以下、本発明の説明において、本文でのアンテナポートはTXRUの仮想化に従うアンテナ要素（antenna element）でマッピングされることができ、以下、説明の便宜のために‘ポート’と通称する。

以下、本発明の説明において、説明の便宜のために２Dアンテナアレイ（array）で第１次元（dimension）／ドメイン（domain）は主に水平次元／ドメインと称し、第２次元／ドメインは主に垂直次元／ドメインを称することと説明するが、本発明がこれに限定されるものではない。

また、以下、本発明の説明において、特別な説明がない限り、各数式で使われる同一な変数は同一な記号で表示されることができ、同一に解析できる。

また、以下、本発明の説明において、ビーム（beam）は該当ビーム（beam）を生成するためのプリコーディング行列（または、プリコーディングベクトルまたはコードワード）として解析されることができ、ビームグループはプリコーディング行列のセット（または、プリコーディングベクトルのセット）と同一な意味として解析できる。

LTEで支援されるコードブックサブセット制限（CSR：codebook subset restriction）はType Iコードブック（codebook）と類似な性質のクラス（Class）A codebookで定義されている。

これは、codebookを構成するビームインデックス+ランク別に（N１*O１*N２*O２+８）、W２（即ち、第２のPMI）インデックス別（codebook構成（config）１：４（ビット）+４（ビット）+２（ビット）+２（ビット）／codebook構成（config）２−４：１６（ビット）+１６（ビット）+１６（ビット）+８（ビット））で構成されるビットマップで端末に指示できる。即ち、CSRを指示するビットマップを構成する各々のビットはコードブックインデックス及び／又は特定レイヤのためのプリコーダーと関連する。仮に、コードブックインデックスがi_１（第１のPMI、W１）とi_２（第２のPMI、W２）で構成される場合、CSRを指示するためのビットマップはコードブックインデックスi_１（第１のPMI、W１）及び／又は特定レイヤのためのプリコーダーと関連するビットとコードブックインデックスi_２（第２のPMI、W２）及び／又は特定レイヤのためのプリコーダーと関連するビットで構成できる。

即ち、特定（多数）codebookビーム（プリコーダー）に対するインデックスがビットマップで基地局から転送されれば（即ち、ビットマップで特定（多数）codebookビーム（プリコーダー）に対するインデックスに相応するビット値が０であれば）、端末は前記ビーム（プリコーダー）が使われるcodebookをCSI報告（フィードバック）時に考慮しない（即ち、特定ビーム（プリコーダー）に相応するPMI、RI、PTIなどを報告することが制限される）。また、ランク別CSRに転送される特定ランクも端末は前記ランクをCSIフィードバック時に報告しない。

ここで、N１は第１ドメイン（次元）アンテナポート数、N２は第２ドメイン（次元）アンテナポート数、O１は第１ドメイン（次元）オーバーサンプリング因子（oversampling factor）、O２は第２ドメイン（次元）オーバーサンプリング因子である。

［Type Iコードブック］

実施形態１：Type１ SP（Single Panel）codebookで１６−ポート（port）以上に設定された端末のコードブック構成時、同一な偏波（polarization）別の２つのポートグループ間（inter-group）位相一致（co-phase）｛例えば、１、exp（j*１pi／４）、exp（j*２pi／４）、exp（j*３pi／４）and／or exp（j*pi／４）、exp（j*３pi／４）、exp（j*５pi／４）、exp（j*７pi／４）｝成分に対するCSRが設定／適用できる。ここで、exp（）は指数関数、jは虚数の単位、piはπを意味する。

SP Type １ codebookの１６−port以上でランク（rank）３−４コードブックは単一−パネル内で同一なpolarization別に２つのアンテナポートグループに分けられる２次元（２D：２Dimensional）（あるいは、１次元（１D：１Dimensional））離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Transform）ビームグリッド（GoB：Grid of beam）で構成される。

即ち、各アンテナポートグループは（N１*N２／２）−長さを有するDFTビームで構成される（１つのアンテナポートグループ内ではN１*N２／２個のDFTビーム（プリコーダー）が含まれる）。各々のビーム（プリコーダー）を
で表記することができる。同一polarization当たり最終プリコーディングビーム（プリコーディング行列）は
で表現される。ここで、
は｛１、exp（j*１pi／４）、exp（j*２pi／４）、exp（j*３pi／４）｝値となる。

したがって、１６−port以上rank３−４で表現されるビームの個数は
となる。

したがって、ビットマップサイズ（bimap_size）は
のように定まる。このように、rankに従ってビーム別にCSRを遂行するためのビットサイズが変わる問題が発生する。

前記の問題を解決するために、以下のような代案（Alt：alternative）を考慮することができる。

また、先の例示のように、１、exp（j*１pi／４）、exp（j*２pi／４）、exp（j*３pi／４）、exp（j*pi／４）、exp（j*３pi／４）、exp（j*５pi／４）、exp（j*７pi／４）｝のポートグループ間（inter-group）の位相一致（co-phase）を使用する場合、ビットマップサイズ（bimap_size）は
であるビットマップが使われることができる。

