JP6617500B2

JP6617500B2 - Electric power steering control method, electric power steering control device, electric power steering device and vehicle

Info

Publication number: JP6617500B2
Application number: JP2015191840A
Authority: JP
Inventors: 洋一五十嵐
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2015-09-29
Filing date: 2015-09-29
Publication date: 2019-12-11
Anticipated expiration: 2035-09-29
Also published as: JP2017070066A

Description

本発明は、交流モータをベクトル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御する技術に関する。 The present invention relates to an AC motor control device that performs vector control of an AC motor, and more particularly to a technique for controlling AC power supplied from a power converter to an AC motor.

特開平１１−２３５０８９号公報（特許文献１）には、誘導電動機において、ＰＷＭ制御回路、三相正弦波発生器、三角波キャリア発生器、出力電圧指令値発生器、３つの比較器、およびゲートドライブ回路を備え、三角波キャリア発生器が発生する３つの正弦波の周波数より十分に高い周波数の三角波電圧と、３つの正弦波電圧をそれぞれ対応する３つの比較器との比較を行い、比較結果に基づいて、ＰＷＭパルス（パルス幅変調パルス）をゲートドライブ回路に出力して、ＰＷＭ制御を行い、誘導電動機の回転速度および回転方向を制御する技術が開示されている。 Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-235089 discloses a PWM control circuit, a three-phase sine wave generator, a triangular wave carrier generator, an output voltage command value generator, three comparators, and a gate drive in an induction motor. Comparing a triangular wave voltage having a frequency sufficiently higher than the frequency of the three sine waves generated by the triangular wave carrier generator with the three comparators corresponding to the three sine wave voltages, respectively, based on the comparison result A technique is disclosed in which a PWM pulse (pulse width modulation pulse) is output to a gate drive circuit, PWM control is performed, and the rotational speed and direction of the induction motor are controlled.

特開２００３−１０２１３１号公報（特許文献２）には、空間ベクトル制御ＰＷＭ変調方式を用いたデジタル制御に基づき、二台の三相インバータＩＮＶ1，ＩＮＶ2を並列接続した電力変換装置が記載されており、インバータＩＮＶ1，ＩＮＶ2の出力電圧を、スイッチング素子のスイッチングパターンに応じて、８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7で定義し、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしていることが記載されている。 Japanese Patent Laying-Open No. 2003-102131 (Patent Document 2) describes a power conversion device in which two three-phase inverters INV1 and INV2 are connected in parallel based on digital control using a space vector control PWM modulation method. The output voltages of the inverters INV1 and INV2 are defined by eight kinds of discrete reference voltage vectors V0 to V7 according to the switching pattern of the switching elements, and the selection and generation time of these reference output voltage vectors V0 to V7 are determined. It is described that they are controlled.

特開２００３−７９１８１号公報（特許文献３）には、ＥＳＰ用ブラシレスモータの制御装置において、ｄ−ｑ座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流の制御を行う際、３相電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*およびＶｗ*にその第３高調波を重畳することによって、３相電圧指令補正値Ｖｕ**、Ｖｖ**およびＶｗ**を生成して、ＰＷＭ出力部に供給し、３角波キャリア比較方式を用いてパルス幅変調を行い、電源電圧利用効率を向上する技術が記載されている。 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-79181 (Patent Document 3) discloses a three-phase voltage command value Vu * when controlling a d-axis current and a q-axis current of a dq coordinate system in a controller for an ESP brushless motor. , Vv * and Vw * are superimposed on the third harmonic to generate three-phase voltage command correction values Vu **, Vv ** and Vw **, which are supplied to the PWM output unit and supplied to the triangular wave A technique for improving power supply voltage utilization efficiency by performing pulse width modulation using a carrier comparison method is described.

特開平１１−２３５０８９号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-235089 特開２００３−１０２１３１号公報JP 2003-102131 A 特開２００３−７９１８１号公報JP 2003-79181 A

特許文献１において、ＰＷＭパルスを生成するにあたり、三角波キャリア発生器、３つの比較器等の制御系を付加する必要がありハードウェアの負担が生じ、ＰＷＭパルス制御するタイミングおよびデューティを柔軟に変更するようなソフトウェアによる制御が困難である。また、誘導電動機に起因する逆起電力についての対処等は開示されていない。 In Patent Document 1, when generating a PWM pulse, it is necessary to add a control system such as a triangular wave carrier generator, three comparators, etc., which causes a burden on hardware and flexibly changes the timing and duty for PWM pulse control. Such software is difficult to control. In addition, there is no disclosure of how to deal with the counter electromotive force caused by the induction motor.

特許文献２において、ＰＷＭパルスを生成するにあたり、デジタル制御技術が取り入れられ、アップダウンカウンタを用いて、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭパルス制御するインバータの各スイッチング素子に供給する各ゲート信号のタイミングおよびデューティを生成するものであるから、ハードウェアの負担が生じるし、柔軟に制御変数を変更するようなソフトウェアによる制御が困難であるといえる。また、特許文献１と同様に、誘導電動機に起因する逆起電力についての対処等は開示されていない。 In Patent Document 2, a digital control technique is adopted in generating a PWM pulse, and each gate signal supplied to each switching element of an inverter that performs U-phase, V-phase, and W-phase PWM pulse control using an up / down counter. Since the timing and duty are generated, a hardware load is generated, and it can be said that it is difficult to perform control by software that flexibly changes the control variable. Further, as with Patent Document 1, no countermeasures for counter electromotive force caused by the induction motor are disclosed.

特許文献３においては、３角波キャリア比較方式を用いてパルス幅変調を行っているため、３角波とＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相との比較をサンプリング周期ごとに高速に処理する比較装置を必要とし、ハードウェアの負担を生じる。 In Patent Document 3, since pulse width modulation is performed using a triangular wave carrier comparison method, comparison between a triangular wave and three phases of U phase, V phase, and W phase is processed at high speed for each sampling period. A comparison device is required, which causes a burden on hardware.

本発明は上記事情に基づいてなされたものであり、本発明の目的は、交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置において、空間ベクトル変調を行う際、正弦関数テーブルを用いることで、ハードウェアの負担を軽減する電動パワーステアリング制御装置を提供すること、特に、交流モータのベクトル制御において、セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、さらに正弦関数テーブルを参照することによって、スイッチングパターンを迅速かつ簡便に演算して、交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置を提供することにある。 The present invention has been made based on the above circumstances, and an object of the present invention is to use a sine function table when performing space vector modulation in an electric power steering control device that performs vector control of an AC motor. A storage unit for storing a sine function table limited to a range of an angle definition range corresponding to a sector number n in vector control of an AC motor, in particular, for providing an electric power steering control device that reduces the burden on wear The electric power steering control which can reduce the memory capacity of the storage unit and further calculates the switching pattern quickly and easily by referring to the sine function table and performs vector control of the AC motor. To provide an apparatus.

本発明の上記目的は、インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御装置において、前記交流モータのＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルに流す電流を制御する制御端子を備えた６つのスイッチ素子を含む前記インバータを有し、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出するモータ部と、前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換する３相／２相変換と、ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御と、ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御と、前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成する非干渉制御と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、目標電圧ベクトルＶを決定し、π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、前記目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、前記モータ部に前記スイッチングパターンを供給する空間ベクトル変調と、を備えることにより達成される。
An object of the present invention is to provide an electric power steering control device for controlling AC power supplied from an inverter to an AC motor, and a control terminal for controlling currents flowing in the U-phase coil, V-phase coil and W-phase coil of the AC motor. Based on the data of a sensor that detects the U-phase current and the V-phase current of the AC motor and detects the angle of the AC motor. A motor unit for calculating a rotational angular velocity ω, and a three-phase / two-phase conversion for converting the U-phase current and the V-phase current into a d-axis measurement current and a q-axis measurement current based on the rotation angle θ; based on the d-axis current deviation calculated based d-axis current command value and the d-axis measured current, and the d-axis PI control for calculating a d-axis voltage command value, q-axis current command value and the Based on the q-axis current deviation calculated on the basis of the shaft measured current, the basis of the q-axis PI control for calculating a q-axis voltage command value, the d-axis measured current, the q-axis measured current, and the rotation angle θ Non-interference control for generating a d-axis compensation term and a q-axis compensation term, a corrected d-axis voltage command value calculated based on the d-axis voltage command value and the d-axis compensation term, and the q A target voltage vector V is determined based on the calculated corrected q-axis voltage command value based on the axis voltage command value and the q-axis compensation term, and six non-zero phases differing by π / 3 [rad]. The voltage vectors are V1, V2, V3, V4, V5, and V6, respectively, and the zero voltage vectors are V0 and V7, and the V0, the V1, the V2, the V3, the V4, the V5, the V6, and the V7 To construct the reference output voltage vector A first region sandwiched between V1 and V2 adjacent to V1 is defined as sector 1, a second region sandwiched between V2 and V3 adjacent to V2 is defined as sector 2, and V3 and , The third region sandwiched between V3 and the adjacent V4 is sector 3, the fourth region sandwiched between V4 and the V5 adjacent to V4 is sector 4, the V5, A fifth region sandwiched between V5 and V6 adjacent to V5 is referred to as sector 5, a sixth region sandwiched between V6 and V1 adjacent to V6 is referred to as sector 6, and the target voltage vector V is The sector number n is determined according to whether the sector 1, the sector 2, the sector 3, the sector 4, the sector 5 or the sector 6 belongs , and the target voltage vector V belongs to the sector 1 The sector If the target voltage vector V belongs to the sector 2, the sector number n is determined to be 2, and if the target voltage vector V belongs to the sector 3, the sector n is determined to be 1. If the number n is determined to be 3 and the target voltage vector V belongs to the sector 4, the sector number n is determined to be 4, and if the target voltage vector V belongs to the sector 5, the sector If the number n is determined to be 5 and the target voltage vector V belongs to the sector 6, the sector number n is determined to be 6, and the rotation angle θ of the rotor from the AC motor, the corrected d Based on the phase δ obtained from the relationship between the axis voltage command value and the corrected q-axis voltage command value, the rotation angle γ of the target voltage vector V in the stationary coordinate system is calculated, and the sampling period, the target voltage vector V Absolute value of The DC voltages of the inverters are Ts, | V |, and Vdc, respectively, and the zeroth period, the first period, and the second period are T0, T1, and T2, respectively, and the T0, T1, and T2 Is the Ts that is the sampling period, the sector number n and the rotation angle γ, the Ts that is the sampling period, the | V | that is the absolute value of the target voltage command vector, and the inverter A control signal that calculates the T0, the T1, and the T2 based on the Vdc that is a DC voltage of the inverter, and that controls the six switch elements of the inverter based on the T0, the T1, and the T2. generates switching pattern consisting of, that and a space vector modulation for supplying the switching pattern to the motor unit Ri is achieved.

