KR102157559B1

KR102157559B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR102157559B1
Application number: KR1020190070921A
Authority: KR
Inventors: 박해욱; 김기준; 안민기
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-06-14
Filing date: 2019-06-14
Publication date: 2020-09-18
Also published as: WO2018230966A1; EP3493425A1; EP3493425B1; CN109565329B; JP2019526972A; US20200412422A1; US20230022578A1; US20210306040A1; US11469795B2; US20200195319A1; KR20180136406A; KR101991479B1; KR20190073328A; CN113708815B; JP6728481B2; US11689260B2; CN109565329A; EP3493425A4; CN113708815A; US10749583B2

Abstract

무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 사용자 장치(UE: User Equipment)가 채널 상태 정보를 전송하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 설정을 위한 비트맵을 수신하는 단계 및 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 복수의 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관되고, 상기 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면, 상기 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 프리코딩 행렬 지시자(PMI: precoding matrix indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치{METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING CHANNEL STATE INFORMATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM, AND APPARATUS THEREFOR}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게 다중 안테나 시스템(특히, 2차원 능동 안테나 시스템(2D AAS: 2 dimensional active antenna system)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 발명의 목적은 코드북 서브셋 제한(codebook subset restriction) 및/또는 랭크 제한(rank restriction) 등을 위한 코드북 설정 시 채널 상태 정보를 송수신하는 방법을 제안하기 위함이다.

본 발명에서는 새로운 무선 접속 기술(NR: New Radio Access Technology)에서 사용되는 타입 I 및 II 등으로 대표되는 코드북 사용 시, 셀 간 간섭(inter-cell interference) 제어의 목적으로 코드북 서브셋 제한의 설정/적용 방법을 제안하기 위함이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 사용자 장치(UE: User Equipment)가 채널 상태 정보를 전송하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 설정을 위한 비트맵을 수신하는 단계 및 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 복수의 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관되고, 상기 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면, 상기 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 프리코딩 행렬 지시자(PMI: precoding matrix indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되고, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외하고, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 하나의 비트 별로 각각의 프리코더에 연관되고, CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 상기 CSI 내에서 제한될 수 있다.

본 발명의 다른 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 기지국이 채널 상태 정보를 수신하는 방법에 있어서, 사용자 장치(UE: User Equipment)에게 코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 설정을 위한 비트맵을 전송하는 단계 및 상기 UE로부터 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 수신하는 단계를 포함하고, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 복수의 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관되고, 상기 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면, 상기 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 프리코딩 행렬 지시자(PMI: precoding matrix indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되고, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외하고, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 하나의 비트 별로 각각의 프리코더에 연관되고, CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 상기 CSI 내에서 제한될 수 있다.

바람직하게, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵은 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수와 무관하게 공통적으로 적용될 수 있다.

바람직하게, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 상기 복수의 비트는 세 개의 비트로 구성되며, 상기 세 개의 비트의 인덱스는 특정 수의 배수 관계를 가질 수 있다.

바람직하게, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 비트는 하나 이상의 복수의 비트 단위에 속할 수 있다.

바람직하게, 상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 어느 하나의 비트가 CSR이 지시되면, 상기 하나의 비트가 속한 복수의 비트 단위의 수에 따라, 단일 혹은 복수의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한될 수 있다.

바람직하게, 상기 기지국으로부터 상기 UE에게 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵이 전송될 수 있다.

바람직하게, 상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에 의해 보고가 허용되는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 개수에 따라 상기 RI의 보고를 위한 비트크기(bitwidth)가 결정될 수 있다.

바람직하게, 상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵 내 랭크(rank) 제한이 지시된 비트와 연관된 레이어에 상응하는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한될 수 있다.

바람직하게, 상기 UE는 선형 결합(linear combination)이 적용되지 않는 단일 패널(single panel)의 코드북 타입 설정된 UE일 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, 코드북 설정을 적용함으로써 셀 간 간섭(inter-cell interference)을 줄일 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 코드북 설정에 기반하여 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백 비트 크기를 결정함으로써, CSI 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기-완비 서브프레임(self-contained subframe) 구조를 예시한다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑(beam sweeping) 동작을 도식화 도면이다.
도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북 서브셋 제한을 적용한 경우, 안테나 패턴 이득을 예시한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), gNB, BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.

하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.

모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.

이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N＾DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.

기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

MIMO (Multi-Input Multi-Output)

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신(Tx) 안테나와 다중 수신(Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 'MIMO'를 '다중 입출력 안테나'라 칭하기로 한다.

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지(total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며, 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트(transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트(R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율(R_i)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(N_T)와 수신 안테나 수(N_R)의 곱(N_T × N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD(maximum likelihood detection) 수신기, ZF(zero-forcing) 수신기, MMSE(minimum mean square error) 수신기, D-BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보 s_1, s_2, ..., s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P_1, P_2, ..., P_N_T라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 벡터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 벡터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, w_ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)라 부른다.

한편, 상술한 바와 같은 전송 신호(x)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_1, y_2, ..., y_N_R을 벡터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.

한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, N_R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_1, n_2, ..., n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.

상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_R×N_T 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.

또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 랭크는 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)'는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

이하, 앞서 설명한 MIMO 전송 기법들과 관련하여, 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다.

즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다.

수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.

도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4이고 레이어의 개수가 2인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.

수학식 12를 참조하면, 레이어에게 매핑된 정보는 x_1, x_2이고, 4×2 행렬의 각 요소 P_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y_1, y_2, y_3, y_4는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식을 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U·U＾H = I (여기서, U＾H는 행렬 U의 에르미트(Hermit) 행렬을 의미함)와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬(P＾H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

또한, 프리코딩은 다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다.

기존의 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.

또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성(constant modulus property), 유한 알파벳(infinite alphabet), 코드북 크기에 대한 제한, 네스티드 특성(nested property), 다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다.

일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소(channel component)의 크기(amplitude)가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라, 전력 증폭기(Power Amplifier) 사용의 효율성을 높일 수 있다.

유한 알파벳(finite alphabet)이란, 예를 들어, 2 개의 전송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자(scaling factor)를 제외하고 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 알파벳 (즉, ±1, ±j) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산(multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성을 완화할 수 있다.

코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수록 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자(PMI: Precoding Matrix Indicator)의 비트수가 증가하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있기 때문이다.

네스티드 특성(nested property)이란, 높은 랭크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 랭크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면, 단말로부터 보고된 RI(Rank Indicator)에서 나타내는 채널 랭크보다 낮은 전송 랭크로 하향링크 전송을 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능을 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI(Channel Quality Information) 계산의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 랭크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.

다양한 안테나 구성(antenna configuration)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가진 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스-편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다.

참조 신호( RS : Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.

이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리(RRM: Radio Resource Management) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.

수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 8을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 8(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 8(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.

이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.

CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다. 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은 도 8과 같다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.

게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.

다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.

3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성(backward compatibility), 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.

따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation-RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS, PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI-RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다. CSI-RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI-RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다. 그러므로 CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.

데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하게 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송된다.

CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.

CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.

CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때, 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15,...,18, p=15,...,22이다. CSI-RS는 서브캐리어 간격 Δf=15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.

CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 13과 같이 각 안테나 포트(p) 상의 참조 심볼(reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼(complex-valued modulation symbol) a_k,l＾(p)에 매핑된다.

상기 수학식 13에서, (k',l')(여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인덱스이고, l'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다.) 및 n_s의 조건은 아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI-RS 설정(configuration)에 따라 결정된다.

표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k',l')의 매핑을 예시한다.

표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k',l')의 매핑을 예시한다.

표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크(HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭(ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개(일반 CP 경우) 또는 최대 28개(확장 CP 경우)의 서로 다른 구성(configuration)이 정의된다.

CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI-RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다.

표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k',l') 및 n_s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간-주파수 자원이 결정된다.

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.

도 9(a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 9(b)는 4개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 9(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.

이와 같이, 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원(즉, RE 쌍)이 결정된다.

특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

2개의 안테나 포트 별(즉, {15,16}, {17,18}, {19,20}, {21,22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드(예를 들어, 왈시 코드(walsh code)가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나 포트 {17,18}, {19,20}, {21,22}도 마찬가지이다.

UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 검출할 수 있다. 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.