Alt．１：したがって、ビーム別CSRは
あるいは
のビットマップに定義できる。また、rank別８−ビットマップが用いられ、ビーム別CSRとrank別CSRは独立的あるいは統合的にエンコーディングできる。

Alt．２：または、ビーム別CSRはrank別に定義され、同一ビームグループを共有するrankグループは１ビット指示子に区分するようにCSRが設定できる。したがって、ビットマップサイズ（bimap_size）は
または
でありうる。

先の前記Alt．２で最初の項（term）の１ビットはrank３−４と他のランクを区分する指示子である（例えば、ビットの値が‘０’であれば、rank３−４を指示、‘１’であれば、他のrankを指示）。２番目の項（term）は各rankグループ別に使われるビームの個数である。３番目の項（term）は各rankグループ内のrankの個数であって、２はrank３、４を区分するためのビット数であり、６はrank１、２、５、６、７、８を区分するためのビット数である。

Rank別ビットマップに対するシグナリングオーバーヘッド（signaling overhead）を減らすために、端末の能力報告（capability reporting）に基づいてrank別ビットマップのサイズが設定できる。例えば、端末が４レイヤ（layer）まで処理可能な端末であれば、前記rank別ビットマップサイズは４となり、Alt２の場合、ビットマップサイズ（bitmap_size）は
となることができる。

以下、後述する代案（alternative）も端末の能力報告（capability reporting）に従うCSRビットサイズ割り当ては自明に拡張適用できる。

あるいは、グループ間の位相一致（group-cophase）を除いて、
のようにDFTビームのみ制限するように設定されることもできる。

Alt．２−１：Rank３−４に対するCSRはビーム（プリコーダー）別インデックスのビットマップとパネル位相一致インデックス（panel co-phase index）のビットマップの和集合（即ち、２ビットマップの連接（concatenation））に指示されることができ、端末は該当CSRが設定されたビームと位相一致インデックス（co-phase index）はCSIフィードバック時、報告しないことがある。したがって、ビットマップサイズ（bitmap_size）は
の通りである。

Alt．２−１では、rank３と４で２番目と３番目の項（term）である
はビーム（
の数であり、ここで、４（ビット）はパネル間位相一致（inter-panelco-phase）に対するビットマップに該当する。

Alt．２−１の場合、他の代案に比べて、rank３−４に対するフィードバックオーバーヘッドを格段に減らす長所がある。

更に他の方式に、グループ位相一致（group-cophase）を除いて、全てのrankに相応するビットフィールドを１つに設定することによって、ビーム制限（即ち、CSR）が遂行されることもできる。即ち、
にType I CSIのCSRビットフィールド（bit-field）が与えられ、全てのrankに対するDFT−ビームがCSR可能でありうる。言い換えると、CSR指示のための
長さのビットマップはrankと関係なく全てのrankに共通して適用できる。

但し、rank３−４に対して
をどのように効率よく適用する問題が発生する。このような問題を解決するために、先にType I codebookを説明する。

以下の数式１５はType I codebookを例示する。

数式１５で、
は各々位相一致（co-phase）とrank−３と４コードブック構成のためのグループ位相一致（group-cophase）である。
は第２ドメイン（N２domain）のDFTベクトル、
はrank３−４の時の第１ドメイン（N１domain）DFTベクトル、
はrank３−４を除外した第１ドメイン（N１domain）DFTベクトルを示す。

と
数式を見ると、
のl値が偶数（even）である場合、
の一番目から、N１N２／２番目の成分（element）が
を含むようになる。

したがって、
を
のビットフィールドとしてCSRが遂行される時、
に相応する（第１ドメイン（N１domain）内の偶数番目DFTビーム（even number of DFT beams in N１ domain））ビームが制限されれば、rank３−４に該当する
に相応する第１ドメイン（N１ domain）内のDFTビームが同時に制限できる。言い換えると、
が制限されれば、
が制限されることと端末が理解することができる。

図１８は、本発明の一実施形態に従うコードブックサブセット制限を適用した場合、アンテナパターン利得を例示する。

図１８では、３２−port（N１=１６、N２=１）のアンテナパターン利得を例示する。図１８で
を示す。

図１８を参照すると、太線（１８０１、１８０２、１８０３）は
を示し、細い線（１８１１、１８１２、１８１３）は
を示す。

図１８から見ることができるように、
のport数が
の２倍であるので、３dBビーム幅（beam width）は略半分程度であり、これによって、奇数である
値に相応する
のビームは２つの隣接した
ビームの間に位置するようになる。

例えば、
は
のビームの間に位置するようになる。したがって、奇数である
値に相応する
が制限されれば、
と
に相応する２つのビームが同時に制限されると予め定義（または、基地局と端末との間に約束）できる。そして／または、前記提案と同一に偶数である
値に相応する
が制限されれば、
が制限されることと端末が理解することができる。この場合、
値によって、特定ビームが同時に２回制限されることもできるので、端末は
に１回以上
が制限されれば、該当
が制限されることと理解することができる。

