JP2013172550A - Motor controller and three-phase voltage command generating method of motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、初段の指令値としてベクトル制御のｄ軸，ｑ軸電流指令を与え、それらの指令を３相電流指令に変換してから３相電圧指令を生成し、電力変換器を介してモータに３相交流を出力するモータ制御装置及びモータの３相電圧指令生成方法に関する。 In the embodiment of the present invention, vector-controlled d-axis and q-axis current commands are given as first-stage command values, these commands are converted into three-phase current commands, and then a three-phase voltage command is generated. The present invention relates to a motor control device that outputs a three-phase alternating current to a motor and a motor three-phase voltage command generation method.
現在、家電や車載用途に適用されるモータは一般的に永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）であることが多く、永久磁石同期モータは３相の正弦波電流によって駆動されている。また、モータを駆動する制御方式としては、ベクトル制御が広く使用されている。ベクトル制御の場合、モータの検出電流やインバータ（電力変換器）の出力は３相であり、フィードバック制御系はｄｑ軸の２相である。したがって、２相／３相座標変換部で再び２相から３相に逆変換してモータを駆動制御する必要があり、２相／３相変換及び３相／２相変換が混在している。 Currently, motors applied to home appliances and in-vehicle applications are generally permanent magnet synchronous motors (PMSM), and the permanent magnet synchronous motor is driven by a three-phase sine wave current. Vector control is widely used as a control method for driving a motor. In the case of vector control, the detected current of the motor and the output of the inverter (power converter) are three phases, and the feedback control system is two phases of the dq axis. Therefore, it is necessary to reversely convert from the 2-phase to the 3-phase again in the 2-phase / 3-phase coordinate conversion unit to control the drive of the motor, and the 2-phase / 3-phase conversion and the 3-phase / 2-phase conversion are mixed.
ここで、理想的な２軸の駆動制御に対して、外乱や誤差については３相部分に起因する様々な問題がある。例えばインバータのスイッチング制御において上下アームのスイッチング素子を同時にオフするデッドタイムがある。デッドタイムを設けたスイッチングパターンにより発生するモータ電流には、スイッチング過渡状態の非線形要素が含まれることになる。また、モータ電流を検出する検出素子の誤差や、モータの巻線抵抗、インダクタンス、磁束のばらつきなども３相，２相間の問題として挙げられる。 Here, with respect to the ideal two-axis drive control, there are various problems due to the three-phase portion in terms of disturbances and errors. For example, there is a dead time in which the switching elements of the upper and lower arms are simultaneously turned off in the inverter switching control. The motor current generated by the switching pattern provided with the dead time includes a nonlinear element in a switching transient state. Further, errors in the detection element for detecting the motor current, motor winding resistance, inductance, variation in magnetic flux, and the like can be cited as problems between the three phases and the two phases.
例えばＵ相電流Ｉｕに発生する誤差ＨＡ、フィードバック系の３相／２相変換部におけるｄｑ軸変換により、ｄ軸電流成分Ｉｄ及びｑ軸電流成分Ｉｑに含有されてしまう。そのため、電流成分Ｉｄ，Ｉｑに基づいて電流制御が行われ、ＰＩ（比例積分）制御等を経てインバータへの指令値Ｖｄ及びＶｑが算出され、更に２相／３相変換部でｄ相及びｑ相からＵＶＷ相に逆変換され、３相の指令値が算出される。 For example, the error HA generated in the U-phase current Iu is included in the d-axis current component Id and the q-axis current component Iq due to the dq-axis conversion in the three-phase / two-phase conversion unit of the feedback system. Therefore, current control is performed based on the current components Id and Iq, and the command values Vd and Vq to the inverter are calculated through PI (proportional integration) control and the like, and the d-phase and q-phase are converted by the 2-phase / 3-phase converter. The phase is inversely converted to the UVW phase, and the command value for the three phases is calculated.