도 9(a) 내지 (c)를 참조하면, 동일한 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI-RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.

하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌-제로 전력(NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력(ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.

상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI-RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열(column)에 해당하는 RE들에서(상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트(MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인덱스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.

CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.

프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호(SS), PBCH 또는 SIB 1(SystemInformationBlockType1) 메시지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.

또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.

CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할수록 데이터 처리량(throughput)이 감소하게 된다. 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI-RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다.

CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기(이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함)(T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋(Δ_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다.

표 5은 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다.

표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성(I_CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기(T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋(Δ_CSI-RS)이 결정된다.

표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'SubframeConfig' 필드 및 'zeroTxPowerSubframeConfig' 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI-RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로(separately) 설정될 수 있다.

CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 14를 만족한다.

수학식 14에서 T_CSI-RS는 CSI-RS 전송 주기, Δ_CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n_f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.

서빙 셀에 대해 전송 모드 9(transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10(transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성(들)이 설정될 수 있다.

현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성은 안테나 포트 개수(antennaPortsCount), 서브프레임 구성(subframeConfig), 자원 구성(resourceConfig) 등으로 구성되어 있어, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI-RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치(즉, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 알려준다.

구체적으로 각 CSI-RS (자원) 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다.

- 전송 모드 10이 설정된 경우, CSI-RS 자원 구성 식별자

- CSI-RS 포트 개수(antennaPortsCount): CSI-RS 전송을 위해 사용되는 안테나 포트의 개수를 나타내는 파라미터(예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트, 4 CSI-RS 포트, 8 CSI-RS 포트)

- CSI-RS 구성(resourceConfig) (표 3 및 표 4 참조): CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터

- CSI-RS 서브프레임 구성(subframeConfig, 즉 I_CSI-RS) (표 5 참조): CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및/또는 오프셋에 관한 파라미터

- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백을 위한 전송 파워(P_C): 피드백을 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 대한 UE의 가정과 관련하여, UE가 CSI 피드백을 도출하고 1 dB 단계 크기로 [-8, 15] dB 범위 내에서 값을 취할 때, P_C는 PDSCH RE 당 에너지(EPRE: Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비율로 가정된다.

- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워(P_C). CSI 프로세스에 대하여 CSI 서브프레임 세트들 C_CSI,0 및 C_CSI,1가 상위 계층에 의해 설정되면, P_C는 CSI 프로세스의 각 CSI 서브프레임 세트 별로 설정된다.

- 임의 랜덤(pseudo-rnadom) 시퀀스 발생기 파라미터(n_ID)

- 전송 모드 10이 설정된 경우, QCL(QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자(qcl-ScramblingIdentity-r11), CRS 포트 카운트(crs-PortsCount-r11), MBSFN 서브프레임 설정 리스트(mbsfn-SubframeConfigList-r11) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터('qcl-CRS-Info-r11')

UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때, P_C는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서, PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이 ρ_A인 심볼에 해당한다.

서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다.

프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20-31] 세트(표 3 참조) 또는 확장 CP의 경우 [16-27] 세트(표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다.

UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산(delay spread), 도플러 확산(Doppler spread), 도플러 쉬프트(Doppler shift), 평균 이득(average gain) 및 평균 지연(average delay)에 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정할 수 있다.

전송 모드 10 그리고 QCL 타입 B가 설정된 UE는 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0-3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15-22가 도플러 확산(Doppler spread), 도플러 쉬프트(Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.

전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다.

상위 계층 시그널링을 통해 ZP CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.

- ZP CSI-RS 구성 리스트(zeroTxPowerResourceConfigList) (표 3 및 표 4 참조): 제로-파워 CSI-RS 구성에 관한 파라미터

- ZP CSI-RS 서브프레임 구성(eroTxPowerSubframeConfig, 즉 I_CSI-RS) (표 5 참조): 제로-파워 CSI-RS가 전송되는 서브프레임 주기 및/또는 오프셋에 관한 파라미터

서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.

전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI-IM(Channel-State Information - Interference Measurement) 자원 구성이 설정될 수 있다.

상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.

- ZP CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)

- ZP CSI RS 서브프레임 구성(I_CSI-RS) (표 5 참조)

CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.

서빙 셀의 동일한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.

매시브 MIMO(Massive MIMO)

다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO(Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율(spectral efficiency), 에너지 효율(energy efficiency), 프로세싱 복잡도(processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.

최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전-차원 MIMO(FD-MIMO: Full-Dimension MIMO)로도 지칭된다.

LTE 릴리즈(Rel: release)-12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템(AAS: Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다.

신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다.

AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어(electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.

AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다. 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원(2D: 2-Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.

도 10에서는 일반적인 2차원(2D: 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며, 도 10과 같이 N_t=N_v·N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.

이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장(radio wave)이 수직 방향(고도(elevation)) 및 수평 방향(방위각(azimuth))으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.

도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.

도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서, 2차원 안테나 배열(즉, 2D-AAS)를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다.

송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준-정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.

또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때, 안테나 배열 이득(antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.

도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.

편파(Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나(planar antenna array) 모델의 경우, 도 12와 같이 도식화할 수 있다.

수동적 안테나(passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리, 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된(또는 포함된) 능동 소자(예를 들어, 증폭기)에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득(gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴(radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격(spacing) 등과 같은 안테나 배치(arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.

도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M, N, P)로 나타낼 수 있으며, 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.

M은 각 열(즉, 수직 방향에서)에서 같은 편파(polarization)를 가지고 있는 안테나 요소(antenna element)의 개수(즉, 각 열에서 +45°경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 -45°경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

N은 수평 방향의 열의 개수(즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

P는 편파(polarization)의 차원(dimension)의 개수를 나타낸다. 도 12의 경우와 같이 교차 편파(cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파(co-polarization)의 경우 P=1이다.

안테나 포트(antenna port)는 물리적 안테나 요소(physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트(antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS(Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS(Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다.

일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍(beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다. 일반적으로 다중의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열(column)로 구성되는 안테나 배열(antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.

즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.

다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛(또는 송수신 유닛)(TXRU: transceiver unit) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.

안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴(directional gain pattern)을 가질 수 있다.

기존의 송수신기(transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 (TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다.

안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호(또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어, 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더(또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩)로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 벡터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.

TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화(1D TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화(2D TXRU virtualization)이 논의되며, 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다.

도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.

1D TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파(polarization)을 가지는 단일의 열(column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.

2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 12의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은 (M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서, M_TXRU는 2D 같은 열, 같은 편파(polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며, M_TXRU ≤ M을 항상 만족한다. 즉, TXRU의 총 개수는 M_TXRU×N×P와 같다.

TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 13(a)와 같이 TXRU 가상화(virtualization) 모델 옵션-1: 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)과 도 13(b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션-2: 전역 연결(full-connection) 모델로 구분될 수 있다.

도 13(a)를 참조하면, 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.

도 l3(b)를 참조하면, 전역 연결(full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소(또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.

도 13에서 q는 하나의 열(column) 내 M개의 같은 편파(co-polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 벡터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 벡터(wideband TXRU virtualization weight vector)이며, w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬(wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 벡터이다.

여기서, 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일(1-to-1) 또는 일대다(1-to-many)일 수 있다.

도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑(TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.

OFDM 뉴머롤로지(numerology)

*더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT(Radio Access Technology)에 비해 향상된 모바일 광대역(mobile broadband) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 MTC(massive MTC: massive Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, 진보된 모바일 광대역 통신(enhanced mobile broadband communication), massive MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 "새로운 RAT(NR: new RAT)'이라 통칭할 수 있다.

이하, 본 명세서에서 NR이 적용된 무선 액세스 네트워크(RAN: Radio Access Network)를 통칭할 수 있으며, NG-RAN(New Generation-RAN) 또는 gNB로 지칭될 수 있으며, 이를 기지국으로 통칭할 수 있다.

자기-완비 서브프레임 구조(Self-contained subframe structure)

TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 14와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 시간 분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing)된 자기-완비 서브프레임(self-contained subframe) 구조가 고려되고 있다.

도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기-완비 서브프레임(self-contained subframe) 구조를 예시한다.

도 14에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널(예를 들어, PDCCH)의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI(Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널(예를 들어, PUCCH)의 전송 영역을 나타낸다.

DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 셀(cell) 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정(specific) 정보, 및/또는 UL 승인(grant) 등과 같은 UL 특정 정보 등이 존재할 수 있다. 또한, UCI를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및/또는 SR(Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.

도 14에서 음영/빗금 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널(예를 들어, PDSCH) 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널(예를 들어, PUSCH) 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 서브프레임(SF: subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연(latency)이 최소화될 수 있다.

이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 서브프레임 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼이 가드 구간(GP: Guard Period)로 설정될 수 있으며, 이와 같은 서브프레임 타입은 '자기-완비 서브프레임(self-contained SF)'이라 지칭될 수 있다.

아날로그 빔포밍(Analog beamforming)

밀리미터파(mmW: Millimeter Wave)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 1cm 로써 5 x 5 cm (또는, 5 by 5 cm)의 패널에 0.5 람다(lambda)(즉, 파장) 간격으로 2-차원 배열 형태로 총 64(8X8)개의 안테나 요소(element) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 빔포밍(BF: beamforming) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 수율(throughput)을 높이려고 한다.

이 경우에 안테나 요소 별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU(transceiver unit)을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍이 가능하다. 그러나 100여 개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 아날로그 위상 시프터(analog phase shifter)로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍(analog beamforming) 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

디지털 빔포밍(Digital BF)과 아날로그 빔포밍(analog BF)의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드 빔포밍(hybrid BF)을 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한된다.

또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 빔포밍(또는 RF(radio frequency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 빔포밍에서 베이스밴드(Baseband) 단과 RF 단은 각각 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하며, 이로 인해 RF 체인 수와 D(digital)/A(analog)(또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛(TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.

도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.

도 15에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 빔의 개수는 N개인 경우를 예시한다.

New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 나아가, 도 15에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로 정의할 때, New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말 별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호(Synchronization signal), 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 SF에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 빔들을 심볼 별로 변경하여 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.

도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑(beam sweeping) 동작을 도식화 도면이다.

도 16에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원(또는 물리 채널)을 xPBCH(physical broadcast channel)으로 명명하였다.

도 16을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 빔 별로 채널을 측정하기 위해, 도 16에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 참조 신호(RS: Reference Signal)인 빔 RS(BRS: Beam RS)를 도입하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.

무선 자원 관리(RRM: Radio Resource Management) 측정

LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립/재-확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, 참조 신호 수신 파워(RSRP: reference signal received power), 참조 신호 수신 품질(RSRQ: reference signal received quality) 등의 정보를 측정/획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 측정 설정('measConfig')을 전달받는다. 단말은 상기 측정 설정의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 수신 신호 강도 지시자(RSSI: Received Signal Strength Indicator)의 정의는 아래와 같다.

1) RSRP

RSRP는 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS(cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도(power contributions)([W]에서)에 대한 선형 평균(linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1 유효(available)하다는 것을 신뢰성 있게(reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.

RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치(branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.

2) RSRQ

참조 신호 수신 품질(RSRQ)은 비율 N×RSRP/(E-UTRA 반송파 RSSI)(즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 N×RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.

E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자(RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들(공동-채널(co-channel) 서빙 및 비-서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰/측정된 총 수신 전력([W]에서)의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다.

RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

*만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.

3) RSSI

RSSI는 수신기 펄스 정형 필터(receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.

측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSSI보다 작아서는 안된다.

상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 측정(Intra-frequency measurement)인 경우에는 SIB3(system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 정보 요소(IE: information element)를 통해, 주파수 간 측정(Inter-frequency measurement)인 경우에는 SIB5(system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 100RB(resource block) 중 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다. 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 기본(Default)으로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭/값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB(wideband)-RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편, RSSI는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.

도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.

도 17을 참조하면, 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히, 본 도면에서 패널은 X-pol(교차 편파(cross polarization)) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서, 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2*M*N*Mg*Ng개일 수 있다.

채널 상태 정보 송수신 방법

3GPP RAN1 워킹그룹 #89 회의에서는 하향링크 코드북 구성 방식이 R1-1709232("WF on Type I and II CSI codebooks")에 따르기로 합의하였다. 이 문서에서는 DL CSI 피드백 타입(Type) I을 구성하는 일반 분해능(normal resolution)을 가지는 단일 패널(SP: single panel)(즉, Type I 단일-패널 코드북)과 다중 패널(MP: multi panel)(즉, Type I 다중-패널 코드북)에 상응하는 Type I 코드북 구성 방식과 선형 결합(linear combination) 기반의 Type II로 코드북 구성 방식이 기술되어 있다.

이하, 본 명세서에서 설명하는 코드북은 R1-1709232("WF on Type I and II CSI codebooks")에 따르기로 합의 된 코드북 및 비슷한 원리를 가지고 구성될 수 있는 코드북을 포함할 수 있다.

이하, 본 발명에서는 상기 설명한 코드북을 사용하는 경우, 주로 주변 셀의 간섭 제어 목적으로 코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 방법을 제안한다. CSR은 기지국이 특정 단말에 대하여 특정 프리코더(즉, 특정 PMI 또는 특정 빔)의 사용을 제한하는 것을 의미한다. 즉, 단말은 기지국에 의해 설정된 CSR 비트맵에 의해 특정된 하나 이상의 프리코더(즉, 프리코더 코드북 서브셋)에 상응하는 PMI, RI, PTI 등을 보고하는 것이 제한된다. CSR은 UE로부터 PMI, RI, PTI 등의 보고가 제한되는 서로 다른 랭크 별로 특정 프리코더(즉, PMI)(들)를 지시하는 비트맵으로 설정될 수 있다.

이하, 본 발명의 설명에 있어서 본문에서의 안테나 포트는 TXRU의 가상화에 따른 안테나 요소(antenna element)로 매핑될 수 있으며, 이하 설명의 편의를 위해 '포트'로 통칭한다.

*이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의를 위해 2D 안테나 어레이(array)에서 제1 차원(dimension)/도메인(domain)은 주로 수평 차원/도메인으로 지칭하고, 제2 차원/도메인은 주로 수직 차원/도메인을 지칭하는 것으로 설명하나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.

또한, 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 특별한 설명이 없는 한 각 수학식에서 사용되는 동일한 변수들은 동일한 기호로 표시될 수 있으며, 동일하게 해석될 수 있다.

또한, 이하 본 발명의 설명에 있어서, 빔(beam)은 해당 빔(beam)을 생성하기 위한 프리코딩 행렬(또는 프리코딩 벡터 또는 코드워드)로 해석될 수 있으며, 빔 그룹은 프리코딩 행렬의 세트(또는 프리코딩 벡터의 세트)와 동일한 의미로 해석될 수 있다.

LTE에서 지원되는 코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction)은 Type I 코드북(codebook)과 비슷한 성질의 클래스(Class) A codebook에서 정의가 되어 있다.

이는 codebook을 구성하는 빔 인덱스 + 랭크 별로(N1*O1*N2*O2 + 8), W2(즉, 제2 PMI) 인덱스 별 (codebook 구성(config) 1: 4(비트)+4(비트)+2(비트)+2(비트)/ codebook 구성(config) 2-4: 16(비트)+16(비트)+16(비트)+8(비트))으로 구성되는 비트맵으로 단말에게 지시될 수 있다. 즉, CSR을 지시하는 비트맵을 구성하는 각각의 비트들은 코드북 인덱스 및/또는 특정 레이어를 위한 프리코더와 관련된다. 만약, 코드북 인덱스가 i_1(제1 PMI, W1)과 i_2(제2 PMI, W2)로 구성되는 경우, CSR을 지시하기 위한 비트맵은 코드북 인덱스 i_1(제1 PMI, W1) 및/또는 특정 레이어를 위한 프리코더와 관련되는 비트들과 코드북 인덱스 i_2(제2 PMI, W2) 및/또는 특정 레이어를 위한 프리코더와 관련되는 비트들로 구성될 수 있다.