言い換えると、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数（UEがCSI内に報告するRIと関連する）が３または４の場合を除いて、
のビットマップの１つのビットが各々のプリコーダーに関連する。図１８を参照すると、第１ビーム（プリコーダー）１８０１、第２ビーム（プリコーダー）１８０２、第３ビーム（プリコーダー）１８０３は各々
のビットマップの１つのビットに関連する。したがって、特定ビットがCSRが指示されれば（例えば、特定ビット値が‘０’であれば）、該当ビットと関連するビーム（プリコーダー）と相応するPMIの報告が許容されない（制限される）。

一方、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数（UEがCSI内に報告するRIと関連する）が３または４の場合、
のビットマップの複数のビット単位で各々のプリコーダーに関連できる。図１８を参照すると、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数が３または４の場合、３個のビット別に各々のビーム（プリコーダー）１８１１、１８１２、１８１３に関連できる。例えば、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数が３または４の場合を除外する時、第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビット、第２ビーム（プリコーダー）１８０２に関連したビット、第３ビーム（プリコーダー）１８０３に関連したビットは、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数が３または４の場合には３個のビットが１つの第５ビーム（プリコーダー）１８１２に関連できる。このような方式によって、第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビットは第４ビーム（プリコーダー）１８１１とも関連することができ、また第５ビーム（プリコーダー）１８１２とも関連できる。したがって、第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビットでCSRが指示されれば（例えば、該当ビット値が‘０’であれば）、第４ビーム（プリコーダー）１８１１と第５ビーム（プリコーダー）１８１２全てCSRが適用できる。即ち、前述したように、奇数である
値に相応する
が制限されれば、
と
に相応する２つのビームが同時に制限できる。

また、前述したように、
値によって、特定ビームが同時に２回制限されることもできる。即ち、奇数である
値に相応する
が制限される場合にも、また
値に相応する
が制限される場合にも、
が制限できる。図１８を参照すると、第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビット、第２ビーム（プリコーダー）１８０２に関連したビット、第３ビーム（プリコーダー）１８０３に関連したビットは１つの第５ビーム（プリコーダー）１８１２に関連するので、｛第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビット、第２ビーム（プリコーダー）１８０２に関連したビット、及び第３ビーム（プリコーダー）１８０３に関連したビット｝のうち、いずれか１つのビットでもCSRが指示されれば（例えば、ビット値が‘０’であれば）、第５ビーム（プリコーダー）１８１２にもCSRが適用できる。

また、前述したように、先の図１８に従う説明のように、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、複数のビットは３個のビットで構成できる。この際、３個のビットのインデックスは特定数（例えば、N_２*O_２）の倍数関係を有することができる。この際、CSR設定のためのビットマップに属するビットはLSB（Most Significant Bit）からMSB（Most Significant Bit）まで順次に０からインデクシングできる。

また、前述したように、例えば
は
のビームの間に位置するようになる。したがって、奇数である
値に相応する
が制限されれば、
と
に相応する２つのビームが同時に制限されると予め定義（または、基地局と端末との間に約束）できる。そして／または、前記提案と同一に偶数である
値に相応する
が制限されれば、
が制限されることと端末が理解することができる。言い換えると、CSR設定のためのビットマップ内のビットは、１つ以上の複数のビット単位に属することができる。例えば、a_n、．．．、a_０で構成されるビットマップで、a_４０は（a_２４、a_３２、a_４０）で構成される複数のビット単位と（a_４０、a_４８、a_５６）で構成される複数のビット単位に全て属することができる。また、a_４８は（a_４０、a_４８、a_５６）で構成される複数のビット単位のみに属することもできる。したがって、CSR設定のためのビットマップ内のいずれか１つのビットがCSRが指示されれば、このビットが属する複数のビット単位が１つかまたは複数個かによって、単一のプリコーダーと相応するPMIの報告が制限されることができ（偶数である
値に相応する
が制限されれば、
が制限される場合）、または複数のプリコーダーと相応するPMIの報告が制限できる（奇数である
値に相応する
が制限されれば、
と
に相応する２つのビームが同時に制限される場合）。

または、奇数である
値に相応する
が制限されれば、
と
に相応する２つのビームのうち、特定の１つ（例えば、
）のみ制限されることと予め定義（または、基地局と端末との間に約束）できる。前述したように、前述した例示では、第１ビーム（プリコーダー）１８０１に関連したビットでCSRが指示されれば（例えば、該当ビット値が‘０’であれば）、該当ビットと関連した第４ビーム（プリコーダー）１８１１と第５ビーム（プリコーダー）１８１２のうち、いずれか１つのビーム（プリコーダー）のみにCSRが適用できる。この際、
と
のうち、どのビームが制限されるかは基地局が上位階層シグナリング（例えば、RRCシグナリング）で端末に知らせてくれることができる。言い換えると、図１８の例示で、CSI-RS転送のためのアンテナポートの数が１６以上であり、レイヤ（または、ランク）の数が３または４の場合、３個のビット別に各々の第４ビーム（プリコーダー）１８１１、第５ビーム（プリコーダー）１８１２、第６ビーム（プリコーダー）１８１３に関連できる。この際、３個のビットのうち、特定ビットでCSRが指示される時のみにこれと関連したビーム（プリコーダー）に相応するPMIの報告が制限される。