本発明の上記目的は、前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γを用いて、規定された前記サンプリング期間Ｔｓに、
および
を用いて算出された期間の前記Ｔ１および前記Ｔ２に基づいて算出されたスイッチングパルス幅とその出力タイミングに変換された前記スイッチングパターンを、次のサンプリング期間Ｔｓに、前記スイッチングパターンを出力することにより、
或いは、前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、前記正弦関数テーブルを参照することによって、前記スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算することにより、
或いは、前記セクタ番号ｎ対応した、前記角度の定義域の範囲ψを、π／３≦ψ＜π[ｒａｄ]とすることにより、
或いは、前記サンプリング期間の逆数であるサンプリング周波数を１０ｋＨｚ以上と設定することで、３角波キャリア比較方式が発生するデューティ比と同等のデューティ比を発生できるモータ制御を行うことにより、
或いは、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換し、ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出し、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出し、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成し、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記目標電圧ベクトルＶを決定し、π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、モータ部に前記スイッチングパターンを供給することで、前記交流モータのベクトル制御を行うことにより、
或いは、電動パワーステアリング装置および車両に対して、上記の電動パワーステアリング制御装置を用いることより効果的に達成される。 The object of the present invention is that the space vector modulation is performed in the sampling period Ts defined using the sector number n and the rotation angle γ.
and
The switching pattern which has been converted calculated switching pulse width to the output timing based on the T1 and the T2 of the calculated time period with, the next sampling period Ts, by outputting the switching pattern ,
Alternatively, the space vector modulation includes a storage unit that stores a sine function table corresponding to the sector number n and limited to the range of the angular domain, thereby reducing the memory capacity of the storage unit. By referring to the sine function table, the switching patterns S1 to S6 can be calculated quickly and easily,
Alternatively, by setting the range ψ of the angular domain corresponding to the sector number n to π / 3 ≦ ψ <π [rad],
Alternatively, by setting the sampling frequency that is the reciprocal of the sampling period to 10 kHz or more, by performing motor control that can generate a duty ratio equivalent to the duty ratio generated by the triangular wave carrier comparison method,
Alternatively, the rotation angle θ and the rotation angular velocity ω are calculated based on the data of a sensor that detects the U-phase current and the V-phase current of the AC motor, and detects the angle of the AC motor, and based on the rotation angle θ. Then, the U-phase current and the V-phase current are coordinate-converted into a d-axis measurement current and a q-axis measurement current, and based on the d-axis current deviation calculated based on the d-axis current command value and the d-axis measurement current. Calculating the d-axis voltage command value,
Based on the q-axis current command value and the q-axis current deviation calculated based on the q-axis measurement current, a q-axis voltage command value is calculated,
A d-axis compensation term and a q-axis compensation term are generated based on the d-axis measurement current, the q- axis measurement current, and the rotation angle θ, and based on the d-axis voltage command value and the d-axis compensation term. The target voltage vector V is determined based on the calculated corrected q-axis voltage command value based on the calculated corrected d-axis voltage command value and the calculated q-axis voltage command value and the q-axis compensation term. The six non-zero voltage vectors having different phases by π / 3 [rad] are V1, V2, V3, V4, V5, V6, the zero voltage vectors are V0 and V7, V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6, and V7 constitute a reference output voltage vector, and a first area sandwiched between V1 and V2 adjacent to V1 is defined as sector 1, V2 and the adjacent to V2 The second region sandwiched between V3 is sector 2, and the third region sandwiched between V3 and V4 adjacent to V3 is sector 3, and V4 and V5 adjacent to V4. The fourth area sandwiched between the V5 and the V5 adjacent to the V5 is defined as the sector 5, and the fifth area sandwiched between the V6 and the V1 adjacent to the V6. The sixth region is defined as sector 6, and according to whether the target voltage vector V belongs to sector 1, sector 2, sector 3, sector 4, sector 5, or sector 6, sector number n is If the target voltage vector V belongs to the sector 1, the sector number n is determined to be 1, and if the target voltage vector V belongs to the sector 2, the sector number n is set to 2. Judge the target If the pressure vector V belongs to the sector 3, the sector number n is determined to be 3, and if the target voltage vector V belongs to the sector 4, the sector number n is determined to be 4 and the target number If the voltage vector V belongs to the sector 5, the sector number n is determined to be 5, and if the target voltage vector V belongs to the sector 6, the sector number n is determined to be 6 and the AC Based on the phase δ obtained from the relationship between the rotation angle θ of the rotor from the motor, the corrected d-axis voltage command value, and the corrected q-axis voltage command value, the target voltage vector V in the stationary coordinate system The rotation angle γ is calculated, the sampling period, the absolute value of the target voltage vector V, and the DC voltage of the inverter are Ts, | V |, and Vdc, respectively, and the 0th period, the first period, and the second period are , That T0, T1, and T2, respectively, and the sum of T0, T1, and T2 is the Ts that is the sampling period, the sector number n and the rotation angle γ, and the Ts that is the sampling period. Based on | V | that is the absolute value of the target voltage command vector and Vdc that is the DC voltage of the inverter, T0, T1, and T2 are calculated, and T0, T1, and Based on T2, by generating a switching pattern consisting of control signals for controlling the six switch elements of the inverter and supplying the switching pattern to the motor unit, by performing vector control of the AC motor,
Alternatively, this can be effectively achieved by using the above-described electric power steering control device for the electric power steering device and the vehicle.

本発明の電動パワーステアリング制御装置によれば、セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることにより、該記憶部のメモリ容量の削減することができ、正弦関数テーブルを参照することによって、インバータのスイッチ素子を制御するスイッチングパターンを迅速かつ簡便に演算して、交流モータのベクトル制御を行うことができる。 According to the electric power steering control device of the present invention, by providing a storage unit that stores a sine function table corresponding to the sector number n and limited to the range of the angle definition range, the memory capacity of the storage unit is reduced. By referring to the sine function table, the switching pattern for controlling the switching elements of the inverter can be calculated quickly and easily, and the vector control of the AC motor can be performed.

本発明の第１実施形態における、ｄ−ｑ座標と３相座標との関係を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the relationship between the dq coordinate and a three-phase coordinate in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における、ｄ−ｑ座標系の電流ベクトルを表す説明図である。It is explanatory drawing showing the current vector of a dq coordinate system in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における、電動パワーステアリング制御装置における、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値指令電流の入力から、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対する電圧指令値をモータに入力するまでの全体ブロック図である。In the electric power steering control device according to the first embodiment of the present invention, voltage command values for the U-phase, V-phase, and W-phase are input to the motor from the input of the d-axis current command value and the q-axis current command value command current. FIG. 本発明の第１実施形態における、パワーステアリング制御装置が採用モータの内部構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the internal structure of the motor which the power steering control apparatus in 1st Embodiment of this invention employ | adopts. 本発明の第１実施形態における、３相／２相変換のブロック図である。It is a block diagram of 3 phase / 2 phase conversion in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における、非干渉制御のブロック図である。It is a block diagram of non-interference control in a 1st embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態における、α―β座標系、ｄ−ｑ座標系、回転角θと３相座標系との関係を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the relationship between (alpha) -beta coordinate system, dq coordinate system, rotation angle (theta), and a three-phase coordinate system in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における、各セクタ（ｓｅｃｔｏｒ）、基準電圧ベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）、電気角γと目標電圧ベクトルＶ＝（ｖ_α、ｖ_β）との関係を表す説明図である。It is explanatory drawing showing the relationship between each sector (sector), reference voltage vector (V1-V6), electrical angle (gamma), and target voltage vector V = (v ( _alpha ), v ( _beta )) in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態における、目標電圧ベクトルＶ＝（ｖ_α、ｖ_β）がセクタ１に存在する場合のインバータ４１のスイッチ素子を制御するＳ１、Ｓ３、Ｓ５のスイッチングパターンである。FIG. 4 is a switching pattern of S1, S3, and S5 for controlling the switch element of the inverter 41 when the target voltage vector V = (v _α , v _β ) exists in the sector 1 in the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態におけるパワーステアリング制御方法のフローチャートである。It is a flowchart of the power steering control method in 1st Embodiment of this invention.

本発明に係る電動パワーステアリング制御装置の第１実施形態について説明する。 A first embodiment of an electric power steering control device according to the present invention will be described.