このような制御プロセスにより、当初はＵ相電流Ｉｕのみに含まれていた誤差要素が、ｄｑ軸変換，ｄｑ／ＵＶＷ変換によってインバータの指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに拡散され、Ｕ相のみならずＶ相及びＷ相の指令値にも非線形要素が含まれてしまう。つまり、モータを３相で駆動しているにも拘わらず、フィードバックの電流制御を２相で演算し、２相で決定された指令値Ｖｄ、Ｖｑを形式的に３相指令値に変換して制御することで非線型要素が拡散し、結果として効果的なフィードバックがかからないおそれがある。したがって、前述のような誤差等が発生している場合は、トルクリップルが大きく、モータの駆動騒音が大きくなるという問題がある。このような問題に対して特許文献１では、ｄｑ軸座標系にて電流指令値を作成した後、電流フィードバックループは３相系にするという構成を用いている。 By such a control process, the error element that was originally included only in the U-phase current Iu is diffused to the inverter command values Vu, Vv, and Vw by dq axis conversion and dq / UVW conversion. Non-linear elements are also included in the V-phase and W-phase command values. That is, although the motor is driven in three phases, the feedback current control is calculated in two phases, and the command values Vd and Vq determined in the two phases are formally converted into three-phase command values. By controlling, non-linear elements may diffuse, and as a result, effective feedback may not be applied. Therefore, when the above-described error occurs, there is a problem that the torque ripple is large and the driving noise of the motor is increased. With respect to such a problem, Patent Document 1 uses a configuration in which the current feedback loop is made a three-phase system after the current command value is created in the dq axis coordinate system.
３相電流指令に基づいて３相電圧指令を生成する場合、特許文献１に開示があるように一般にＰＩ制御が用いられる。ＰＩ制御を高周波数の制御帯域に対応させるには、比例ゲインを大きな値に設定する必要があるが、比例ゲインを大きくするとそれに伴い電流に発生するリップルも大きくなる。例えば家電製品の場合、ＰＷＭ周波数が数ｋＨｚ程度であることも多く、電流制御周波数がその数分の１で設定されるとリップルの増大が騒音として認識されることがある。すると、騒音の発生を抑制するため、電流制御周波数をより低く設定せざるを得ず、制御精度が低下してしまう。 When a three-phase voltage command is generated based on a three-phase current command, PI control is generally used as disclosed in Patent Document 1. In order to make PI control correspond to a high frequency control band, it is necessary to set the proportional gain to a large value. However, if the proportional gain is increased, the ripple generated in the current increases accordingly. For example, in the case of home appliances, the PWM frequency is often about several kHz, and when the current control frequency is set to a fraction thereof, an increase in ripple may be recognized as noise. Then, in order to suppress generation | occurrence | production of noise, a current control frequency must be set lower, and control accuracy will fall.
そこで、制御に含まれるばらつきや非線形要素を各相に分離した状態で制御する際に、制御帯域が低い場合でも制御精度を低下させることなく、モータのトルクリップルや騒音を低減できるモータ制御装置及びモータの３相電圧指令生成方法を提供する。 Therefore, when controlling in a state where variations and nonlinear elements included in the control are separated into each phase, a motor control device capable of reducing torque ripple and noise of the motor without reducing control accuracy even when the control band is low, and A method for generating a three-phase voltage command for a motor is provided.
実施形態のモータ制御装置によれば、位置検出部によりロータの回転位置を検出し、電流検出部によりモータの相電流を検出する。ｄｑ軸指令値出力部が、制御指令に応じて、ベクトル制御におけるｄｑ軸電流指令値を出力すると、指令値座標変換部は、そのｄｑ軸電流指令値を、ロータの回転位置に基づいて３相座標系の３相電流指令値に変換する。電圧指令生成部は、電流検出部により検出される３相電流との偏差についてＰＩ制御演算を行った結果と、前記偏差について、前記ロータの回転位置に応じて変動する補正値を乗じた結果とを加算して３相電圧指令を生成する。 According to the motor control apparatus of the embodiment, the rotational position of the rotor is detected by the position detection unit, and the phase current of the motor is detected by the current detection unit. When the dq-axis command value output unit outputs the dq-axis current command value in vector control in accordance with the control command, the command value coordinate conversion unit converts the dq-axis current command value into the three-phase based on the rotational position of the rotor. Convert to coordinate system 3-phase current command value. The voltage command generation unit performs a PI control calculation on the deviation from the three-phase current detected by the current detection unit, and a result obtained by multiplying the deviation by a correction value that varies according to the rotational position of the rotor. Are added to generate a three-phase voltage command.