あるいは、奇数である
値に相応する
が制限されれば、
が特定
と結合したビームが制限されることと予め定義（または、基地局と端末との間に約束）されることもできる。
が制限されると予め定義（または、基地局と端末との間に約束）され、
は基地局が上位階層シグナリング（例えば、RRCシグナリング）で端末に知らせてくれるか、またはCSRと別途のビットマップで端末に知らせてくれることができる。

実施形態２：MP（Multi Panels）codebookに設定された端末のコードブック構成時、同一偏波別パネル間位相一致（inter-panel co-phase）（例えば、｛１、j、-１、-j｝及び／又は｛exp（j*pi／４）、exp（j*３pi／４）、exp（j*５pi／４）、exp（j*７pi／４）｝及び／又は｛exp（j*pi／４）、exp（j*３pi／４）、exp（j*５pi／４）、exp（j*７pi／４）｝*｛exp（-j*pi／４）、exp（j*pi／４）｝）成分に対するCSRが設定／適用できる。

Type １ multi panel（MP）コードブックは、各パネル内のコードブックは単一パターンコードブックをパネル別に同一に設定／適用され、パネル間の位相一致（co-phase）が追加されたコードブックで構成される。ここで、Ngはパネルの個数、N１、N２は各々１つのパネル内の第１ドメインと第２ドメインのアンテナポートの数である。したがって、パネル別
個の２Dまたは１D DFTビームを有し、パネル位相一致（panel co-phase）を全て考慮する場合、偏波当たりプリコーディングビームの長さはNg*N１*N２となる。

パネル位相一致（Panelco-phase）の場合、R１−１７０９２３２（“WF on Type I and II CSI codebooks”）に定義されたモードによって、モード１（ただ広帯域（WB：Wide Band）のみのパネル位相一致（panel co-phase）｛１、j、-１、-j｝）の場合、４状態（state）の位相一致（co-phase）を使用して最終プリコーディングビーム（precoding beam）の個数は
となる。そして、これを用いたビーム別CSRのビットマップサイズは
となる。モード２（WB+サブバンド（SB：Sub-Band）パネル位相一致（panel cophase））の場合、WBにパネル位相一致（panel cophase）は偏波に独立的に実施されて全体WBコードブックの数はより多いことがあるが、偏波当たり最終DFTビームの個数は
として同一である。したがって、MPコードブックの場合、モードに関係なく偏波当たりWBビームのCSRとrank別CSRは
のビットマップで構成されることができ、ビームとrankは前述した実施形態１と同様に、独立的なフィールドで構成できる。

実施形態２−１：パネルcommon DFTビームとパネルco-phaseを別途のCSR filedで構成することができる。

の個数はNgの値によって非常に大きくなることがあるので、ビームインデックスに対するCSRと位相一致（co-phase）に対するCSRフィールドを別途に設定して
のビットマップが設定できる。この場合、端末は２つのフィールドの和集合に相応する偏波当たり最終WBプリコーディングビームをCSIフィードバック時に報告しないように動作する。前述した実施形態２−１で、ビーム（最終Ng*N１*N２−長さビーム）+rank別のCSRが遂行されることができ、ビームとrankは前述した実施形態１と同様に、独立的なフィールドで構成できる。

実施形態２−２：パネル共通（common）DFTビームとWB位相一致（co-phase）とSB位相一致（co-phase）を考慮したビーム別CSRが構成できる。

MPコードブックモード２で、SBパネル位相一致（panelco-phase）を追加的に考慮すれば、DFT基盤に構成される偏波当たり最終Ng*N１*N２−長さプリコーディングビームの全体ビットマップサイズは
となり、MPモード２に設定された端末は
のビットマップを用いてビーム別CSRが遂行されるか、または
のビットマップを用いてビーム+rank別CSRが遂行できる。

実施形態２−２−１：パネル共通（common）DFTビームとWB位相一致（co-phase）とSB位相一致（co-phase）が独立したCSRフィールドで構成できる。

前述した実施形態２−１と類似するように、Ngが増加するにつれて、全体ビットマップのサイズが非常に大きくなるので、これを防止するために、パネル共通したDFTビーム、WB位相一致（co-phase）、SB位相一致（co-phase）を別途のフィールドにCSRを構成することによって、
のビットマップCSRが遂行できる。ここで、４はWB位相一致（co-phase）の状態（state）であり、２はSB位相一致（co-phase）の状態（state）を示す。この場合、端末は３個のフィールドの和集合に相応する偏波当たり最終プリコーディングビームをCSIフィードバック時に報告しないように動作する。

前述した実施形態は、パネル間の独立的にビーム選択（コードブック選択）が適用される場合にも自明に拡張できる。

実施形態３：多数のcodebook構成因子が存在し（例えば、二重段階（dual stage）codebookのW１インデックスとW２インデックス）、この構成因子が互いに異なるCSRフィールドで構成された時、このCSRフィールドの和集合でCSRが構成されるか、または積集合でCSRが構成されるかを基地局は１ビット指示子で端末に知らせてくれることができる。