本発明において使用されるモータは、表面磁気同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）、埋込磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）のいずれでも良いが、第１実施形態では、埋込磁石同期モータを使用したものを示す。埋込磁石同期モータは、ステータに電機子巻線を設け、ロータの内部に永久磁石を埋め込んだ突極性を有する永久磁石同期モータである。埋込磁石同期モータは、図１に示すように、ロータ１０に設けられた永久磁石の磁界が貫く方向（Ｎ極の向き）にｄ軸、ｄ軸に直交する方向（ｄ軸に対して回転角がπ／２だけ進んだ方向）にｑ軸を定めたｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御により３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）への通電が制御される。ｄ−ｑ座標系は、ロータ１０の回転と同期して回転する回転座標であり、ステータのＵ相コイル１１を貫く軸とｄ軸との成す角度θが回転角となる。従って、ｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御においては、回転角θに基づいて通電制御が行われる。図２に示すように、ｄ−ｑ座標系におくる電流ベクトルｉ_ｄｑ２０は、ｄ軸電流成分のｉｄ２１およびｑ軸電流成分のｉｑ２２に分解される。 The motor used in the present invention may be either a surface magnetic synchronous motor (SPMSM) or an interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM). In the first embodiment, the motor is embedded. It shows the one using the internal magnet synchronous motor. The embedded magnet synchronous motor is a permanent magnet synchronous motor having saliency in which an armature winding is provided in a stator and a permanent magnet is embedded in the rotor. As shown in FIG. 1, the embedded magnet synchronous motor has a d-axis in the direction in which the magnetic field of the permanent magnet provided in the rotor 10 penetrates (direction of the N pole) and a direction orthogonal to the d-axis (rotates with respect to the d-axis). The energization to the three phases (U, V, and W phases) is controlled by current vector control using a dq coordinate system in which the q axis is defined in a direction in which the angle is advanced by π / 2. The dq coordinate system is a rotation coordinate that rotates in synchronization with the rotation of the rotor 10, and an angle θ formed by an axis passing through the U-phase coil 11 of the stator and the d axis is a rotation angle. Therefore, in the current vector control using the dq coordinate system, energization control is performed based on the rotation angle θ. As shown in FIG. 2, the current vector i _dq 20 in the _dq coordinate system is decomposed into an id-axis current component id21 and a q-axis current component iq22.

図３は、本実施形態の電動パワーステアリング制御装置３０の機能を表す制御ブロック図であり、制御ブロック図の各構成についての機能を説明する。 FIG. 3 is a control block diagram showing the function of the electric power steering control device 30 of the present embodiment, and the function of each component of the control block diagram will be described.

交流モータの制御装置は、界磁に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄ−ｑ座標系に変換して、このｄ−ｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う。このような交流モータの制御装置では、ｄ−ｑ座標系上でのｄ軸電流指令値ｉ_d0およびｑ軸電流指令値ｉ_q0と、ｄ軸電流測定ｉ_dmとｑ軸測定電流ｉ_qmの各偏差Δｉ_dおよびΔｉ_qから、例えばＰＩ制御動作によりｄ−ｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖ_dpiおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_qpiが演算される。次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖ_dpiおよびｑ軸電圧指令値Ｖ_qpiから、交流モータの各相、すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に供給される相電圧に対応するスイッチング指令値Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wが演算される。そして、これらの各スイッチング指令値Ｖ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wが、例えば、図４に示すような、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子からなるインバータに対し、スイッチング指令として入力され、直流電源から供給される電圧を、インバータを介して、これらのスイッチング指令に応じて、交流モータを駆動するための交流電力が出力される。 The AC motor control device measures the current flowing through the armature of the AC motor in an AC motor such as a permanent magnet motor that uses a permanent magnet for the field, and rotates the measured value in synchronization with the rotor. In this case, feedback control is performed so that the deviation between the current command value and the measured value becomes zero on the dq coordinate system. In such an AC motor control device, each of the d-axis current command value i _d0 and the q-axis current command value i _q0 , the d-axis current measurement i _dm, and the q-axis measurement current i _qm on the dq coordinate system. from the deviation .DELTA.i _d and .DELTA.i _q, for example, d-axis voltage command value V _dpi and q-axis voltage command value V _QPI on d-q coordinates is computed by the PI control operation. Then, from these d-axis voltage command value V _dpi and q-axis voltage command value V _QPI, each phase of the AC motor, i.e. switching that correspond to the U-phase, V-phase, the phase voltage supplied to the 3-phase and W-phase Command values V _U , V _V , and V _W are calculated. Each of these switching command values V _U , V _V , V _W is input as a switching command to an inverter composed of a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) as shown in FIG. AC power for driving an AC motor is output from a DC power source through an inverter in accordance with these switching commands.

本実施形態の電動パワーステアリング制御装置３０において、ｄ−ｑ座標系における電流ベクトルｉ_dqは、ｑ軸方向の電機子電流成分であるｑ軸電流ｉ_qと、ｄ軸方向の電機子電流成分であるｄ軸電流ｉ_dとに分けて表される。埋込磁石同期モータにおいては、ｄ軸電流とｑ軸電流とで表される電流ベクトル制御により、例えば、同一電流に対して発生トルクを最大にする最大トルク制御、任意の負荷条件に対して損失を最小にする最大効率制御、力率を１にする力率１制御、ｄ軸電流を常にゼロに保つｄ軸電流ゼロ制御などを行うことができる。 In the electric power steering control device 30 of the present embodiment, the current vector i _dq in the _dq coordinate system is a q-axis current i _q that is an armature current component in the q-axis direction and an armature current component in the d-axis direction. It is divided into a certain d-axis current i _d . In an embedded magnet synchronous motor, for example, maximum torque control that maximizes the generated torque for the same current, and loss for an arbitrary load condition by current vector control represented by d-axis current and q-axis current. Maximum efficiency control that minimizes the power factor, power factor 1 control that sets the power factor to 1, d-axis current zero control that keeps the d-axis current always zero, and the like.

モータ３１については、モータ３１の内部には、埋込磁石同期モータ４０、インバータ４１、電流センサ４２ａおよび４２ｂ、回転角検出部４３、回転速度検出部４４が設けられており、モータ３１は、パワーステアリング制御装置の駆動用として用いられる。さらに、インバータ４１は、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチ素子を用いて３相のブリッジ回路を構成したもので、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６の開閉制御信号Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンによりスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６のデューティ比が制御されて、埋込磁石同期モータ４０の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流す電流を調整する。インバータ４１から埋込磁石同期モータ４０に電力を供給する３相パワーラインには、電流センサ４２ａおよび４２ｂが設けられており、電流センサ４２ａおよび４２ｂにより３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗが検出される。尚、３相の電流値の合計はゼロ（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）になるため、２相にのみ電流センサを設けて、残りの１相については、計算により検出するようにしてもよい。 The motor 31 includes an embedded magnet synchronous motor 40, an inverter 41, current sensors 42 a and 42 b, a rotation angle detection unit 43, and a rotation speed detection unit 44. Used for driving a steering control device. Further, the inverter 41 is configured by using a switching element such as a MOS-FET to form a three-phase bridge circuit, and the duty of the switching elements Q1 to Q6 is determined by the switching pattern of the switching control signals S1 to S6 of the switching elements Q1 to Q6. The ratio is controlled to adjust the current flowing through the three phases (U phase, V phase, W phase) of the embedded magnet synchronous motor 40. Current sensors 42a and 42b are provided in a three-phase power line for supplying electric power from the inverter 41 to the embedded magnet synchronous motor 40. The current sensors 42a and 42b provide three-phase (U, V, W phase) U A phase current value iu, a V phase current value iv, and a W phase current value iw are detected. Since the total of the current values of the three phases is zero (iu + iv + iw = 0), a current sensor may be provided only for the two phases, and the remaining one phase may be detected by calculation.

本実施形態のパワーステアリング制御装置における、モータ３１内に回転角センサを設けて、埋込磁石同期モータ４０の回転角θを検出する回転角検出部４３を備えており、例えば、レゾルバおよびレゾルバ・インターフェース回路を備える構成であってもよい。また、角速度ωについては、回転角θを時間微分するような回転速度検出部４４を備えることにより検出することができる。 In the power steering control device of this embodiment, a rotation angle sensor is provided in the motor 31 and includes a rotation angle detection unit 43 that detects the rotation angle θ of the embedded magnet synchronous motor 40. For example, a resolver and a resolver The configuration may include an interface circuit. Further, the angular velocity ω can be detected by including a rotational speed detector 44 that differentiates the rotational angle θ with respect to time.

３相／２相変換３２は、モータ３１から供給されるＵ相電流値ｉｕ、およびＶ相電流値ｉｖおよび回転角θを用いて、ｉｕおよびｉｖを座標変換して、ｄ−ｑ座標系における測定電流値ｉ_dmおよびｉ_qmに変換するものである。この変換機能を、数式を用いて説明する。３相／２相変換３２は、数１のように３相交流回路におけるＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗを座標変換を行い、静止座標系である２相直交座標系（α−β座標系）におけるα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに変換して、数２のような演算を行い、最終的には、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを、回転座標系であるｄ−ｑ座標系におけるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換するものである。 The three-phase / two-phase conversion 32 performs coordinate conversion of iu and iv using the U-phase current value iu, the V-phase current value iv, and the rotation angle θ supplied from the motor 31, and in the dq coordinate system. This is converted into measured current values i _dm and i _qm . This conversion function will be described using mathematical expressions. The three-phase / two-phase conversion 32 performs coordinate conversion on the U-phase current value iu, the V-phase current value iv, and the W-phase current value iw in the three-phase AC circuit as shown in Equation 1 to obtain a two-phase that is a stationary coordinate system. By converting into an α-axis current iα and a β-axis current iβ in an orthogonal coordinate system (α-β coordinate system), an operation such as Equation 2 is performed. Finally, an α-axis current iα and a β-axis current iβ are Coordinate conversion is performed to the d-axis current id and the q-axis current iq in the dq coordinate system which is a rotating coordinate system.