즉, 특정 (다수) codebook 빔(프리코더)에 대한 인덱스가 비트맵으로 기지국으로부터 전송되면(즉, 비트맵에서 특정 (다수) codebook 빔(프리코더)에 대한 인덱스에 상응하는 비트 값이 0이면), 단말은 상기 빔(프리코더)가 사용되는 codebook을 CSI 보고(피드백) 시 고려하지 않는다(즉, 특정 빔(프리코더)에 상응하는 PMI, RI, PTI 등을 보고하는 것이 제한된다). 또한, 랭크 별 CSR로 전송되는 특정 랭크 또한 단말은 상기 랭크를 CSI 피드백 시 보고하지 않는다.

여기서, 여기서, N1은 제1 도메인(차원) 안테나 포트 수, N2는 제2 도메인(차원) 안테나 포트 수, O1은 제1 도메인(차원) 오버샘플링 인자(oversampling factor), O2는 제2 도메인(차원) 오버샘플링 인자이다.

[Type I 코드북]

실시예 1: Type 1 SP(Single Panel) codebook에서 16-포트(port) 이상으로 설정된 단말의 코드북 구성 시, 동일한 편파(polarization) 별 두 개의 포트 그룹 간(inter-group) 위상일치(co-phase) {예를 들어, 1, exp(j*1pi/4), exp(j*2pi/4), exp(j*3pi/4) and/or exp(j*pi/4), exp(j*3pi/4), exp(j*5pi/4), exp(j*7pi/4)} 성분에 대한 CSR이 설정/적용될 수 있다. 여기서, exp()는 지수 함수, j는 허수의 단위, pi는 π를 의미한다.

SP Type 1 codebook의 16-port 이상에서 랭크(rank) 3-4 코드북은 단일-패널 내에서 동일한 polarization 별로 두 개의 안테나 포트 그룹으로 나뉘는 2 차원(2D: 2 Dimensional) (혹은 1 차원(1D: 1 Dimensional)) 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 빔 그리드(GoB: Grid of beam)로 구성된다.

즉, 각 안테나 포트 그룹은 (N1*N2/2)-길이를 가지는 DFT 빔으로 구성된다(하나의 안테나 포트 그룹 내에서는 N1*N2/2 개의 DFT 빔(프리코더)가 포함됨). 각각의 빔(프리코더)를

로 표기할 수 있다. 동일 polarization 당 최종 프리코딩 빔(프리코딩 행렬)은

으로 표현된다. 여기서,

는 {1, exp(j*1pi/4), exp(j*2pi/4), exp(j*3pi/4)} 값이 된다.

따라서, 16-port 이상 rank 3-4에서 표현되는 빔의 개수는

가 된다.

따라서, 비트맵 크기(bimap_size)는

와 같이 정해진다. 이와 같이, rank에 따라서 빔 별로 CSR을 수행하기 위한 비트 크기가 달라지는 문제가 발생한다.

상기 문제를 해결하기 위하여 아래와 같은 대안(Alt: alternative)들을 고려할 수 있다.

또한, 앞선 예시와 같이, 1, exp(j*1pi/4), exp(j*2pi/4), exp(j*3pi/4), exp(j*pi/4), exp(j*3pi/4), exp(j*5pi/4), exp(j*7pi/4)}의 포트 그룹 간(inter-group)의 위상일치(co-phase)를 사용하는 경우, 비트맵 크기(bimap_size)는

인 비트맵이 사용될 수 있다.

Alt. 1: 따라서, 빔 별 CSR은

의 상태가 4개인 경우) 혹은

의 상태가 8개인 경우)의 비트맵으로 정의될 수 있다. 또한, rank 별 8-비트맵이 이용되며, 빔 별 CSR과 rank 별 CSR은 독립적 혹은 통합적으로 인코딩될 수 있다.

Alt. 2: 또는, 빔 별 CSR은 rank 별로 따로 정의되고, 동일 빔 그룹을 공유하는 rank 그룹은 1 비트 지시자로 구분하도록 CSR이 설정될 수 있다. 따라서, 비트맵 크기(bimap_size)는

또는

일 수 있다.

앞서 상기 Alt. 2에서 첫 번째 항(term)의 1 비트는 rank 3-4와 다른 랭크들을 구분하는 지시자이다(예를 들어, 비트의 값이 '0'면 rank 3-4를 지시, '1'이면 다른 rank들을 지시). 두 번째 항(term)은 각 rank 그룹별 사용되는 빔의 개수이다. 세 번째 항(term)은 각 rank 그룹 내의 rank의 개수로서, 2는 rank 3,4를 구분하기 위한 비트 수이고, 6은 rank 1,2,5,6,7,8을 구분하기 위한 비트 수이다.

Rank 별 비트맵에 대한 시그널링 오버헤드(signaling overhead)를 줄이기 위하여, 단말의 능력 보고(capability reporting)를 바탕으로 rank 별 비트맵의 크기가 설정될 수 있다. 예를 들어 단말이 4 레이어(layer)까지 처리 가능한 단말이라면, 상기 rank 별 비트맵 크기는 4가 되며, Alt 2의 경우 비트맵 크기(bitmap_size)는

이 될 수 있다.

이하, 후술하는 대안(alternative) 또한 단말의 능력 보고(capability reporting)에 따른 CSR 비트 크기 할당은 자명하게 확장 적용될 수 있다.

혹은, 그룹 간 위상 일치(group-cophase)를 제외하고,

와 같이 DFT 빔만 제한하도록 설정될 수도 있다.

Alt. 2-1: Rank 3-4에 대한 CSR은 빔(프리코더) 별 인덱스의 비트맵과 패널 위상일치 인덱스(panel co-phase index)의 비트맵의 합집합(즉, 두 비트맵의 연접(concatenation))으로 지시될 수 있으며, 단말은 해당 CSR이 설정된 빔과 위상일치 인덱스(co-phase index)는 CSI 피드백 시 보고하지 않을 수 있다. 따라서, 비트맵 크기(bitmap_size)는

와 같다.

Alt.2-1에서는, rank 3과 4에서 두 번째와 세 번째 항(term)인

은 빔(

) 의 수이며, 여기서, 4 (비트)는 패널 간 위상일치(inter-panel co-phase)에 대한 비트맵에 해당한다.

Alt. 2-1의 경우, 다른 대안에 비하여, rank 3-4에 대한 피드백 오버헤드를 크게 줄이는 장점이 있다.

또 다른 방식으로, 그룹 위상일치(group-cophase)를 제외하고, 모든 rank에 상응하는 비트 필드를 하나로 설정함으로써, 빔 제한(즉, CSR)이 수행될 수도 있다. 즉,

로 Type I CSI의 CSR 비트 필드(bit-field)가 주어지고, 모든 rank에 대한 DFT-빔이 CSR 가능할 수 있다. 다시 말해, CSR 지시를 위한

길이의 비트맵은 rank와 무관하게 모든 rank에 공통되어 적용될 수 있다.

다만, rank 3-4에 대하여

을 어떻게 효율적으로 적용하는 문제가 발생한다. 이러한 문제를 해결하기 위해 먼저 Type I codebook을 살펴본다.

아래 수학식 15는 Type I codebook을 예시한다.

수학식 15에서,

는 각각 위상일치(co-phase)와 rank-3과 4 코드북 구성을 위한 그룹 위상일치(group-cophase)이다.

은 제2 도메인(N2 domain)의 DFT 벡터,

는 rank 3-4일 때의 제1 도메인(N1 domain) DFT 벡터,

은 rank 3-4를 제외한 제1 도메인(N1 domain) DFT 벡터를 나타낸다.

과

수식을 살펴보면,

의 1 값이 짝수(even)인 경우,

의 첫 번째부터, N1N2/2 번째 성분(element)이

를 포함하게 된다.

따라서,

를

의 비트 필드로서 CSR이 수행될 때,

에 상응하는 (제1 도메인(N1 domain) 내 짝수 번째 DFT 빔(even number of DFT beams in N1 domain)) 빔이 제한되면, rank 3-4에 해당하는

에 상응하는 제1 도메인(N1 domain) 내 DFT 빔이 동시에 제한될 수 있다. 다시 말해,

가 제한되면,

가 제한되는 것으로 단말이 이해할 수 있다.

도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 코드북 서브셋 제한을 적용한 경우, 안테나 패턴 이득을 예시한다.

도 18에서는 32-port (N1=16, N2=1)의 안테나 패턴 이득을 예시한다. 도 18에서

를 나타낸다.