Dual stageコードブックの場合、W１に相応するコードブック因子（例えば、ビームインデックス）とW２に相応するコードブック因子（例えば、ビーム選択子及び／又は位相一致（co-phase））のオーバーヘッドを減らすための目的に互いに異なるフィールドで構成できる。この場合、２つのフィールドが同時に端末に下りる場合、既存の端末は２つのフィールドが称する和集合に相応するコードブックインデックスをCSIフィードバック時に報告しないように動作した。しかしながら、このような和集合のみで動作する場合、コードブック構成要素が過度に（aggressive）制限されることがあるので、実際の端末の性能が低下することがある。

このような問題を防止するために、CSRが必要とする要素のみを正確に（pin-point）端末に知らせてくれるための方式により多数個のCSRフィールドの積集合でCSRが遂行できる。したがって、基地局は多数個のCSRフィールドを端末に知らせてくれる時、追加的にこのフィールドの和集合でCSRを遂行するか、または積集合でCSRを遂行するかを１ビット指示子で端末に知らせてくれることができる。あるいは、基地局は多数個（K個）のフィールドの数だけビット（K−ビット）を割り当てたビットマップを用いて多数個のCSRフィールドに対する解析を端末に知らせてくれることもできる。

［Type IIコードブック］

Type IIコードブックは、選択された直交した（orthogonal）２Dまたは１D L個（L=２、３、４）のDFTビームが各々ビーム別、偏波別、レイヤ（layer）別に独立的なサイズ（amplitude）と位相（phase）の係数を有して線形結合（LC：linear combining）してコードブックが構成される。したがって、LCコードブックの構成要素のうち、セル間干渉制御目的に使われることができる因子は線形結合される DFTビームの個数（
と各ビームの係数（サイズ／位相）を考慮することができる。

線形結合されるビームのうち、CSRに指示されたビームが線形結合されるビームの候補（２L個）のうちの１つあるいは多数に選択される場合、端末は該当ビームに対して、サイズ係数（amplitude coefficient）を常に０を設定／適用してコードブックを構成することができる。干渉管理などの目的にCSRに指示されるビームをオン／オフ（ON／OFF）することによりパワー制御（power control）を遂行する場合、干渉を確実に遮断する効果はあるが、該当ビームを最も好まれる（preferred）ビームに報告した端末の場合、該当ビームを選択できなくなって性能が劣化することがある。

実施形態４：線形結合されるビームのインデックス及び／又は該当ビームのパワー−レベル（power-level）程度（例えば、サイズ係数（amplitude coefficient））をCSRに指示することができる。

実施形態４では、セル間干渉のためのソフトパワー制御（soft power control）を目的に、CSRにビームインデックス及び／又はパワー−レベル程度（例えば、サイズ係数（amplitude coefficient））が指示できる。LCコードブックを構成するDFTビームは
個が存在し、サイズパワー係数（amplitude power coefficient）の個数をS_Aと定義すれば、前述した実施形態１、２、３と類似するように
+SAあるいは
のビットマップを用いてCSRが指示できる。前者の場合、シグナリングオーバーヘッド低減（signal overhead saving）の効果が大きいという長所がある。または、最大許容パワーレベルのみ指示されることもでき、この場合、ビットマップでなく、
−ビットの指示子を使用してオーバーヘッドを低減することもできる。

前述した実施形態４はType II codebookだけでなく、Type I codebookにも使われることができ、端末が最も好まれる（best preferred）PMIを計算する過程に使用してCSI（例えば、RI、PMI、CQI、CSI-RS資源指示子（CRI：CSI-RS resource indicator）など）が算出できる。

実施形態５：LTEのクラス（Class）Bのようにポート別あるいはポートグループ別にビームフォーミング（beamforming）（例えば、アナログ（analog）及び／又はディジタル（digital））になっている場合、
のビットマップを用いてCSRが指示できる。

このような実施形態は、LTEのClass Bのように各ポートあるいはポートグループ別にビームフォーミング）（例えば、アナログ（analog）及び／又はディジタル（digital））が適用されたCSI-RSを用いる場合に適用されることができ、port別CSRのために基地局はMビットあるいはM+Rビット（ここで、Rは最大rank）を用いたビットマップを用いてCSRが指示できる。

また、実施形態５の場合、前述した実施形態４と結合して、port別ソフトパワー制御（soft power control）目的のCSRが遂行されることもできる。多数（K個）のCSI-RS資源が指示される場合、ビットマップはKMあるいはK+Mに拡張適用できる。前記KMの場合、全体KM個のportの中で、CSRに正確に（pin-point）指示することに容易である一方、オーバーロードが大きく、K+Mの場合、オーバーロードが減少する一方、CSRに適用しなければならないportの数が必要以上に多くなることがある。

このようなCSR情報はCSI-RS資源セッティングに含まれてCSIプロセス別に指示されるか、または別途の上位階層シグナリング（例えば、RRCシグナリング）で端末に指示できる。

仮に、後述するビームフォーミングされたCSI-RSで適用されるLCコードブック（R１−１７０９２３２）の場合が使われる場合、前述した実施形態５と実施形態４が結合されて適用できる。即ち、ポート−グループ（port-group）またはポート選択（port selection）に対する部分と結合されるサイズ係数（combining amplitude coefficient）の組合せあるいは各々独立的にCSRが遂行できる。