以下、一実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。例えばブラシレスＤＣモータである永久磁石同期モータ（以下、単にモータと称す）１には、ロータの回転位置を検出するための位置センサ（例えば、ホールＩＣやロータリエンコーダなど）２が取り付けられている。位置検出部３は、位置センサ２（位置検出部）が出力する位置信号に基づいて電気角θｅ，回転数ωｅを検出し、出力する。
Hereinafter, an embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a functional block diagram showing the configuration of the motor control device. For example, a permanent magnet synchronous motor (hereinafter simply referred to as a motor) 1 that is a brushless DC motor is provided with a position sensor (for example, a Hall IC or a rotary encoder) 2 for detecting the rotational position of the rotor. The
回転数指令ωref（制御指令）は、上記の制御装置により与えられ、減算器４は、回転数指令ωrefと、位置検出部３より出力される回転数ωｅとの減算結果である回転数偏差ωdevをＰＩ制御部５に出力する。尚、減算器４及びＰＩ制御部５は、回転数制御部６（ｄｑ軸指令値出力部）を構成している。ＰＩ制御部５は、回転数偏差ωdevに対してＰＩ制御演算を行うことでｑ軸電流指令Ｉqrefを生成し、２相／３相変換部７（指令値座標変換部）に出力する、また、２相／３相変換部７には、後述する出力電圧飽和補償部８（ｄｑ軸指令値出力部）によって生成されるｄ軸電流指令Ｉdrefが入力される。
The rotational speed command ωref (control command) is given by the control device, and the
２相／３相変換部７には電気角θｅが入力されており、２相／３相変換部７は電気角θｅに基づいて、ｄ，ｑ軸電流指令Ｉdref、Ｉqrefを３相電流指令Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefに変換すると、それらを減算器９ｕ，９ｖ，９ｗに出力する。また、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗには、後述する３相電流選択部１０を介して与えられる３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが入力されており、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗは、３相電流指令Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefと、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの差Ｉudev，Ｉvdev，Ｉwdevを電圧指令生成部１１に出力する。
An electrical angle θe is input to the two-phase / three-phase converter 7, and the two-phase / 3-phase converter 7 converts the d and q-axis current commands Idref and Iqref to the three-phase current command Iuref based on the electrical angle θe. , Ivref, Iwref are output to the
電圧指令生成部１１は、上記電流の差Ｉudev，Ｉvdev，Ｉwdevに基づいて正弦波状の交流電圧を出力するように３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、出力電圧飽和補償部８及びＰＷＭ波形形成部１２に出力する。ＰＷＭ波形形成部１２は、３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて３相ＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を生成し、インバータ回路１３（電力変換器）に出力する。インバータ回路１３は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を３相ブリッジ接続して構成されており、各相出力端子は、モータ１の各相巻線に接続されている。
The
電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ（電流検出部）は、インバータ回路１３の各相出力端子とモータ１の各相巻線との間に介挿されているように図示している。実際の電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１４ｗは、インバータ回路１３の下アーム側に挿入されるシャント抵抗であり、図示の都合上電流センサのようなイメージで示している。電流検出器１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにより検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、Ａ／Ｄ変換部１５を介してＡ／Ｄ変換されて３相電流選択部１０（制御相選択部）に出力される。
The
電流検出器１４はシャント抵抗であるため、ＰＷＭ制御によるインバータ回路１３のスイッチングパターンによっては、３相全ての電流が検出できない場合がある。そこで、３相電流選択部１０は、電流検出器１４により検出できた相の電流だけを減算器９に出力する。また、３相電流選択部１０は、３相電流のうち、電流検出器１４により直接検出できた２相，又は直接検出できなかった１相が何れであるかを示す信号（相電流制御選択指令）を電圧指令生成部１１に出力する。電圧指令生成部１１は、前記信号を受けて、電圧指令を、先ず直接検出できた２相の電流に対応するものだけについて演算する。そして、直接検出できなかった１相については、上記２相に対応する電圧指令から演算により間接的に求めるようにする。
Since the current detector 14 is a shunt resistor, the current of all three phases may not be detected depending on the switching pattern of the
出力電圧飽和補償部８は、インバータ回路１３に入力される駆動用の直流電源電圧Ｖdcのレベルをモニタしている。そして、上記電源電圧Ｖｄｃと、電圧指令生成部１１より入力される３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとを比較し、３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づきインバータ回路１３が出力する交流電圧振幅が、電源電圧Ｖdcを超えて波形が歪むことを防止するようにｄ軸電流指令Ｉdfrefを２相／３相変換部７に出力する。ｄ軸電流指令Ｉdfrefは、交流電圧振幅が歪むおそれがない限りゼロに設定されるが、３相電圧指令値の差電圧である線間電圧振幅がＶdcの一定割合に達すると、負の値に設定されて（制御指令）いわゆる進角制御（弱め磁束制御）が行われる。