なお、３相交流回路におけるＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、およびＷ相電流値ｉｗは、数１のように、静止座標系である２相直交座標系におけるα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに座標変換をされるが、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係を用いて、ｉｗを消去すると、数２に変換される。 Note that the U-phase current value iu, the V-phase current value iv, and the W-phase current value iw in the three-phase AC circuit are α-axis currents iα and β in a two-phase orthogonal coordinate system that is a stationary coordinate system, as shown in Equation 1. Coordinate conversion is performed on the axial current iβ, but if iw is deleted using the relationship of iu + iv + iw = 0, it is converted into Equation 2.

そして、数２を数３〜数５のように変形をして、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβを、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに座標変換する数５が得られる。
Then, Equation 2 is transformed into Equation 3 to Equation 5 to obtain Equation 5 in which the α-axis current iα and the β-axis current iβ are coordinate-converted into the d-axis current id and the q-axis current iq.

数５の２×２行列をｓｉｎで表現しているため、回転角θに応じた正弦関数の演算を予め記憶したルックアップテーブルによって効率よく算出することができる。図５に３相／２相変換のブロック図を示し、４つの正弦関数演算部５１〜５４と２つの加算器５５ａ、５５ｂ、２つの比例ゲイン５６ａ、５６ｂで構成されている。
Since the 2 × 2 matrix of Equation 5 is expressed by sin, the calculation of the sine function according to the rotation angle θ can be efficiently calculated by a lookup table stored in advance. FIG. 5 shows a block diagram of the three-phase / two-phase conversion, which includes four sine function calculation units 51 to 54, two adders 55a and 55b, and two proportional gains 56a and 56b.

ＰＩ制御を行う、加算器３３ａ、３３ｂおよびｄ軸ＰＩ制御３４ａおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂにおいては、ｄ軸電流指令値ｉ_d0およびｑ軸電流指令値ｉ_q0と、上述のように３相／２相変換して算出されたｄ軸測定電流ｉ_dmおよびｑ軸測定電流ｉ_qmとから得られたｄ軸電流偏差Δｉ_dおよびｑ軸電流偏差Δｉ_qに基づいて、ｄ軸ＰＩ制御およびｑ軸ＰＩ制御は、それぞれｄ軸電圧指令値ｖ_dpiおよびｑ軸電圧指令値ｖ_qpiを生成する。例えば、ＰＩ制御を用いて、ｄ軸ＰＩ制御により偏差Δｉ_dを制御増幅してｄ軸電圧指令値ｖ_dpiを算出し、ｑ軸ＰＩ制御は、偏差Δｉ_qを制御増幅してｑ軸電圧指令値ｖ_qpiを算出する。 In the adders 33a and 33b, the d-axis PI control 34a, and the q-axis PI control 34b that perform the PI control, the d-axis current command value i _d0 and the q-axis current command value i _q0, and the three-phase / 2 phase conversion based on the calculated d-axis measurement current i _dm and the q-axis measured current i _qm d-axis current deviation obtained from the .DELTA.i _d and q-axis current deviation .DELTA.i _q to, d-axis PI controller and a q-axis PI The control generates a d-axis voltage command value v _dpi and a q-axis voltage command value v _qpi , respectively. For example, by using the PI control, and calculates a d-axis voltage command value v _dpi controls amplify deviation .DELTA.i _d by the d-axis PI control, q-axis PI control, q-axis voltage command and control amplifying the deviation .DELTA.i _q The value v _qpi is calculated.

なお、本発明においては、ｄ軸およびｑ軸を制御するものは、ｄ軸ＰＩ制御３４ｂおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂに限定されるものではなく、例えば、ＰＩ制御に代えて、Ｐ制御を適用することもできる。 In the present invention, what controls the d-axis and the q-axis is not limited to the d-axis PI control 34b and the q-axis PI control 34b. For example, P control is applied instead of PI control. You can also

非干渉制御３５は、フィードフォワード制御により、ｄ軸およびｑ軸の干渉、並びに逆起電力の影響を打ち消すための補正値を算出するものである。すなわち、非干渉制御３５は、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項ｖ_dk及びｑ軸補償項Ｖ_qkを算出することができる。非干渉制御の基本となる数６は上述したｄ−ｑ座標系において成立するモータの状態方程式である。 The non-interference control 35 calculates a correction value for canceling the influence of d-axis and q-axis interference and back electromotive force by feedforward control. That is, the non-interference control 35 cancels out the velocity electromotive force components that interfere with each other between the d-axis and the q-axis and controls the d-axis and the q-axis independently. The d-axis compensation term v _dk and the q-axis compensation term V _qk that cancel the components can be calculated. Equation 6, which is the basis of non-interference control, is a state equation of the motor that is established in the dq coordinate system described above.

数６の右辺第１項の１行２列の項（−ωＬｑ）は、ｑ軸電機子反作用を表し、ｑ軸電流ｉｑがｄ軸電圧ｖｄに影響を与える干渉項となる。また、２行１列の項（ωＬｄ）は、ｄ軸電機子反作用を表し、ｄ軸電流ｉｄがｑ軸電圧ｖｑに影響を与える干渉項となる。数６において、Ｒａは電機子巻線抵抗、ｐは微分演算子、ωは電気角速度、φuは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｌｄはｄ軸インダクタンスを表す。なお、非干渉制御３５には、ｄ軸測定電流ｉ_dmおよびｑ軸測定電流ｉ_qmと、モータ３１から出力される角速度とが供給されており、また、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されている。 The term (−ωLq) in the first row and the second column of the first term on the right side of Equation 6 represents the q-axis armature reaction, and the q-axis current iq is an interference term that affects the d-axis voltage vd. The term (ωLd) in 2 rows and 1 column represents the d-axis armature reaction, and the d-axis current id is an interference term that affects the q-axis voltage vq. In Equation 6, Ra is an armature winding resistance, p is a differential operator, ω is an electric angular velocity, φu is an armature flux linkage by a permanent magnet, Lq is a q-axis inductance, and Ld is a d-axis inductance. The non-interference control 35 is supplied with the d-axis measurement current i _dm and the q-axis measurement current i _qm and the angular velocity output from the motor 31, and the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq. The value is retained.

なお、ωｅは電機子の電気角速度であるが、本発明の実施形態においては、埋込磁石同期モータ３１の回転子の極対数が１である場合、回転角θ、角速度ωは、それぞれ電気角θｅ、電気角速度ωｅと等しい。また、モータ３１の回転子の極対数がｎである場合、回転角θ、角速度ωは、それぞれ電気角ｎ×θｅ、電気角速度ｎ×ωｅと等しい。 Note that ωe is the electrical angular velocity of the armature, but in the embodiment of the present invention, when the number of pole pairs of the rotor of the embedded magnet synchronous motor 31 is 1, the rotational angle θ and the angular velocity ω are respectively the electrical angle. It is equal to θe and electrical angular velocity ωe. When the number of pole pairs of the rotor of the motor 31 is n, the rotation angle θ and the angular velocity ω are equal to the electrical angle n × θe and the electrical angular velocity n × ωe, respectively.

非干渉制御３５から出力されたｄ軸補償項Ｖ_dkと、ｄ軸ＰＩ制御３４ａから出力されたｄ軸電圧指令値ｖ_dpiとは加算器３６ａに入力されており、非干渉制御３５から出力されたｑ軸補償項ｖ_qkと、ｑ軸ＰＩ制御３４ｂから出力されたｑ軸電圧指令値ｖ_qpiとは減算器３６ｂに入力される。そして、加算器３６ａはｄ軸補償項ｖ_dkとｄ軸電圧指令値ｖ_dpiとを加算して得た値を補正後ｄ軸電圧指令値ｖ_dとして、空間ベクトル変調に供給する。同様に、減算器３６ｂはｑ軸補償項ｖ_qkとｄ軸電圧指令値ｖ_qpiとを減算して得た値を、補正後ｑ軸電圧指令値ｖ_qとして、空間ベクトル変調に供給する。 The d-axis compensation term V _dk output from the non-interference control 35 and the d-axis voltage command value v _dpi output from the d-axis PI control 34 a are input to the adder 36 a and output from the non-interference control 35. The q-axis compensation term v _qk and the q-axis voltage command value v _qpi output from the q-axis PI control 34b are input to the subtractor 36b. The adder 36a as the d-axis compensation term v _dk and d-axis voltage command value v _dpi a value obtained by adding the corrected d-axis voltage command value v _d, and supplies to the space vector modulation. Similarly, the subtractor 36b _supplies a value obtained by subtracting the q-axis compensation term v _qk and the d-axis voltage command value v _qpi to the space vector modulation as a corrected q-axis voltage command value v _q .

補正後ｄ軸電圧指令値ｖ_d、および補正後ｑ軸電圧指令値ｖ_qを演算する非干渉制御については、数７のように表現することができる。また、数７に基づいた回路方程式による回路ブロックを構成することができ、図６に例を１つ示すように、２つの乗算器６１ａ、６１ｂ、３つの比例ゲイン６２、６３、６４、１つの加算器６５を使用して構成することができる。 The non-interference control for calculating the corrected d-axis voltage command value v _d and the corrected q-axis voltage command value v _q can be expressed as in Expression 7. In addition, a circuit block based on a circuit equation based on Equation 7 can be configured. As shown in FIG. 6 as an example, two multipliers 61a and 61b, three proportional gains 62, 63, 64, and one An adder 65 can be used.