도 18을 참조하면, 굵은 선(1801, 1802, 1803)은

을 나타내며, 가는 선(1811, 1812, 1813)은

을 나타낸다.

도 18에서 볼 수 있듯이,

의 port 수가

의 두 배이므로, 3dB 빔 폭(beam width)은 대략 절반 정도이며, 이로 인해, 홀수인

값에 상응하는

의 빔은 두 개의 인접한

빔 사이에 위치하게 된다.

예를 들어

은

의 빔 사이에 위치하게 된다. 따라서, 홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

와

에 상응하는 두 개의 빔이 동시에 제한된다고 미리 정의(또는 기지국과 단말 간에 약속)될 수 있다. 그리고/또는 상기 제안과 동일하게 짝수인

값에 상응하는

가 제한되면,

가 제한되는 것으로 단말이 이해할 수 있다. 이 경우,

값에 따라서, 특정 빔이 동시에 두 번 제한될 수도 있으므로, 단말은

로 한 번 이상

이 제한되면, 해당

이 제한되는 것으로 이해할 수 있다.

다시 말해, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수(UE가 CSI 내 보고하는 RI와 연관되는)가 3 또는 4인 경우를 제외하고,

의 비트맵의 하나의 비트가 각각의 프리코더에 연관된다. 도 18을 참조하면, 제1 빔(프리코더)(1801), 제2 빔(프리코더)(18O2), 제3 빔(프리코더)(1803)은 각각

의 비트맵의 하나의 비트에 연관된다. 따라서, 특정 비트가 CSR이 지시되면(예를 들어, 특정 비트 값이 '0'이면), 해당 비트와 연관되는 빔(프리코더)와 상응하는 PMI의 보고가 허용되지 않는다(제한된다).

반면, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수(UE가 CSI 내 보고하는 RI와 연관되는)가 3 또는 4인 경우,

의 비트맵의 복수의 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관될 수 있다. 도 18을 참조하면, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수가 3 또는 4인 경우, 3개의 비트 별로 각각의 빔(프리코더)(1811, 1812, 1813)에 연관될 수 있다. 예를 들어, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외할 때 제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트, 제2 빔(프리코더)(1802)에 연관된 비트, 제3 빔(프리코더)(1803)에 연관된 비트는, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수가 3 또는 4인 경우에는 3개의 비트가 하나의 제5 빔(프리코더)(1812)에 연관될 수 있다. 이러한 방식에 따라, 제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트는 제4 빔(프리코더)(1811)과도 연관될 수 있으며, 또한 제5 빔(프리코더)(1812)과도 연관될 수 있다. 따라서, 제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트에서 CSR이 지시되면(예를 들어, 해당 비트 값이 '0'이면), 제4 빔(프리코더)(1811)와 제5 빔(프리코더)(1812) 모두 CSR이 적용될 수 있다. 즉, 상술한 바와 같이 홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

와

에 상응하는 두 개의 빔이 동시에 제한될 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이,

값에 따라서, 특정 빔이 동시에 두 번 제한될 수도 있다. 즉, 홀수인

값에 상응하는

이 제한되는 경우에도, 또한

값에 상응하는

이 제한되는 경우에도,

가 제한될 수 있다. 도 18을 참조하면, 제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트, 제2 빔(프리코더)(1802)에 연관된 비트, 제3 빔(프리코더)(1803)에 연관된 비트는 하나의 제5 빔(프리코더)(1812)에 연관되므로, {제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트, 제2 빔(프리코더)(1802)에 연관된 비트 및 제3 빔(프리코더)(1803)에 연관된 비트} 중에서 어느 하나의 비트라도 CSR이 지시되면(예를 들어, 비트 값이 '0'이면), 제5 빔(프리코더)(1812)에도 CSR이 적용될 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 앞서 도 18에 따른 설명과 같이, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 복수의 비트들은 세 개의 비트들로 구성될 수 있다. 이때, 세 개의 비트의 인덱스는 특정 수(예를 들어, N_2*O_2)의 배수 관계를 가질 수 있다. 이때, CSR 설정을 위한 비트맵에 속하는 비트들은 LSB(Most Significant Bit)부터 MSB(Most Significant Bit)까지 순차적으로 0 부터 인덱싱될 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 예를 들어

은

의 빔 사이에 위치하게 된다. 따라서, 홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

와

에 상응하는 두 개의 빔이 동시에 제한된다고 미리 정의(또는 기지국과 단말 간에 약속) 될 수 있다. 그리고/또는 상기 제안과 동일하게 짝수인

값에 상응하는

가 제한되면,

가 제한되는 것으로 단말이 이해할 수 있다. 다시 말해, CSR 설정을 위한 비트맵 내 비트들은 하나 이상의 복수의 비트 단위에 속할 수 있다. 예를 들어, a_n,...,a_0로 구성되는 비트맵에서, a_40은 (a_24, a_32, a_40)으로 구성되는 복수의 비트 단위와 (a_40, a_48, a_56)으로 구성되는 복수의 비트 단위에 모두 속할 수 있다. 또한, a_48은 (a_40, a_48, a_56)로 구성되는 복수의 비트 단위에만 속할 수도 있다. 따라서, CSR 설정을 위한 비트맵 내 어느 하나의 비트가 CSR이 지시되면, 이 비트가 속하는 복수의 비트 단위가 1개인지 또는 복수 개인지에 따라, 단일의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한될 수 있으며(짝수인

값에 상응하는

가 제한되면,

가 제한되는 경우) 또는 복수의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한될 수 있다(홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

와

에 상응하는 두 개의 빔이 동시에 제한되는 경우).

또는, 홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

와

에 상응하는 두 개의 빔 중 특정 하나(예를 들어,

)만 제한되는 것으로 미리 정의(또는 기지국과 단말 간에 약속)될 수 있다. 상술한 바와 같이, 앞서 설명한 예시에서는, 제1 빔(프리코더)(1801)에 연관된 비트에서 CSR이 지시되면(예를 들어, 해당 비트 값이 '0'이면), 해당 비트와 연관된 제4 빔(프리코더)(1811)와 제5 빔(프리코더)(1812) 중에서 어느 하나의 빔(프리코더)에만 CSR이 적용될 수 있다. 이때,

와

중 어느 빔이 제한되는지는 기지국이 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)으로 단말에게 알려줄 수 있다. 다시 말해, 도 18의 예시에서, CSI-RS 전송을 위한 안테나 포트의 수가 16 이상이고 레이어(또는 랭크)의 수가 3 또는 4인 경우, 3개의 비트 별로 각각의 제4 빔(프리코더)(1811), 제5 빔(프리코더)(1812), 제6 빔(프리코더)(1813)에 연관될 수 있다. 이때, 3개의 비트 중에서 특정 비트에서 CSR이 지시될 때에만 이와 연관된 빔(프리코더)에 상응하는 PMI의 보고가 제한된다.

혹은, 홀수인

값에 상응하는

이 제한되면,

이 특정

와 결합한 빔이 제한되는 것으로 미리 정의(또는 기지국과 단말 간에 약속)될 수도 있다.

이 제한된다고 미리 정의(또는 기지국과 단말 간에 약속)되고,

는 기지국이 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)으로 단말에게 알려주거나 또는 CSR과 별도의 비트맵으로 단말에게 알려줄 수 있다.

실시예 2: MP(Multi Panels) codebook으로 설정된 단말의 코드북 구성 시, 동일 편파 별 패널 간 위상일치(inter-panel co-phase) (예를 들어, {1,j,-1,-j} 및/또는 {exp(j*pi/4), exp(j*3pi/4), exp(j*5pi/4), exp(j*7pi/4)} 및/또는 {exp(j*pi/4), exp(j*3pi/4), exp(j*5pi/4), exp(j*7pi/4)}*{exp(-j*pi/4), exp(j*pi/4)} ) 성분에 대한 CSR이 설정/적용될 수 있다.

Type 1 multi panel (MP) 코드북은 각 패널 내의 코드북은 단일 패턴 코드북을 패널 별로 동일하게 설정/적용되고, 패널 간의 위상일치(co-phase)가 추가된 코드북으로 구성된다. 여기서 Ng는 패널의 개수, N1, N2는 각각 하나의 패널 내의 제1 도메인과 제2 도메인의 안테나 포트의 수이다. 따라서, 패널 별

개의 2D 또는 1D DFT 빔을 가지며, 패널 위상일치(panel co-phase)를 모두 고려하는 경우, 편파 당 프리코딩 빔의 길이는 Ng*N1*N2가 된다.