ビームフォーミングされたCSI-RSで適用されるLCコードブックについて説明する。

NRでは、以下の数式１６のようなrank１、２のためのType IIカテゴリー（Cat：Category）１ CSIの拡張を支援する。

数式１６で、XはCSI-RSポートの個数である。L値は設定可能である（configurable）（L∈｛２、３、４｝）。

Xの可能な値は以下の数式１７のようなType II SP codebookに従う。

数式１７で、
はi番目の成分が１であり、その他の成分は０である長さが
であるベクトルである。ポート選択m値は
内で定まり、mの計算及び報告は広帯域
ビットが使われる。dの値は設定可能である（configurable）（
そして
の条件下でd∈｛１、２、３、４｝）。

サイズスケーリング（amplitude scaling）及び位相結合係数（phase combining coefficients）は、これらの構成と共に、Type II SP codebookに従う。

実施形態６：CSRに指示される多数のCSRフィールド（例えば、W１インデックス、RI、W２インデックス、DFTビームインデックス）で結果として生成されたcodebookのビットサイズ（bit-width）を減らすことができる場合、該当CSIフィードバックは減ったビットサイズ（bitwidth）にインデックスを再マッピング（remapping）してCSIが報告できる。

例えば、ランク指示子（Rank indicator）を説明する。端末が能力としてrank８を報告することができると報告し、８−ビットrank CSRビットマップ（即ち、ランク（rank）制限設定のためのビットマップ）が“００００１１１１”に指示される場合（ここで、‘０’はCSR無し（no CSR）、‘１’はCSRを意味し、最上位ビットから順にrank１、．．．、８に相応すると仮定）、端末はRIを３ビットでない２ビットにマッピングしてフィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。即ち、rank CSRビットマップが“００００１１１１”で報告が許容されるRIの個数は４個（前記の例で‘０’値が４個）であるので、RI報告のためのビットサイズ（bitwidth）は２ビットに決定されることができ、これによってRIフィードバックオーバーヘッドを減らすことができる。

更に他の例に、構成（config）２、rank１のW２インデックスCSRビットマップが“０１０１”に設定されており、最上位ビットから順に１、j、−１、−jに相応すると仮定する。この場合、端末の好まれる（preferred）PMIがrank１の場合、W２は２ビットでない１ビット位相一致（co-phase）にSB CSIフィードバックが報告できる。この１ビット位相一致（co-phase）で、１ビットが“０”状態（state）は‘１’に再マッピング（remapping）され、“１”状態（state）は‘−１’に再マッピング（remapping）されることと基地局と端末が理解することができる。

図１９は、本発明の一実施形態に従うチャンネル状態情報送受信方法を例示する図である。

図１９を参照すると、UEは基地局からコードブック設定情報を受信する（Ｓ１９０１）。

ここで、コードブック設定情報はCSR設定のためのビットマップ及び／又はランク（rank）制限設定のためのビットマップを含むことができる。

CSR設定のためのビットマップ及び／又はランク（rank）制限設定のためのビットマップは前述した本発明の実施形態によって構成できる。

例えば、CSR設定のためのビットマップはUEに設定されたアンテナポートの数が１６ポート以上（例えば、１６、２４、３２、６４など）であり、レイヤ（または、ランク）（これは、CSI内で報告されるRIと関連した）の数が３または４の場合と、そうでない場合に互いに異なるビットフィールド（即ち、互いに異なるビット長さで構成されるビットマップ）が利用できる。

または、CSR設定のためのビットマップはレイヤ（layer）の数（これは、CSI内で報告されるRIと関連した）と関係なく共通的に適用できる。UEに設定されたアンテナポートの数及び／又はレイヤ（layer）の数（これは、CSI内で報告されるRIと関連した）と関係なく共通したビットフィールド（即ち、１つのビットマップ）が利用できる。このように、レイヤ（または、ランク）の数と関係なく共通したビットマップが用いられる場合、前述したように、１６ポート以上のレイヤ（または、ランク）の数が３または４である時は、単一のパネルのアンテナポートが２つに区分できるので、共通したビットマップを用いてもレイヤ（または、ランク）の数によって適用（解析）方式が相異することがある。

UEは、基地局から１つ以上のアンテナポート上でCSI-RSを受信することができる（Ｓ１９０２）。

また、図１９では図示してはいないが、UEは基地局からコードブック設定のためのアンテナポート数の設定情報を受信することができる。即ち、第１ドメインアンテナポートの数（N_１）と、第２ドメインアンテナポートの数（N_２）に対する各々の情報を基地局から受信することができる。また、このように設定されたアンテナポートの数によってCSI-RSアンテナポートの数が定まることができる。

UEは、基地局にチャンネル状態情報（CSI）を報告（転送）する（Ｓ１９０３）。

ここで、UEは基地局から受信したCSI-RSを用いてCSIを計算することができる。CSIは、CQI、PMI、CRI、RI、LI（Layer Indication）及び／又はL１-RSRPを含むことができる。