なお、本発明においては、非干渉制御３５は必須のものではなく、非干渉制御３５を設けなくとも、実施することができる。したがって、第１実施形態における制御ブロック図を示した図３において、非干渉制御３５、加算器３６ａおよび減算器３６ｂを削除し、ｄ軸ＰＩ制御３４ａおよびｑ軸ＰＩ制御３４ｂのそれぞれの出力を空間ベクトル変調３７に直接供給するような構成であっても実施することができる。 In the present invention, the non-interference control 35 is not essential and can be implemented without providing the non-interference control 35. Therefore, in FIG. 3 showing the control block diagram in the first embodiment, the non-interference control 35, the adder 36a, and the subtractor 36b are deleted, and the outputs of the d-axis PI control 34a and the q-axis PI control 34b are set in space. Even a configuration in which the signal is directly supplied to the vector modulation 37 can be implemented.

空間ベクトル変調３７は、補正後ｄ軸電圧指令値ｖ_dおよび補正後ｑ軸電圧指令値ｖ_q、回転角θ、および１〜６のセクタ番号ｎに基づいて、以下に示すような座標変換を行い、インバータ４１のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６開閉を制御する、セクタに対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータ３１に供給することによって、モータ３１の回転を制御する機能を有する。
The space vector modulation 37 performs coordinate conversion as shown below based on the corrected d-axis voltage command value v _{d, the} corrected q-axis voltage command value v _q , the rotation angle θ, and the sector number n of 1-6. And switching the switching elements Q1 to Q6 of the inverter 41 to control the rotation of the motor 31 by supplying switching patterns S1 to S6 corresponding to the sector to the motor 31.

先ず座標変換については、空間ベクトル変調において、Ｖ_dおよびＶ_qは、数８に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶαおよびＶβに座標変換が行われる。なお、θはモータ３１が備える位置または角度センサに基づいて回転角検出部４３から供給される回転角θである。この座標変換に用いる座標軸および回転角θの関係については図７に示す。 First, regarding coordinate conversion, in space vector modulation, V _d and V _q are converted into voltage vectors Vα and Vβ in the α-β coordinate system based on Equation 8. Θ is the rotation angle θ supplied from the rotation angle detector 43 based on the position or angle sensor provided in the motor 31. The relationship between the coordinate axis and the rotation angle θ used for this coordinate conversion is shown in FIG.

そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数９のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Then, there is a relationship as shown in Equation 9 between the target voltage vector in the dq coordinate system and the target voltage vector in the α-β coordinate system, and the absolute value of the target voltage vector V is stored.

空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータ４１の出力電圧を、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のスイッチングパターン、すなわちＳ１〜Ｓ６に応じて、図８の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。
In the switching pattern in the space vector control, the output voltage of the inverter 41 is selected from eight types shown in the space vector diagram of FIG. 8 according to the switching patterns of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, that is, S1 to S6. Discrete reference voltage vectors V0 to V7 (non-zero voltage vectors V1 to V6 and zero voltage vectors V0 and V7 having different phases by [pi] / 3 [rad]). The selection of the reference output voltage vectors V0 to V7 and the generation time thereof are controlled.

また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクタに分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、６つのセクタのいずれか１つに属し、セクタ番号を割り当てることができる。 Further, the space vector can be divided into six sectors using six regions sandwiched between adjacent reference output voltage vectors, and the target voltage vector V belongs to one of the six sectors, A number can be assigned.

ＶαおよびＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α―β空間において正６角形に区切られた図８に示されたようなセクタ内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータ３１からの回転子の回転角θとｄ−ｑ座標系におけるｖ_dおよびｖ_qの関係から得られる位相δの和として、すなわち、γ＝θ＋δとして決定される。 Whether the target voltage vector V, which is a combined vector of Vα and Vβ, exists in the sector as shown in FIG. 8 divided into regular hexagons in the α-β space depends on α of the target voltage vector V. It can be obtained based on the rotation angle γ in the −β coordinate system. The rotation angle γ is determined as the sum of the phase δ obtained from the relationship between the rotation angle θ of the rotor from the motor 31 and v _d and v _q in the dq coordinate system, that is, γ = θ + δ.

図９は、空間ベクトル制御におけるインバータ４１のスイッチングパターンによるデジタル制御で、インバータ４１から目標電圧ベクトルＶを出力させるために、スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６に対する開閉制御信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調３７は、規定されたサンプリング期間Ｔｓごとに演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。 FIG. 9 is a digital control by the switching pattern of the inverter 41 in the space vector control. In order to output the target voltage vector V from the inverter 41, switching pulses in the switching control signals S1 to S6 (switching patterns) for the switch elements Q1 to Q6. A basic timing chart for determining the width and its timing is shown. The space vector modulation 37 performs an operation or the like within a specified sampling period Ts within the sampling period Ts, and the calculation result is set to each switching pulse width and timing in the switching patterns S1 to S6 in the next sampling period Ts. Convert and output.

空間ベクトル変調３７は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクタ番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図９には、セクタ番号１（ｎ＝１）の場合における、インバータ４１のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の１例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３およびＳ５は、ＵｐｐｅｒＳｗｉｔｃｈに対応するスイッチＱ１、スイッチＱ３およびスイッチＱ５のゲート信号を示している。また、信号Ｓ２、Ｓ４およびＳ６は、ＬｏｗｅｒＳｗｉｔｃｈに対応するスイッチＱ２、スイッチＱ４およびスイッチＱ６のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ０／２、Ｔ１／２およびＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１および期間Ｔ２については、それぞれ数１２および数１４にように示され、セクタ番号ｎおよび回転角γに依存する時間である。 The space vector modulation 37 generates switching patterns S1 to S6 according to the sector number obtained based on the target voltage vector V. FIG. 9 shows an example of the switching patterns S1 to S6 of the switch elements Q1 to Q6 of the inverter 41 in the case of sector number 1 (n = 1). Signals S1, S3, and S5 indicate gate signals of the switch Q1, the switch Q3, and the switch Q5 corresponding to the upper switch. Signals S2, S4, and S6 indicate gate signals of the switch Q2, the switch Q4, and the switch Q6 corresponding to the lower switch. The horizontal axis represents time, and Ts corresponds to the switching cycle, and is divided into 8 periods. T0 / 4, T1 / 2, T2 / 2, T0 / 4, T0 / 4, T0 / 2, T1 / 2 And T0 / 4. Further, the period T1 and the period T2 are expressed as in the equations 12 and 14, respectively, and are times depending on the sector number n and the rotation angle γ.

期間Ｔ１に関しては、数１０から変形し、数１１を経て、数１２が得られる。同様に、期間Ｔ２に関しては、数１３から変形し、数１４が得られる。 Regarding the period T1, Equation 12 is obtained by changing from Equation 10 and through Equation 11. Similarly, with respect to the period T2, the equation 14 is obtained by changing from the equation 13.

そうすると、空間ベクトル変調３７は、１、２〜６のセクタ番号ｎと回転角γの基づいて演算を行って、表１に示すようなスイッチングパターンを求めるものである。 Then, the space vector modulation 37 performs a calculation based on the sector numbers n and rotation angles γ of 1 to 2 to obtain switching patterns as shown in Table 1.

なお、Ｔ０については、ＴＳ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０の関係から一義に決定されるものである。

Note that T0 is uniquely determined from the relationship TS = T1 + T2 + T0.

表１にまとめたスイッチングパターンについて補足すると、例えば、セクタ番号１に対応するスイッチングパターンに着目すると、インバータ４１のＵｐｐｅｒＳｗｉｔｃｈに関して、Ｓ１＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０／２、Ｓ３＝Ｔ２＋Ｔ０／２およびＴ５＝Ｔ０／２と記載され、インバータ４１のＬｏｗｅｒＳｗｉｔｃｈに関して、Ｓ２＝Ｔ０／２、Ｓ４＝Ｔ１＋Ｔ０／２、およびＳ６＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ０／２と記載されている。スイッチ素子Ｑ１の開閉については、Ｓ１＝（Ｔ１／２）*２＋（Ｔ２／２）*２＋（Ｔ０／４）*２と等価であり、すなわち期間Ｔ１／２、期間Ｔ２／２および期間Ｔ０／４を合わせた期間がスイッチ素子Ｑ１のスイッチオン状態であることに対応する。そして、期間Ｔ０／４についてはＴ２／２に挟まれた２つの期間Ｔ０／４がＳ１スイッチオン状態となるよう設定される。同様に、スイッチ素子Ｑ２の開閉については、Ｓ２＝（Ｔ０／４）*２と等価であり、すなわち期間Ｔ０／４がスイッチ素子Ｑ２のスイッチオン状態であることに対応する。なお、期間Ｔ０／４についてはＴ２／２に挟まれた２つの期間Ｔ０／４がＳ１スイッチオン状態となるよう設定される。ＬｏｗｅｒＳｗｉｔｃｈに関しても同様である。 Supplementing the switching patterns summarized in Table 1, for example, focusing on the switching pattern corresponding to sector number 1, with respect to the upper switch of the inverter 41, S1 = T1 + T2 + T0 / 2, S3 = T2 + T0 / 2 and T5 = T0 / 2 With respect to the lower switch of the inverter 41, S2 = T0 / 2, S4 = T1 + T0 / 2, and S6 = T1 + T2 + T0 / 2. The switching of the switching element Q1 is equivalent to S1 = (T1 / 2) * 2 + (T2 / 2) * 2 + (T0 / 4) * 2, that is, the period T1 / 2, the period T2 / 2 and the period T0 / 4 corresponds to the switch-on state of the switch element Q1. Then, for the period T0 / 4, two periods T0 / 4 sandwiched between T2 / 2 are set to be in the S1 switch on state. Similarly, the opening / closing of the switch element Q2 is equivalent to S2 = (T0 / 4) * 2, that is, the period T0 / 4 corresponds to the switch element Q2 being switched on. Note that the period T0 / 4 is set such that two periods T0 / 4 sandwiched between T2 / 2 are in the S1 switch-on state. The same applies to Lower Switch.