패널 위상일치(Panel co-phase)의 경우, R1-1709232("WF on Type I and II CSI codebooks")에서 정의된 모드에 따라, 모드 1 (오직 광대역(WB: Wide Band)만의 패널 위상일치(panel co-phase) {1, j, -1, -j})의 경우, 4 상태(state)의 위상일치(co-phase)를 사용하여 최종 프리코딩 빔(precoding beam)의 개수는

가 된다. 그리고, 이를 이용한 빔 별 CSR의 비트맵 크기는

가 된다. 모드 2 (WB + 서브밴드(SB: Sub-Band) 패널 위상일치(panel cophase))의 경우, WB로 패널 위상일치(panel cophase)는 편파에 독립적으로 실시되어 전체 WB 코드북의 수는 더 많을 수 있으나, 편파 당 최종 DFT 빔의 개수는

로 동일하다. 따라서, MP 코드북의 경우, 모드에 상관없이 편파 당 WB 빔의 CSR과 rank 별 CSR은

의 비트맵으로 구성될 수 있으며, 빔과 rank는 앞서 설명한 실시예 1과 마찬가지로 독립적인 필드로 구성될 수 있다.

실시예 2-1: 패널 common DFT 빔과 패널 co-phase를 별도의 CSR filed로 구성할 수 있겠다.

의 개수는 Ng의 값에 따라서 매우 커질 수 있으므로, 빔 인덱스에 대한 CSR과 위상일치(co-phase)에 대한 CSR 필드를 별도로 설정하여

의 비트맵이 설정될 수 있다. 이 경우, 단말은 두 개의 필드의 합집합에 상응하는 편파 당 최종 WB 프리코딩 빔을 CSI 피드백 시 보고하지 않도록 동작한다. 앞서 설명한 실시예 2-1에서 빔(최종 Ng*N1*N2-길이 빔) + rank 별 CSR이 수행될 수 있으며, 빔과 rank는 앞서 설명한 실시예 1과 마찬가지로 독립적인 필드로 구성될 수 있다

실시예 2-2: 패널 공통(common) DFT 빔과 WB 위상일치(co-phase)와 SB 위상일치(co-phase)를 고려한 빔 별 CSR이 구성될 수 있다.

*MP 코드북 모드 2에서 SB 패널 위상일치(panel co-phase)를 추가적으로 고려한다면, DFT 기반으로 구성되는 편파 당 최종 Ng*N1*N2-길이 프리코딩 빔의 전체 비트맵 크기는

가 되며, MP 모드 2로 설정된 단말은

의 비트맵을 이용하여 빔 별 CSR이 수행되거나,

의 비트맵을 이용하여 빔 + rank 별 CSR이 수행될 수 있다.

실시예 2-2-1: 패널 공통(common) DFT 빔과 WB 위상일치(co-phase)와 SB 위상일치(co-phase)가 독립된 CSR 필드로 구성될 수 있다.

앞서 설명한 실시예 2-1과 유사하게, Ng가 증가함에 따라서, 전체 비트맵의 크기가 매우 커지므로, 이를 방지하기 위하여, 패널 공통된 DFT 빔, WB 위상일치(co-phase), SB 위상일치(co-phase)를 별도의 필드로 CSR을 구성함으로써

의 비트맵 CSR이 수행될 수 있다. 여기서, 4는 WB 위상일치(co-phase)의 상태(state)이며, 2는 SB 위상일치(co-phase)의 상태(state)를 나타낸다. 이 경우, 단말은 세 개의 필드의 합집합에 상응하는 편파 당 최종 프리코딩 빔을 CSI 피드백 시 보고하지 않도록 동작한다.

앞서 설명한 실시예는 패널간 독립적으로 빔 선택(코드북 선택)이 적용되는 경우에도 자명하게 확장될 수 있다.

실시예 3: 다수의 codebook 구성 인자들이 존재하며(예를 들어, 이중 단계(dual stage) codebook의 W1 인덱스와 W2 인덱스), 이 구성 인자들이 서로 다른 CSR 필드로 구성되었을 때, 이 CSR 필드들의 합집합으로 CSR이 구성되는지 또는 교집합으로 CSR이 구성되는지 기지국은 1 비트 지시자로 단말에게 알려줄 수 있다.

Dual stage 코드북의 경우, W1에 상응하는 코드북 인자(예를 들어, 빔 인덱스)와 W2에 상응하는 코드북 인자(예를 들어, 빔 선택자 및/또는 위상일치(co-phase))의 오버헤드를 줄이기 위한 목적으로 서로 다른 필드로 구성될 수 있다. 이 경우, 두 개의 필드가 동시에 단말에 내려오는 경우, 기존 단말은 두 개의 필드가 지칭하는 합집합에 상응하는 코드북 인덱스를 CSI 피드백 시 보고하지 않도록 동작하였다. 하지만, 이러한 합집합으로만 동작하는 경우, 코드북 구성 요소들이 너무 과하게(aggressive) 제한될 수 있으므로, 실제 단말의 성능이 저하될 수 있다.

이러한 문제를 방지하게 위하여, CSR이 필요한 요소만을 정확하게(pin-point) 단말에 알려주기 위한 방식으로 다수개의 CSR 필드의 교집합으로 CSR이 수행될 수 있다. 따라서, 기지국은 다수개의 CSR 필드를 단말에 알려줄 때 추가적으로 이 필드들의 합집합으로 CSR을 수행할지 또는 교집합으로 CSR을 수행할지를 1 비트 지시자로 단말에게 알려줄 수 있다. 혹은, 기지국은 다수개(K개)의 필드의 수만큼 비트 (K-비트)를 할당한 비트맵을 이용하여 다수개의 CSR 필드에 대한 해석을 단말에게 알려줄 수도 있다.

[Type II 코드북]

Type II 코드북은 선택된 직교한(orthogonal) 2D 또는 1D L개 (L=2,3,4)의 DFT 빔들이 각각 빔 별 편파 별 레이어(layer) 별로 독립적인 크기(amplitude)와 위상(phase)의 계수를 가지고 선형 결합(LC: linear combining)하여 코드북이 구성된다. 따라서, LC 코드북의 구성 요소 중 셀 간 간섭 제어 목적으로 사용될 수 있는 인자는 선형 결합되는 DFT 빔들의 개수(

)와 각 빔의 계수(크기/위상)을 고려할 수 있다.

선형 결합되는 빔들 중 CSR로 지시된 빔(들)이 선형 결합되는 빔의 후보(2L 개) 중의 하나 혹은 다수로 선택되는 경우, 단말은 해당 빔(들)에 대하여, 크기 계수(amplitude coefficient)를 항상 0을 설정/적용하여 코드북을 구성할 수 있다. 간섭 관리 등의 목적으로 CSR로 지시되는 빔들을 온/오프(ON/OFF) 함으로써 파워 제어(power control)를 수행하는 경우 간섭을 확실히 차단하는 효과는 있지만, 해당 빔을 가장 선호되는(preferred) 빔으로 보고한 단말의 경우, 해당 빔을 선택할 수 없게 되어 성능이 열화될 수 있다.

실시예 4: 선형 결합되는 빔(들)의 인덱스 및/또는 해당 빔(들)의 파워-레벨(power-level) 정도 (예를 들어, 크기 계수(amplitude coefficient))를 CSR로 지시할 수 있다.

실시예 4에서는 셀 간 간섭을 위한 소프트 파워 제어(soft power control)를 목적으로, CSR로 빔(들) 인덱스 및/또는 파워-레벨 정도 (예를 들어, 크기 계수(amplitude coefficient))가 지시될 수 있다. LC 코드북을 구성하는 DFT 빔은

개가 존재하고, 크기 파워 계수(amplitude power coefficient)의 개수를 S_A라고 정의하면, 앞서 설명한 실시예 1, 2, 3과 유사하게

혹은

의 비트맵을 이용하여 CSR이 지시될 수 있다. 전자의 경우, 시그널링 오버헤드 절감(signal overhead saving)의 효과가 큰 장점이 있다. 또는 최대 허용 파워 레벨만이 지시될 수도 있으며, 이 경우 비트맵이 아니라

-비트의 지시자를 사용하여 오버헤드를 절감할 수도 있다.