この際、本発明の実施形態に従ってUEは前述したCSR設定のためのビットマップ及び／又はランク（rank）制限設定のためのビットマップによって特定RI及び／又はPMIの報告が許容されない。

具体的に、CSR設定のためのビットマップでCSRが指示されたビットと関連したプリコーダー（または、ビーム）に相応するPMIの報告は許容されない。また、ランク（rank）制限設定のためのビットマップでランク（rank）制限が指示されたビットと関連したレイヤに相応するRIの報告は許容されない。

例えば、前述したように、CSR設定のためにレイヤ（または、ランク）の数と関係なく共通したビットマップが用いられる場合、レイヤ（または、ランク）の数によって解析方法が相異することがある。アンテナポートの数が１６以上に設定され、CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、CSR設定のためのビットマップ内の複数（例えば、３）のビット単位で各々のプリコーダーに関連できる。そして、複数のビットのうちのいずれか１つでもCSRが指示されれば（例えば、ビット値が‘０’）、複数のビットと関連したプリコーダーと相応するPMIの報告は許容されないことがある（制限されることがある）。一方、アンテナポートの数が１６以上に設定され、CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合を除いて、CSR設定のためのビットマップ内の１つのビット別に各々のプリコーダーに関連し、CSRが指示されたビットと関連したプリコーダーと相応するPMIの報告がCSI内で許容されないことがある（制限されることがある）。

また、先の図１８に従う説明のように、アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記CSI内RIと関連したレイヤ（layer）の数が３または４の場合、複数のビットは３個のビットで構成できる。この際、３個のビットのインデックスは特定数（例えば、N_２*O_２）の倍数関係を有することができる。この際、CSR設定のためのビットマップに属するビットはLSB（Most Significant Bit）からMSB（Most Significant Bit）まで順次に０からインデクシングできる。

また、CSR設定のためのビットマップ内のビットは１つ以上の複数のビット単位に属することができる。例えば、a_n、．．．、a_０で構成されるビットマップで、a_４０は（a_２４、a_３２、a_４０）で構成される複数のビット単位と（a_４０、a_４８、a_５６）で構成される複数のビット単位に全て属することができる。また、a_４８は（a_４０、a_４８、a_５６）で構成される複数のビット単位のみに属することもできる。したがって、CSR設定のためのビットマップ内のいずれか１つのビットがCSRが指示されれば、このビットが属する複数のビット単位が１つか、または複数個かによって、単一のプリコーダーまたは複数のプリコーダーと相応するPMIの報告が制限できる。

また、先の本発明の実施形態によって、CSIフィードバックのビットサイズ（bitwidth）はCSR設定のためのビットマップ及び／又はランク（rank）制限設定のためのビットマップなどを基盤に流動的に決定できる。特に、ランク（rank）制限設定のためのビットマップにより報告が許容されるRIの個数（即ち、ランク制限が指示されないビットの個数）によってCSI内RIの報告のためのビットサイズ（bitwidth）が決定できる。

本発明が適用できる装置一般

図２０は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のブロック構成図を例示する。

図２０を参照すると、無線通信システムは基地局２０１０と基地局領域内に位置した多数の端末２０２０を含む。

基地局２０１０は、プロセッサ（processor）２０１１、メモリー（memory）２０１２、及びRF部（radio frequency unit）２０１３（または、トランシーバー（transceiver））を含む。プロセッサ２０１１は、先の図１から図１９で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ２０１１により具現できる。メモリー２０１２はプロセッサ２０１１と連結されて、プロセッサ２０１１を駆動するための多様な情報を格納する。RF部２０１３はプロセッサ２０１１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末２０２０は、プロセッサ２０２１、メモリー２０２２、及びRF部２０２３（または、トランシーバー（transceiver））を含む。プロセッサ２０２１は、先の図１から図１９で提案された機能、過程及び／又は方法を具現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ２０２１により具現できる。メモリー２０２２はプロセッサ２０２１と連結されて、プロセッサ２０２１を駆動するための多様な情報を格納する。RF部２０２３はプロセッサ２０２１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリー２０１２、２０２２は、プロセッサ２０１１、２０２１の内部または外部にあることができ、よく知られた多様な手段によりプロセッサ２０１１、２０２１と連結できる。また、基地局２０１０及び／又は端末２０２０は１つのアンテナ（single antenna）または多重アンテナ（multiple antenna）を有することができる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替えできる。特許請求範囲で明示的な引用関係のない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本発明に従う実施形態は多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は一つまたはその以上のＡＳＩＣｓ （application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ （digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ （field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現できる。

ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現できる。ソフトウェアコードはメモリーに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリーは、前記プロセッサの内部または外部に位置して、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は、本発明の必須的特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解析されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解析により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明は３GPP ５G（５generation）システムに適用される例を中心として説明したが、３GPP ５G（５generation）システムの他にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (17)