次に、本発明の実施形態における電動パワーステアリング制御装置の各構成が行う処理を図１０のフローチャートを参照して説明する。先ず、減算器３３ａは、ｄ軸電流指令値ｉ_d0を読み込み、減算器３３ｂは、ｑ軸電流指令値ｉ_q0を読み込む（ステップＳ１１）。また、モータ３１内において、位置または角度センサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、回転角θを３相／２相変換３２および空間ベクトル変調３７に供給し、また、回転角速度ωを非干渉制御３５に供給する（ステップＳ１２）。そして、モータ３１内において、Ｕ相、Ｖ相電流（ｉ_U、ｉ_V）を検出し、３相／２相変換３２に供給する（ステップＳ１３）。それに続き、３相／２相変換３２は、Ｕ相、Ｖ相電流（ｉ_U、ｉ_V）を回転角θに基づいて、ｄ−ｐ軸測定電流（ｉ_dm、ｉ_qm）に変換する（ステップＳ１４）。ここで、減算器３３ａは、ｄ軸電流指令値（ｉ_d0）およびｄ軸測定電流（ｉ_dm）に基づいて、ｄ軸電流偏差（Δｉ_d）を算出し、ｐ軸ＰＩ制御に供給する。同様に、減算器３３ｂは、ｑ軸電流指令値（ｉ_d0）およびｑ軸測定電流（ｉ_qm）に基づいて、ｑ軸電流偏差（Δｉ_q）を算出し、ｑ軸ＰＩ制御に供給する（ステップＳ１５）。これによって、ｄ軸ＰＩ制御３４ａは、ｄ軸電圧指令値（ｖ_dpi）を算出し、ｑ軸ＰＩ制御３４ｂは、ｑ軸電圧指令値（ｖ_qpi）を算出する（ステップＳ１６）。また、非干渉制御３５は、ｄ−ｐ軸測定電流（ｉ_dm、ｉ_qm）、および回転角θに基づいて、ｄ軸補償項ｖ_dkを生成し、加算器３６ａに供給し、ｑ軸補償項ｖ_qkを生成し、減算器３６ｂに供給する（ステップＳ１７）。さらに、加算器３６ａは、ｄ軸電圧指令値（ｖ_dpi）とｄ軸補償項ｖ_dkに基づいて、補正後ｄ軸電圧指令値（ｖ_d）を生成し、減算器３６ｂは、ｑ軸電圧指令値（ｖ_dpi）とｑ軸補償項Ｖ_qkに基づいて、補正後ｑ軸電圧指令値（ｖ_q）を生成し、空間ベクトル変調に供給する（ステップＳ１８）。そして、サンプリング期間Ｔｓ内に、空間ベクトル変調３７は、補正後ｄ軸電圧指令値（ｖ_d）、および補正後ｑ軸電圧指令値（ｖ_q）に基づいて、空間ベクトルのセクタ番号ｎを判定し、回転角γを算出し、ｎおよびγに基づいて、スイッチングパターンＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５およびＳ６（すなわち、モータ制御をする３相指令信号Ｖ_Ｕ、Ｖ_Ｖ、Ｖ_Ｗおよびそれらの反転信号に相当する）を生成し、モータ３１に供給する（ステップＳ１９）。 Next, processing performed by each component of the electric power steering control device according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the flowchart of FIG. First, the subtractor 33a reads the d-axis current command value i _d0 , and the subtractor 33b reads the q-axis current command value i _q0 (step S11). In the motor 31, the rotation angle θ and the rotation angular velocity ω are calculated based on the position or angle sensor data, and the rotation angle θ is supplied to the three-phase / two-phase conversion 32 and the space vector modulation 37. The rotational angular velocity ω is supplied to the non-interference control 35 (step S12). Then, in the motor 31, the U-phase and V-phase currents (i _U , i _V ) are detected and supplied to the three-phase / two-phase conversion 32 (step S13). Subsequently, the three-phase / two-phase converter 32 converts the U-phase and V-phase currents (i _U , i _V ) into _dp -axis measurement currents (i _dm , i _qm ) based on the rotation angle θ ( Step S14). Here, the subtractor 33a calculates a d-axis current deviation (Δi _d ) based on the d-axis current command value (i _d0 ) and the d-axis measured current (i _dm ), and supplies it to the p-axis PI control. Similarly, the subtractor 33b calculates a q-axis current deviation (Δi _q ) based on the q-axis current command value (i _d0 ) and the q-axis measured current (i _qm ), and supplies it to the q-axis PI control ( Step S15). Thus, the d-axis PI control 34a calculates the d-axis voltage command value (v _dpi), the q-axis PI control 34b calculates the q-axis voltage command value (v _QPI) (step S16). Further, the non-interference control 35 generates a d-axis compensation term v _dk based on the _dp -axis measurement current (i _dm , i _qm ) and the rotation angle θ, and supplies the d-axis compensation term v _dk to the adder 36 a for q-axis compensation. The term v _qk is generated and supplied to the subtractor 36b (step S17). Further, the adder 36 a generates a corrected d-axis voltage command value (v _d ) based on the d-axis voltage command value (v _dpi ) and the d-axis compensation term v _dk , and the subtractor 36 b Based on the command value (v _dpi ) and the q-axis compensation term V _qk , a corrected q-axis voltage command value (v _q ) is generated and supplied to space vector modulation (step S18). Then, during the sampling period Ts, the space vector modulation 37 determines the sector number n of the space vector based on the corrected d-axis voltage command value (v _d ) and the corrected q-axis voltage command value (v _q ). Then, the rotation angle γ is calculated, and based on n and γ, the switching patterns S1, S2, S3, S4, S5 and S6 (that is, three-phase command signals V _U , V _V, V _{W for} motor control and those) And is supplied to the motor 31 (step S19).

次に、本発明に係る電動パワーステアリング制御装置の第２実施形態について説明する。第１実施形態においては、空間ベクトル変調は、１、２〜６のセクタ番号ｎと回転角γの基づいて、数１２および数１４に示されたような期間Ｔ１および期間Ｔ２についての演算を行って、スイッチングパターンを求めるが、演算処理自体が煩雑なものである。第２実施形態においては、上述のような演算処理を効率的に行う方法について述べる。 Next, a second embodiment of the electric power steering control device according to the present invention will be described. In the first embodiment, space vector modulation is performed for periods T1 and T2 as shown in Equations 12 and 14 based on sector numbers n and rotation angles γ of 1 to 2 and 6. Thus, the switching pattern is obtained, but the arithmetic processing itself is complicated. In the second embodiment, a method for efficiently performing the arithmetic processing as described above will be described.

期間Ｔ１の数１２及び期間Ｔ２の数１４を計算する際、ｓｉｎγおよびｃｏｓγの係数は、セクタ番号ｎに応じた数値として、事前に設定することができ、これを表２に示す。
When calculating the number 12 of the period T1 and the number 14 of the period T2, the coefficients of sin γ and cos γ can be set in advance as numerical values corresponding to the sector number n, which are shown in Table 2.

表２の結果を利用して、数１２のＴ１および数１４のＴ２を計算して、各セクタにおけるスイッチングパターンを演算した結果を、表３のようにまとめることができる。なお、係数Ｋについて、Ｔｓはスイッチング期間、｜Ｖ｜は電圧ベクトル絶対値、Vdcはインバータの直流電圧である。 Using the results of Table 2, T1 of Equation 12 and T2 of Equation 14 are calculated, and the results of calculating the switching pattern in each sector can be summarized as shown in Table 3. For the coefficient K, Ts is the switching period, | V | is the voltage vector absolute value, and Vdc is the DC voltage of the inverter.

表３に示すようなスイッチングパターンＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５およびＳ６を計算する場合、三角関数は正弦関数で統一されており、各セクタにおいて、角度の変換の範囲が６０°以内に限定されているため、予め記憶すべき正弦関数テーブルは限定されるから、演算結果を記憶しているメモリの規模を削減することができる利点を有する。例えば、セクタ番号１（ｎ＝１）においては、回転角γの変化する範囲は、０°≦γ＜６０°である。その際、（γ＋π／３）および（γ＋２π／３）が変化する範囲は、それぞれ６０°≦（γ＋π／３）＜１２０°、１２０°≦（γ＋２π／３）＜１８０°であるから、セクタ番号１（ｎ＝１）のときに使用する正弦関数は、限られた６０°〜１８０°（π／３〜π）の範囲における正弦関数テーブルを予め用意すれば十分であるから、正弦関数テーブルのメモリ容量の削減することができ、正弦関数テーブルを参照することによって、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算し得るという利点を有する。 When calculating the switching patterns S1, S2, S3, S4, S5 and S6 as shown in Table 3, the trigonometric functions are unified with a sine function, and the range of angle conversion is limited to within 60 ° in each sector. Therefore, since the sine function table to be stored in advance is limited, there is an advantage that the scale of the memory storing the calculation result can be reduced. For example, in the sector number 1 (n = 1), the range in which the rotation angle γ changes is 0 ° ≦ γ <60 °. At this time, the ranges in which (γ + π / 3) and (γ + 2π / 3) change are 60 ° ≦ (γ + π / 3) <120 ° and 120 ° ≦ (γ + 2π / 3) <180 °, respectively. As the sine function used when 1 (n = 1), it is sufficient to prepare a sine function table in a limited range of 60 ° to 180 ° (π / 3 to π) in advance. The memory capacity can be reduced, and the switching patterns S1 to S6 can be calculated quickly and easily by referring to the sine function table.