앞서 설명한 실시예 4는 Type II codebook 뿐만 아니라, Type I codebook 에도 사용될 수 있으며, 단말이 가장 선호되는(best preferred) PMI를 계산하는 과정에 사용하여 CSI(예들 들어, RI, PMI, CQI, CSI-RS 자원 지시자(CRI: CSI-RS resource indicator) 등)이 산출될 수 있다.

실시예 5: LTE의 클래스(Class) B와 같이 포트 별 혹은 포트 그룹 별로 빔포밍(beamforming)(예를 들어, 아날로그(analog) 및/또는 디지털(digital))이 되어 있는 경우,

의 비트맵을 이용하여 CSR이 지시될 수 있다.

이러한 실시예는 LTE의 Class B와 같이 각 포트 혹은 포트 그룹별로 빔포밍)(예를 들어, 아날로그(analog) 및/또는 디지털(digital))이 적용된 CSI-RS를 이용하는 경우에 적용될 수 있으며, port 별 CSR을 위하여 기지국은 M 비트 혹은 M+R 비트(여기서 R은 최대 rank)를 이용한 비트맵을 이용하여 CSR이 지시될 수 있다.

또한, 실시예 5의 경우, 앞서 설명한 실시예 4와 결합하여, port 별 소프트 파워 제어(soft power control) 목적의 CSR이 수행될 수도 있다. 다수 (K개)의 CSI-RS 자원이 지시되는 경우, 비트맵은 KM 혹은 K+M으로 확장 적용될 수 있다. 상기 KM의 경우 전체 KM개의 port 중에서 CSR로 정확하게(pin-point) 지시하기에 용이한 반면 오버로드가 크며, K+M의 경우 오버로드가 감소되는 반면 CSR로 적용하여야 하는 port의 수가 필요 이상으로 많아질 수 있다.

이러한 CSR정보는 CSI-RS 자원 셋팅에 포함되어 CSI 프로세스 별로 지시되거나 별도의 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링)으로 단말에게 지시될 수 있다.

만약, 후술하는 빔포밍된 CSI-RS에서 적용되는 LC 코드북 (R1-1709232)의 경우가 사용되는 경우, 앞서 설명한 실시예 5와 실시예 4가 결합되어 적용될 수 있다. 즉, 포트-그룹(port-group) 또는 포트 선택(port selection)에 대한 부분과 결합되는 크기 계수(combining amplitude coefficient)의 조합 혹은 각각 독립적으로 CSR이 수행될 수 있다.

빔포밍된 CSI-RS에서 적용되는 LC 코드북에 대하여 살펴본다.

NR에서는 아래 수학식 16과 같은 rank 1, 2를 위한 Type II 카테고리(Cat: Category) 1 CSI의 확장을 지원한다.

수학식 16에서 X는 CSI-RS 포트(들)의 개수이다. L 값은 설정 가능하다(configurable)(L ∈ {2, 3, 4}).

X의 가능한 값은 아래 수학식 17과 같은 Type II SP codebook을 따른다.

수학식 17에서,

는 i번째 성분이 1이고 그 밖의 성분은 0인 길이가

인 벡터이다. 포트 선택 m 값은

내에서 정해지고, m의 계산 및 보고는 광대역

비트가 사용된다. d의 값은 설정 가능하다(configurable)(

그리고

인 조건 하에서 d ∈ {1, 2, 3, 4}).

크기 스케일링(amplitude scaling) 및 위상 결합 계수(phase combining coefficients)는, 이들의 구성과 함께, Type II SP codebook을 따른다.

실시예 6: CSR로 지시되는 다수의 CSR 필드(예를 들어, W1 인덱스, RI, W2 인덱스, DFT 빔 인덱스)에서 결과로 생성된 codebook의 비트 크기(bit-width)를 줄일 수 있는 경우, 해당 CSI 피드백은 줄어든 비트크기(bitwidth)로 인덱스를 재매핑(remapping)하여 CSI가 보고될 수 있다.

예를 들어, 랭크 지시자(Rank indicator)를 살펴본다. 단말이 능력으로서 rank 8을 보고할 수 있다고 보고를 하고, 8-비트 rank CSR 비트맵(즉, 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵)이 "00001111"로 지시되는 경우(여기서, '0'은 CSR 없음(no CSR), '1'은 CSR을 의미하며, 최상위 비트부터 순서대로 rank 1,...,8에 상응한다고 가정), 단말은 RI를 3 비트가 아닌 2 비트로 매핑하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, rank CSR 비트맵이 "00001111"에서 보고가 허용되는 RI의 개수는 4개(위의 예에서 '0' 값이 4개)이므로, RI 보고를 위한 비트크기(bitwidth)는 2 비트로 결정될 수 있으며, 이에 따라 RI 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다.

또 다른 예로, 구성(config) 2, rank 1의 W2 인덱스 CSR 비트맵이 "0101"로 설정되었으며, 최상위 비트부터 순서대로 1, j, -1, -j에 상응한다고 가정한다. 이 경우, 단말의 선호되는(preferred) PMI가 rank 1인 경우, W2는 2 비트가 아닌 1 비트 위상일치(co-phase)로 SB CSI 피드백이 보고될 수 있다. 이 1 비트 위상일치(co-phase)에서, 1 비트가 "0" 상태(state)는 '1'로 재매핑(remapping)되고, "1" 상태(state)는 '-1'로 재매핑(remapping)되는 것으로 기지국과 단말이 이해할 수 있다.

도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.

도 19를 참조하면, UE는 기지국으로부터 코드북 설정 정보를 수신한다(S1901).

여기서, 코드북 설정 정보는 CSR 설정을 위한 비트맵 및/또는 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵을 포함할 수 있다.

CSR 설정을 위한 비트맵 및/또는 또는 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵은 앞서 설명한 본 발명의 실시예에 따라 구성될 수 있다.

예를 들어, CSR 설정을 위한 비트맵은 UE에게 설정된 안테나 포트의 수가 16 포트 이상(예를 들어, 16, 24, 32, 64 등)이고, 레이어(또는 랭크)(이는 CSI 내에서 보고되는 RI와 연관된)의 수가 3 또는 4인 경우와 그렇지 않은 경우에 서로 다른 비트 필드(즉, 서로 다른 비트 길이로 구성되는 비트맵)가 이용될 수 있다.

또는, CSR 설정을 위한 비트맵은 레이어(layer)의 수(이는 CSI 내에서 보고되는 RI와 연관된)와 무관하게 공통적으로 적용될 수 있다. UE에게 설정된 안테나 포트의 수 및/또는 레이어(layer)의 수(이는 CSI 내에서 보고되는 RI와 연관된)와 무관하게 공통된 비트 필드(즉, 하나의 비트맵)가 이용될 수 있다. 이처럼, 레이어(또는 랭크)의 수와 무관하게 공통된 비트맵이 이용되는 경우, 앞서 설명된 바와 같이, 16 포트 이상의 레이어(또는 랭크)의 수가 3 또는 4 일 때는 단일의 패널의 안테나 포트들이 2개의 구분될 수 있으므로, 공통된 비트맵을 이용하더라도 레이어(또는 랭크)의 수에 따라 적용(해석) 방식이 상이할 수 있다.

UE는 기지국으로부터 하나 이상의 안테나 포트 상에서 CSI-RS를 수신할 수 있다(S1902).

또한, 도 19에서는 도시되지 않았지만, UE는 기지국으로부터 코드북 설정을 위한 안테나 포트 수의 설정 정보를 수신할 수 있다. 즉, 제1 도메인 안테나 포트의 수(N_1)과, 제2 도메인 안테나 포트의 수(N_2)에 대한 각각의 정보를 기지국으로부터 수신할 수 있다. 또한, 이처럼 설정된 안테나 포트의 수에 따라 CSI-RS 안테나 포트의 수가 정해질 수 있다.

UE는 기지국에게 채널 상태 정보(CSI)를 보고(전송)한다(S1903).

여기서, UE는 기지국으로부터 수신한 CSI-RS를 이용하여 CSI를 계산할 수 있다. CSI는 CQI, PMI, CRI, RI, LI(Layer Indication) 및/또는 L1-RSRP를 포함할 수 있다.