1. 無線通信システムにおけるユーザ装置（ＵＥ）がチャンネル状態情報を転送する方法において、
   基地局からコードブックサブセット制限（ＣＳＲ）設定のためのビットマップを受信するステップと、
   チャンネル状態情報（ＣＳＩ）を前記基地局に報告するステップと、を含み、
   アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記ＣＳＩ内ランク指示子（ＲＩ）と関連したレイヤの数が３または４の場合、前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内の複数のビット単位が各々のプリコーダーに関連し、前記複数のビット単位は３個のビットで構成され、前記３個のビットの各々のインデックスは連続する特定数と関連する値を有し、前記複数のビットのうちのいずれか１つでもＣＳＲが指示されれば、前記複数のビットと関連したプリコーダーと相応するプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）の報告が前記ＣＳＩ内で制限され、
   アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記ＣＳＩ内ＲＩと関連したレイヤの数が３または４の場合を除いて、前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内の１つのビット別に各々のプリコーダーに関連し、ＣＳＲが指示されたビットと関連したプリコーダーと相応するＰＭＩの報告が前記ＣＳＩ内で制限される、チャンネル状態情報転送方法。
2. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップは、前記ＣＳＩ内ランク指示子（ＲＩ）と関連したレイヤの数と関係なく共通的に適用される、請求項１に記載のチャンネル状態情報転送方法。
3. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内ビットは、１つ以上の複数のビット単位に属する、請求項１に記載のチャンネル状態情報転送方法。
4. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内のいずれか１つのビットでもＣＳＲが指示されれば、前記１つのビットが属した複数のビット単位の数に基づいて、単一あるいは複数のプリコーダーと相応するＰＭＩの報告が制限される、請求項３に記載のチャンネル状態情報転送方法。
5. 前記基地局からランク制限設定のためのビットマップを受信するステップをさらに含む、請求項１に記載のチャンネル状態情報転送方法。
6. 前記ランク制限設定のためのビットマップにより報告が許容されるランク指示子（ＲＩ）の個数に基づいて、前記ＣＳＩ内の前記ＲＩの報告のためのビットサイズが決定される、請求項５に記載のチャンネル状態情報転送方法。
7. 前記ランク制限設定のためのビットマップ内のランク制限が指示されたビットと関連したレイヤに相応するランク指示子（ＲＩ）の報告が前記ＣＳＩ内で制限される、請求項５に記載のチャンネル状態情報転送方法。
8. 前記ＵＥは線形結合が適用されない単一パネルのコードブックタイプ設定されたＵＥである、請求項１に記載のチャンネル状態情報転送方法。
9. 無線通信システムにおける基地局がチャンネル状態情報を受信する方法において、
   ユーザ装置（ＵＥ）にコードブックサブセット制限（ＣＳＲ）設定のためのビットマップを転送するステップと、
   前記ＵＥからチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を受信するステップと、を含み、
   アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記ＣＳＩ内ランク指示子（ＲＩ）と関連したレイヤの数が３または４の場合、前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内の複数のビット単位が各々のプリコーダーに関連し、前記複数のビット単位は３個のビットで構成され、前記３個のビットの各々のインデックスは連続する特定数と関連する値を有し、前記複数のビットのうちのいずれか１つでもＣＳＲが指示されれば、前記複数のビットと関連したプリコーダーと相応するプリコーディング行列指示子（ＰＭＩ）の報告が前記ＣＳＩ内で制限され、
   アンテナポートの数が１６以上に設定され、前記ＣＳＩ内ＲＩと関連したレイヤの数が３または４の場合を除いて、前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内の１つのビット別に各々のプリコーダーに関連し、ＣＳＲが指示されたビットと関連したプリコーダーと相応するＰＭＩの報告が前記ＣＳＩ内で制限される、チャンネル状態情報受信方法。
10. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップは、前記ＣＳＩ内ランク指示子（ＲＩ）と関連したレイヤの数に関係なく共通的に適用される、請求項９に記載のチャンネル状態情報受信方法。
11. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内のビットは、１つ以上の複数のビット単位に属する、請求項１０に記載のチャンネル状態情報受信方法。
12. 前記ＣＳＲ設定のための前記ビットマップ内のいずれか１つのビットでもＣＳＲが指示されれば、前記１つのビットが属した複数のビット単位の数に基づいて、単一あるいは複数のプリコーダーと相応するＰＭＩの報告が制限される、請求項１１に記載のチャンネル状態情報受信方法。
13. 前記ＵＥにランク制限設定のためのビットマップを転送するステップをさらに含む、請求項９に記載のチャンネル状態情報受信方法。
14. 前記ランク制限設定のためのビットマップにより報告が許容されるランク指示子（ＲＩ）の個数に基づいて、前記ＲＩの報告のためのビットサイズが決定される、請求項１３に記載のチャンネル状態情報受信方法。
15. 前記ランク制限設定のためのビットマップ内のランク制限が指示されたビットと関連したレイヤに相応するランク指示子（ＲＩ）の報告が前記ＣＳＩ内で制限される、請求項１３に記載のチャンネル状態情報受信方法。
16. 前記ＵＥは、線形結合が適用されない単一パネルのコードブックタイプ設定されたＵＥである、請求項９に記載のチャンネル状態情報受信方法。
17. 前記３個のビットの各々のインデックスは、前記連続する特定数に基づく複数の特定の値を含む値を有する、請求項１に記載のチャンネル状態情報転送方法。