また、実装に際して、スイッチング周期Ｔｓを従来の３角波キャリア比較方式に用いられる３角波キャリアの周期程度に設定することは容易に行うことができるから、表３の示すスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６は、従来の３角波比較方式と同様のデューティ比を発生することができ、すなわち３角波比較方式と同等のモータ制御をすることができる。また、スイッチング周期Ｔｓの逆数、すなわちその周波数に関して、従来の３角波キャリア比較方式に用いられる３角波キャリアの周波数に照らして、例えば、数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚとしても良い。 In addition, when mounting, it is easy to set the switching period Ts to about the period of the triangular wave carrier used in the conventional triangular wave carrier comparison method. Therefore, the switching patterns S1 to S6 shown in Table 3 are: The same duty ratio as that of the conventional triangular wave comparison method can be generated, that is, motor control equivalent to that of the triangular wave comparison method can be performed. Further, the reciprocal of the switching period Ts, that is, the frequency thereof may be set to, for example, several kHz to 20 kHz in light of the frequency of the triangular wave carrier used in the conventional triangular wave carrier comparison method.

また、正弦関数テーブルについては、数８のようにα−β座標系からｄ−ｑ座標系に座標変換する際、また数８とは逆のｄ−ｑ座標系からα−β座標系に座標変換する際に使用する０≦θ＜π／２の範囲の正弦関数テーブルを利用すれば、正弦関数テーブルに使用するメモリ容量をさらに削減することができる。 As for the sine function table, when the coordinate conversion is performed from the α-β coordinate system to the dq coordinate system as shown in Equation 8, the coordinate from the dq coordinate system opposite to Equation 8 to the α-β coordinate system is used. If the sine function table in the range of 0 ≦ θ <π / 2 used for conversion is used, the memory capacity used for the sine function table can be further reduced.

また、表３の各セクタにおけるスイチングパターンにおいて、セクタ１とセクタ４、セクタ２とセクタ５、セクタ３とセクタ６は全く同じ計算式を使っていることがわかる。このため、セクタ１とセクタ４、セクタ２とセクタ５、セクタ３とセクタ６を同じ計算式とすることも可能となるため、例えば、セクタ１とセクタ４は同じ処理をすれば良く、処理の簡略化をすることができる。また、例えばセクタ１において、数１５のような正弦関数を考えると、ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、モータ電気角から決定され、数５または数８においても使用しているため、この場合は既にルックアップテーブルにより求められていることになるので、定数とみなすことができる。
In addition, in the switching pattern in each sector of Table 3, it can be seen that sector 1 and sector 4, sector 2 and sector 5, sector 3 and sector 6 use exactly the same calculation formula. For this reason, sector 1 and sector 4, sector 2 and sector 5, sector 3 and sector 6 can be set to the same calculation formula. For example, sector 1 and sector 4 may be processed in the same way. Simplification can be made. For example, in the sector 1, when considering a sine function such as Equation 15, sin θ and cos θ are determined from the motor electrical angle and are also used in Equation 5 or Equation 8, and in this case, the lookup table has already been obtained. Therefore, it can be regarded as a constant.

この場合は、数１５は定数ａ、ｂを用いて、ａ・ｓｉｎδ＋ｂ・ｃｏｓδとすることができる。ここで、図２の２０、２１および２２の関係より、Ｖｓｉｎδ＝ｖｑ、Ｖｃｏｓδ＝−ｖｄのように変形することで、更に簡単にスイッチングパターンを計算することもできる。
In this case, Expression 15 can be set to a · sin δ + b · cos δ using constants a and b. Here, based on the relationship of 20, 21, and 22 in FIG. 2, it is possible to calculate the switching pattern more simply by modifying it as Vsin δ = vq, Vcos δ = −vd.

１０ロータ（回転子）
１１ステータのＵ相コイル
１２ステータのＶ相コイル
１３ステータのＷ相コイル
２０電流ベクトルｉｄｑ
２１ｄ軸電流成分のｉｄ
２２ｑ軸電流成分のｉｑ
３０電動パワーステアリング制御装置
３１モータ
３２３相２相変換
３３ａ加算器
３３ｂ加算器
３４ａｄ軸ＰＩ制御
３４ｂｑ軸ＰＩ制御
３５非干渉制御
３６ａ加算器
３６ｂ減算器
３７空間ベクトル変調
４０埋込磁石同期モータ
４１インバータ
４２ａ電流センサ、
４２ｂ電流センサ
４３回転角検出部
４４回転速度検出部
６１ａ乗算器
６１ｂ乗算器
６２Ｌｑ比例ゲイン
６３Ｌｄ比例ゲイン
６４ φａ比例ゲイン
６５加算器
10 Rotor
11 Stator U-phase coil 12 Stator V-phase coil 13 Stator W-phase coil 20 Current vector idq
21 d-axis current component id
22 iq of q-axis current component
30 electric power steering control device 31 motor 32 three-phase two-phase conversion 33a adder 33b adder 34a d-axis PI control 34b q-axis PI control 35 non-interference control 36a adder 36b subtractor 37 space vector modulation 40 embedded magnet synchronous motor 41 Inverter 42a Current sensor,
42b Current sensor 43 Rotation angle detector 44 Rotation speed detector 61a Multiplier 61b Multiplier 62 Lq proportional gain 63 Ld proportional gain 64 φa proportional gain 65 Adder

Claims

インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御装置において、
前記交流モータのＵ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルに流す電流を制御する制御端子を備えた６つのスイッチ素子を含む前記インバータを有し、前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出するモータ部と、
前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換する３相／２相変換と、
ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御と、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御と、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成する非干渉制御と、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、目標電圧ベクトルＶを決定し、
π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、
前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、
前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、
前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、
前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、
前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、
前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、
前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、
前記目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、
前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、
サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、
第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、
前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、
前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、
前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、
前記モータ部に前記スイッチングパターンを供給する空間ベクトル変調と、を備えることで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。 In the electric power steering control device that controls the AC power supplied from the inverter to the AC motor,
The AC motor includes the inverter including six switch elements having control terminals for controlling currents flowing in the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil of the AC motor, and the U-phase current and the V-phase current of the AC motor. And a motor unit that calculates a rotation angle θ and a rotation angular velocity ω based on data of a sensor that detects an angle of the AC motor;
Three-phase / two-phase conversion for coordinate-converting the U-phase current and the V-phase current into a d-axis measurement current and a q-axis measurement current based on the rotation angle θ,
d-axis PI control for calculating a d- axis voltage command value based on a d-axis current command value and a d-axis current deviation calculated based on the d-axis measurement current;
q-axis PI control for calculating a q-axis voltage command value based on a q-axis current command value and a q-axis current deviation calculated based on the q-axis measurement current;
Non-interference control that generates a d-axis compensation term and a q-axis compensation term based on the d-axis measurement current, the q- axis measurement current, and the rotation angle θ;
A corrected d-axis voltage command value calculated based on the d-axis voltage command value and the d-axis compensation term, and a corrected q value calculated based on the q-axis voltage command value and the q-axis compensation term. Based on the shaft voltage command value, the target voltage vector V is determined,
Six non-zero voltage vectors having different phases by π / 3 [rad] are V1, V2, V3, V4, V5, and V6, respectively, and the zero voltage vectors are V0 and V7.
V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6 and V7 constitute a reference output voltage vector,
A first region sandwiched between the V1 and the V2 adjacent to the V1 is a sector 1,
A second region sandwiched between the V2 and the V3 adjacent to the V2 is defined as a sector 2,
A third region sandwiched between the V3 and the V4 adjacent to the V3 is a sector 3,
A fourth region sandwiched between the V4 and the V5 adjacent to the V4 is a sector 4,
A fifth region sandwiched between V5 and V6 adjacent to V5 is referred to as sector 5,
A sixth region sandwiched between the V6 and the V1 adjacent to the V6 is defined as a sector 6,
A sector number n is determined according to whether the target voltage vector V belongs to the sector 1, the sector 2, the sector 3, the sector 4, the sector 5, or the sector 6 ,
If the target voltage vector V belongs to the sector 1, the sector number n is determined as 1,
If the target voltage vector V belongs to the sector 2, the sector number n is determined as 2,
If the target voltage vector V belongs to the sector 3, the sector number n is determined to be 3,
If the target voltage vector V belongs to the sector 4, the sector number n is determined to be 4,
If the target voltage vector V belongs to the sector 5, the sector number n is determined to be 5,
If the target voltage vector V belongs to the sector 6, the sector number n is determined to be 6,
Based on the phase δ obtained from the relationship between the rotation angle θ of the rotor from the AC motor, the corrected d-axis voltage command value, and the corrected q-axis voltage command value, the stationary coordinates of the target voltage vector V Calculate the rotation angle γ in the system ,
Sampling period, absolute value of the target voltage vector V, and DC voltage of the inverter are Ts, | V |, and Vdc, respectively.
The 0th period, the 1st period, and the 2nd period are T0, T1, and T2, respectively.
The sum of T0, T1, and T2 is the Ts that is the sampling period,
The sector number n and the rotation angle gamma, and the being the sampling period Ts, the target voltage absolute value a is the command vector | V |, and on the basis of the Vdc is a DC voltage of the inverter, the T0 , T1 and T2 are calculated,
Based on the T0, the T1, and the T2, a switching pattern including control signals for controlling the six switch elements of the inverter is generated.
An electric power steering control device that performs vector control of the AC motor by including space vector modulation that supplies the switching pattern to the motor unit.

請求項１に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γを用いて、規定された前記サンプリング期間Ｔｓに、
および
を用いて算出された期間の前記Ｔ１および前記Ｔ２に基づいて算出されたスイッチングパルス幅とその出力タイミングに変換された前記スイッチングパターンを、次のサンプリング期間Ｔｓに、前記スイッチングパターンを出力することで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。 In the electric power steering control device according to claim 1,
The space vector modulation is performed using the sector number n and the rotation angle γ during the specified sampling period Ts.
and
The switching pattern which has been converted calculated switching pulse width to the output timing based on the T1 and the T2 of the calculated time period with, the next sampling period Ts, by outputting the switching pattern An electric power steering control device for performing vector control of the AC motor.