The output voltage saturation compensation unit 8 monitors the level of the driving DC power supply voltage Vdc input to the
図２は、電圧指令生成部１１の内部構成を１相分のみ示す機能ブロック図である。電圧指令生成部１１は、ＰＩ演算部２１（ＰＩ制御部），位相補償部２２（位置補正部），加算器２３で構成されている。ＰＩ演算部２１，位相補償部２２には、減算器９による電流の減算結果Ｉdevが入力され、ＰＩ演算部２１では、上記差分Ｉdevに対してＰＩ演算（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）を行う。ここで、
Ｋｐ：比例ゲイン，Ｋｉ：積分ゲイン，ｓ：微分演算子
である。一方、位相補償部２２では、上記差分Ｉdevに対して位相補償演算｛α・ｓｉｎ（θｍ）／ｓ｝を行う。ここで、
α：瞬時位相補償ゲイン
θｍ＝ａｔａｎ（Ｉdfref／Ｉqref）＋θｅ＋θuvw …（１）
である。尚、θuvwは３相電流間の１２０度の位相差を付与するもので、Ｕ相を基準（０度）とするとＶ相の場合は−１２０度、Ｗ相の場合は−２４０度に設定される。そして、加算器２３は、ＰＩ演算部２１，位相補償部２２の演算結果を加算することで電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）を出力する。
FIG. 2 is a functional block diagram showing the internal configuration of the
Kp: proportional gain, Ki: integral gain, s: differential operator. On the other hand, the
α: instantaneous phase compensation gain θm = atan (Idfref / Iqref) + θe + θuvw (1)
It is. Θuvw gives a phase difference of 120 degrees between the three-phase currents. If the U phase is the reference (0 degree), it is set to -120 degrees for the V phase and -240 degrees for the W phase. The
すなわち、電圧指令生成部１１より出力される電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）は、次式により表わされる。
Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）＝Ｉdev・（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）
＋Ｉdev・｛α・ｓｉｎ（θｍ）／ｓ｝ …（２）
以上の構成において、インバータ回路１３を除く構成部分は、ＭＣＵ（Micro Control Unit）が実行するソフトウェア処理により実現されている。ＭＣＵは、その他、入出力ポート、シリアル通信回路、上述したＰＷＭ制御を行うためのタイマなどを備えている。
That is, the voltage command V (u, v, w) output from the voltage
V (u, v, w) = Idev. (Kp + Ki / s)
+ Idev · {α · sin (θm) / s} (2)
In the above configuration, the components other than the
次に、本実施形態の作用について図３を参照して説明する。電流指令値について２相／３相変換を行うことによる作用については、特許文献１と同様であり、電圧指令生成部１１の作用を中心に説明する。電圧指令生成部１１では、図２及び（２）式で示すように、ＰＩ演算部２１の演算結果に対して、位相補償部２２による位相，ロータの回転位置θeに応じた電圧指令をフィードフォワード的に重畳している。つまり、フィードフォワード制御により位相θeに対する応答の大部分を補償した上で、補償しきれない僅かな制御量をＰＩ制御で埋めるような作用となる。この位相補償部２２の効果について、従来のＰＩ制御のみの場合と比較し説明する。
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. The action of performing the two-phase / three-phase conversion on the current command value is the same as that of Patent Document 1, and the action of the
ＰＩ制御の場合、その比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉの値や、制御ループのサンプリング周波数（電流制御周波数）によって制御対象の制御帯域が決定される。このため、例えばモータを高速で回転させる際に、制御帯域が電流指令値に対し充分でない場合が考えられる。図３（ａ）は、ある周波数についてＰＩ制御のみ行った場合のＵ相電流指令値Ｉuref（実線）とＵ相電流Ｉｕ（破線）との関係を示している。正弦波状に変化する指令値Ｉurefに対して実際の電流Ｉｕが追従できず、遅れが生じている。 In the case of PI control, the control band to be controlled is determined by the values of the proportional gain Kp and the integral gain Ki and the sampling frequency (current control frequency) of the control loop. For this reason, for example, when the motor is rotated at a high speed, the control band may not be sufficient for the current command value. FIG. 3A shows the relationship between the U-phase current command value Iuref (solid line) and the U-phase current Iu (broken line) when only PI control is performed for a certain frequency. The actual current Iu cannot follow the command value Iuref that changes in a sine wave shape, resulting in a delay.