이때, 본 발명의 실시예에 따라 UE는 상술한 CSR 설정을 위한 비트맵 및/또는 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에 따라 특정 RI 및/또는 PMI의 보고가 허용되지 않는다.

구체적으로, CSR 설정을 위한 비트맵에서 CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더(또는 빔)에 상응하는 PMI의 보고는 허용되지 않는다. 또한, 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에서 랭크(rank) 제한이 지시된 비트와 연관된 레이어에 상응하는 RI의 보고는 허용되지 않는다.

예를 들어, 상술한 바와 같이, CSR 설정을 위해 레이어(또는 랭크)의 수와 무관하게 공통된 비트맵이 이용되는 경우, 레이어(또는 랭크)의 수에 따라 해석 방법이 상이할 수 있다. 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, CSR 설정을 위한 비트맵 내 복수(예를 들어, 3)의 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관될 수 있다. 그리고, 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면(예를 들어, 비트 값이 '0'), 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고는 허용되지 않을 수 있다(제한될 수 있다). 반면, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외하고, CSR 설정을 위한 비트맵 내 하나의 비트 별로 각각의 프리코더에 연관되고, CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 CSI 내에서 허용되지 않을 수 있다(제한될 수 있다).

또한, 앞서 도 18에 따른 설명과 같이, 안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우, 복수의 비트들은 세 개의 비트들로 구성될 수 있다. 이때, 세 개의 비트의 인덱스는 특정 수(예를 들어, N_2*O_2)의 배수 관계를 가질 수 있다. 이때, CSR 설정을 위한 비트맵에 속하는 비트들은 LSB(Most Significant Bit)부터 MSB(Most Significant Bit)까지 순차적으로 0 부터 인덱싱될 수 있다.

또한, CSR 설정을 위한 비트맵 내 비트들은 하나 이상의 복수의 비트 단위에 속할 수 있다. 예를 들어, a_n,...,a_0로 구성되는 비트맵에서, a_40은 (a_24, a_32, a_40)으로 구성되는 복수의 비트 단위와 (a_40, a_48, a_56)으로 구성되는 복수의 비트 단위에 모두 속할 수 있다. 또한, a_48은 (a_40, a_48, a_56)로 구성되는 복수의 비트 단위에만 속할 수도 있다. 따라서, CSR 설정을 위한 비트맵 내 어느 하나의 비트가 CSR이 지시되면, 이 비트가 속하는 복수의 비트 단위가 1개인지 또는 복수 개인지에 따라, 단일의 프리코더 또는 복수의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한될 수 있다.

또한, 앞서 본 발명의 실시예에 따라, CSI 피드백의 비트크기(bitwidth)는 CSR 설정을 위한 비트맵 및/또는 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵 등을 기반으로 유동적으로 결정될 수 있다. 특히, 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에 의해 보고가 허용되는 RI의 개수(즉, 랭크 제한이 지시되지 않은 비트의 개수)에 따라 CSI 내 RI의 보고를 위한 비트크기(bitwidth)가 결정될 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 20을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(2010)과 기지국(2010) 영역 내에 위치한 다수의 단말(2020)을 포함한다.

기지국(2010)은 프로세서(processor, 2011), 메모리(memory, 2012) 및 RF부(radio frequency unit, 2013)(또는 트랜시버(transceiver))을 포함한다. 프로세서(2011)는 앞서 도 1 내지 도 19에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2011)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2012)는 프로세서(2011)와 연결되어, 프로세서(2011)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2013)는 프로세서(2011)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

단말(2020)은 프로세서(2021), 메모리(2022) 및 RF부(2023)(또는 트랜시버(transceiver))을 포함한다. 프로세서(2021)는 앞서 도 1 내지 도 19에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2021)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2022)는 프로세서(2021)와 연결되어, 프로세서(2021)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2023)는 프로세서(2021)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

메모리(2012, 2022)는 프로세서(2011, 2021) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(2011, 2021)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국(2010) 및/또는 단말(2020)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 3GPP 5G(5 generation) 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP 5G(5 generation) 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

2010: 기지국 2011: 프로세서
2012: 메모리 2013: RF 유닛
2020: 단말 2021: 프로세서
2022: 메모리 2023: RF 유닛

Claims

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 전송하기 위한 사용자 장치(UE: User Equipment)에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 모듈;
적어도 하나의 프로세서; 및
상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결되며, 상기 적어도 하나의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 동작들을 수행하는 명령들을 저장하는 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은,
기지국으로부터 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵을 수신하고,
채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 상기 기지국에게 보고하되,
안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우,
코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 설정을 위한 비트맵 내 복수의 비트는 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관되고, 상기 복수의 비트는 세 개의 비트로 구성되며, 상기 세 개의 비트의 인덱스는 특정 수와 배수 관계를 가지고, 상기 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면, 상기 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 프리코딩 행렬 지시자(PMI: precoding matrix indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되고,
안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외하고,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 하나의 비트 별로 각각의 프리코더에 연관되고, CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵은 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수와 무관하게 공통적으로 적용되는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 비트는 하나 이상의 복수의 비트 단위에 속하는 것을 특징으로 하는 장치.
제3항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 어느 하나의 비트가 CSR이 지시되면, 상기 하나의 비트가 속한 복수의 비트 단위의 수에 따라, 단일 혹은 복수의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한되는 것을 특징으로 하는 장치.
삭제
제1항에 있어서,
상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에 의해 보고가 허용되는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 개수에 따라 상기 CSI 내 상기 RI의 보고를 위한 비트크기(bitwidth)가 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵 내 랭크(rank) 제한이 지시된 비트와 연관된 레이어에 상응하는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 UE는 선형 결합(linear combination)이 적용되지 않는 단일 패널(single panel)의 코드북 타입이 설정되는 것을 특징으로 하는 장치
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 수신하는 기지국에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 모듈;
적어도 하나의 프로세서; 및
상기 적어도 하나의 프로세서에 동작 가능하게 연결되며, 상기 적어도 하나의 프로세서에 의해 실행되는 경우, 동작들을 수행하는 명령들을 저장하는 컴퓨터 메모리를 포함하며, 상기 동작들은,
UE에게 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵을 전송하고,
상기 UE로부터 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 수신하되,
안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우,
코드북 서브셋 제한(CSR: codebook subset restriction) 설정을 위한 비트맵 내 복수의 비트는 비트 단위로 각각의 프리코더에 연관되고, 상기 복수의 비트는 세 개의 비트로 구성되며, 상기 세 개의 비트의 인덱스는 특정 수와 배수 관계를 가지고, 상기 복수의 비트 중 어느 하나라도 CSR이 지시되면, 상기 복수의 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 프리코딩 행렬 지시자(PMI: precoding matrix indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되고,
안테나 포트의 수가 16 이상으로 설정되고 상기 CSI 내 RI와 연관된 레이어(layer)의 수가 3 또는 4인 경우를 제외하고,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 하나의 비트 별로 각각의 프리코더에 연관되고, CSR이 지시된 비트와 연관된 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵은 상기 CSI 내 랭크 지시자(RI: rank indicator)와 연관된 레이어(layer)의 수와 무관하게 공통적으로 적용되는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 비트는 하나 이상의 복수의 비트 단위에 속하는 것을 특징으로 하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 CSR 설정을 위한 비트맵 내 어느 하나의 비트가 CSR이 지시되면, 상기 하나의 비트가 속한 복수의 비트 단위의 수에 따라, 단일 혹은 복수의 프리코더와 상응하는 PMI의 보고가 제한되는 것을 특징으로 하는 장치.
삭제
제9항에 있어서,
상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵에 의해 보고가 허용되는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 개수에 따라 상기 RI의 보고를 위한 비트크기(bitwidth)가 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 랭크(rank) 제한 설정을 위한 비트맵 내 랭크(rank) 제한이 지시된 비트와 연관된 레이어에 상응하는 랭크 지시자(RI: Rank Indicator)의 보고가 상기 CSI 내에서 제한되는 것을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 UE는 선형 결합(linear combination)이 적용되지 않는 단일 패널(single panel)의 코드북 타입 설정되는 것을 특징으로 하는 장치.
삭제