請求項２に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記空間ベクトル変調は、前記セクタ番号ｎに対応した、角度の定義域の範囲に限定された正弦関数テーブルを記憶する記憶部を備えることで、該記憶部のメモリ容量を削減することができ、前記正弦関数テーブルを参照することによって、前記スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を迅速かつ簡便に演算して、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御装置。 In the electric power steering control device according to claim 2,
The space vector modulation includes a storage unit that stores a sine function table corresponding to the sector number n and limited to a range of an angular domain, thereby reducing the memory capacity of the storage unit, An electric power steering control device that calculates the switching patterns S1 to S6 quickly and simply by referring to the sine function table and performs vector control of the AC motor.

請求項３に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記セクタ番号ｎ対応した、前記角度の定義域の範囲ψを、π／３≦ψ＜π[ｒａｄ]とする電動パワーステアリング制御装置。
In the electric power steering control device according to claim 3,
An electric power steering control device in which a range ψ of the angle definition region corresponding to the sector number n is set to π / 3 ≦ ψ <π [rad].

請求項２ないし請求項４のうちいずれか１項に記載の電動パワーステアリング制御装置において、
前記サンプリング期間の逆数であるサンプリング周波数を１０ｋＨｚ以上と設定することで、３角波キャリア比較方式が発生するデューティ比と同等のデューティ比を発生できるモータ制御を行うことができる電動パワーステアリング制御装置。 In the electric power steering control device according to any one of claims 2 to 4,
An electric power steering control apparatus capable of performing motor control capable of generating a duty ratio equivalent to a duty ratio generated by a triangular wave carrier comparison method by setting a sampling frequency that is the reciprocal of the sampling period to 10 kHz or more.

インバータから交流モータへ供給される交流電力を制御する電動パワーステアリング制御方法において、
前記交流モータのＵ相電流、およびＶ相電流を検出し、前記交流モータの角度を検出するセンサのデータに基づいて、回転角θおよび回転角速度ωを算出し、
前記回転角θに基づいて、前記Ｕ相電流、および前記Ｖ相電流をｄ軸測定電流およびｑ軸測定電流に座標変換し、
ｄ軸電流指令値および前記ｄ軸測定電流に基づいて算出されたｄ軸電流偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値を算出し、
ｑ軸電流指令値および前記ｑ軸測定電流に基づいて算出されたｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電圧指令値を算出し、
前記ｄ軸測定電流、前記ｑ軸測定電流、および前記回転角θに基づいて、ｄ軸補償項、およびｑ軸補償項を生成し、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｄ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｄ軸電圧指令値、および前記ｑ軸電圧指令値と前記ｑ軸補償項に基づいて、算出された補正後ｑ軸電圧指令値に基づいて、前記目標電圧ベクトルＶを決定し、
π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる６つの非零電圧ベクトルを、それぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６とし、零電圧ベクトルをＶ０及びＶ７とし、
前記Ｖ０、前記Ｖ１、前記Ｖ２、前記Ｖ３、前記Ｖ４、前記Ｖ５、前記Ｖ６及び前記Ｖ７で基準出力電圧ベクトルを構成し、
前記Ｖ１と、前記Ｖ１と隣接する前記Ｖ２とに挟まれた第１領域をセクタ１とし、
前記Ｖ２と、前記Ｖ２と隣接する前記Ｖ３とに挟まれた第２領域をセクタ２とし、
前記Ｖ３と、前記Ｖ３と隣接する前記Ｖ４とに挟まれた第３領域をセクタ３とし、
前記Ｖ４と、前記Ｖ４と隣接する前記Ｖ５とに挟まれた第４領域をセクタ４とし、
前記Ｖ５と、前記Ｖ５と隣接する前記Ｖ６とに挟まれた第５領域をセクタ５とし、
前記Ｖ６と、前記Ｖ６と隣接する前記Ｖ１とに挟まれた第６領域をセクタ６とし、
目標電圧ベクトルＶが、前記セクタ１、前記セクタ２、前記セクタ３、前記セクタ４、前記セクタ５又は前記セクタ６のいずれに属するかに従って、セクタ番号ｎが決定され、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ１に属していれば、前記セクタ番号ｎを１と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ２に属していれば、前記セクタ番号ｎを２と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ３に属していれば、前記セクタ番号ｎを３と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ４に属していれば、前記セクタ番号ｎを４と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ５に属していれば、前記セクタ番号ｎを５と判定し、
前記目標電圧ベクトルＶが前記セクタ６に属していれば、前記セクタ番号ｎを６と判定し、
前記交流モータからの回転子の前記回転角θ、前記補正後ｄ軸電圧指令値、及び前記補正後ｑ軸電圧指令値の関係から得られる位相δに基づいて、前記目標電圧ベクトルＶの静止座標系における回転角γを算出し、
サンプリング期間、前記目標電圧ベクトルＶの絶対値、及び前記インバータの直流電圧を、それぞれＴｓ、｜Ｖ｜及びＶｄｃとし、
第０期間、第１期間、及び第２期間を、それぞれＴ０、Ｔ１、及びＴ２とし、
前記Ｔ０、前記Ｔ１及び前記Ｔ２の合計が、前記サンプリング期間である前記Ｔｓとし、
前記セクタ番号ｎおよび前記回転角γ、並びに前記サンプリング期間である前記Ｔｓ、前記目標電圧指令ベクトルの絶対値である前記｜Ｖ｜、及び前記インバータの直流電圧である前記Ｖｄｃに基づいて、前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２を算出し、
前記Ｔ０、前記Ｔ１、及び前記Ｔ２に基づいて、前記インバータの前記６つのスイッチ素子を制御する制御信号から成るスイッチングパターンを生成し、モータ部に前記スイッチングパターンを供給することで、前記交流モータのベクトル制御を行う電動パワーステアリング制御方法。 In the electric power steering control method for controlling the AC power supplied from the inverter to the AC motor,
Detecting a U-phase current and a V-phase current of the AC motor, and calculating a rotation angle θ and a rotation angular velocity ω based on data of a sensor that detects an angle of the AC motor,
Based on the rotation angle θ, the U-phase current and the V-phase current are coordinate-converted into a d-axis measurement current and a q-axis measurement current,
a d-axis voltage command value is calculated based on the d-axis current command value and the d-axis current deviation calculated based on the d-axis measurement current;
Based on the q-axis current command value and the q-axis current deviation calculated based on the q-axis measurement current, a q-axis voltage command value is calculated,
Based on the d-axis measurement current, the q- axis measurement current, and the rotation angle θ, a d-axis compensation term and a q-axis compensation term are generated,
A corrected d-axis voltage command value calculated based on the d-axis voltage command value and the d-axis compensation term, and a corrected q value calculated based on the q-axis voltage command value and the q-axis compensation term. Based on the shaft voltage command value, the target voltage vector V is determined,
Six non-zero voltage vectors having different phases by π / 3 [rad] are V1, V2, V3, V4, V5, and V6, respectively, and the zero voltage vectors are V0 and V7.
V0, V1, V2, V3, V4, V5, V6 and V7 constitute a reference output voltage vector,
A first region sandwiched between the V1 and the V2 adjacent to the V1 is a sector 1,
A second region sandwiched between the V2 and the V3 adjacent to the V2 is defined as a sector 2,
A third region sandwiched between the V3 and the V4 adjacent to the V3 is a sector 3,
A fourth region sandwiched between the V4 and the V5 adjacent to the V4 is a sector 4,
A fifth region sandwiched between V5 and V6 adjacent to V5 is referred to as sector 5,
A sixth region sandwiched between the V6 and the V1 adjacent to the V6 is defined as a sector 6,
The sector number n is determined according to whether the target voltage vector V belongs to the sector 1, the sector 2, the sector 3, the sector 4, the sector 5 or the sector 6 ,
If the target voltage vector V belongs to the sector 1, the sector number n is determined as 1,
If the target voltage vector V belongs to the sector 2, the sector number n is determined as 2,
If the target voltage vector V belongs to the sector 3, the sector number n is determined to be 3,
If the target voltage vector V belongs to the sector 4, the sector number n is determined to be 4,
If the target voltage vector V belongs to the sector 5, the sector number n is determined to be 5,
If the target voltage vector V belongs to the sector 6, the sector number n is determined to be 6,
Based on the phase δ obtained from the relationship between the rotation angle θ of the rotor from the AC motor, the corrected d-axis voltage command value, and the corrected q-axis voltage command value, the stationary coordinates of the target voltage vector V Calculate the rotation angle γ in the system ,
Sampling period, absolute value of the target voltage vector V, and DC voltage of the inverter are Ts, | V |, and Vdc, respectively.
The 0th period, the 1st period, and the 2nd period are T0, T1, and T2, respectively.
The sum of T0, T1, and T2 is the Ts that is the sampling period,
Based on the sector number n and the rotation angle γ, the sampling period Ts, the absolute value of the target voltage command vector | V |, and the inverter DC voltage Vdc , T1 and T2 are calculated,
Based on the T0, the T1, and the T2, a switching pattern including a control signal for controlling the six switch elements of the inverter is generated, and the switching pattern is supplied to the motor unit, whereby the AC motor Electric power steering control method for performing vector control.

請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング制御装置を用いた電動パワーステアリング装置。 An electric power steering equipment using the electric power steering control apparatus according to any one of claims 1 to 5.

請求項７に記載の電動パワーステアリング装置を搭載した車両。A vehicle equipped with the electric power steering device according to claim 7.