ベクトル制御におけるｄｑ軸の電流制御では、電流指令が直流値であるため、過渡状態を除けばモータを高速で回転させる場合でも問題が発生し難いが、３相電流制御をＰＩ制御のみで行うと、制御帯域によってはこのような制御遅れが発生する。そこで、位相補償部２２は、ロータの回転位置θｅに応じた相電流指令値Ｉurefの変化に対して、位置θｅに応じた出力を、（２）式右辺第２項で、位相θeに応じたｓｉｎ（θｍ）（補正値）に比例して加えることで補償している。
In dq axis current control in vector control, since the current command is a direct current value, it is difficult to cause a problem even when the motor is rotated at high speed except in a transient state. However, if three-phase current control is performed only by PI control, Depending on the control band, such a control delay occurs. Therefore, the
また、位相θｅは、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に増大している弱め磁束制御時などは進む傾向にあるため、（１）式の右辺第１項で補償している。このように位相θｅに応じた変化を出力にフィードフォワード的に与えることで、制御帯域よりも高い周波数の応答を可能としている（図３（ｂ）参照）。例えば、図３（ａ）に示すＡ点において、位相補償が無い場合、フィードバックの遅れのため電流を＋側に増加させるようＰＩ制御出力が演算されてしまうが、位相補償部２２による制御結果として｛α・ｓｉｎ（θm）／ｓ｝項の出力は電流を−側に増加させるように出力される。この結果、相電圧指令値Ｖｕは、遅延が発生しない方向に補正される。
The phase θe is compensated by the first term on the right side of the equation (1) because the phase θe tends to advance during the flux weakening control in which the d-axis current Id increases in the negative direction. Thus, by giving a change according to the phase θe to the output in a feed-forward manner, a response with a frequency higher than the control band is enabled (see FIG. 3B). For example, if there is no phase compensation at point A shown in FIG. 3A, the PI control output is calculated to increase the current to the + side due to feedback delay, but as a control result by the
また、（２）式における瞬時位相補償ゲインα（補償係数）は、モータ１の回転数ωｅに応じて変化させるようにする。これは、回転数ωｅが低い場合は電気角θｅに応じた電流指令値Ｉrefの変化が小さいため、ＰＩ制御のみでも応答性に問題ないことが多い。しかし、回転数ωｅが上昇すると、それに従い応答性が低下するため、図４に一例を示すように瞬時位相補償ゲインαを増加させることで、位相補償項の寄与を効果的に増加させる。この場合、回転数ωｅに応じて変化させる瞬時位相補償ゲインαを関数で与えたり、データテーブルとしてメモリに保持しておくなどすれば良い。 Further, the instantaneous phase compensation gain α (compensation coefficient) in the equation (2) is changed according to the rotational speed ωe of the motor 1. This is because when the rotational speed ωe is low, the change in the current command value Iref according to the electrical angle θe is small, so that there is often no problem in the response even with the PI control alone. However, as the rotational speed ωe increases, the response decreases accordingly. Therefore, as shown in an example in FIG. 4, the instantaneous phase compensation gain α is increased to effectively increase the contribution of the phase compensation term. In this case, the instantaneous phase compensation gain α that is changed according to the rotational speed ωe may be given as a function, or may be stored in a memory as a data table.
尚、ここまでの説明は、モータ１の電流指令値Ｉrefに、主に回転周波数の１次成分を反映させれば制御が良好になることを前提としている。しかし、モータによっては、誘起電圧やインダクタンスに高次の高調波成分が重畳されるものもあり、このような場合、さらに高い周波数（例えば、５次や７次など）に対する応答が求められる。例えば５次成分が顕著に表れる場合は、（２）式第２項の｛α・ｓｉｎ（θm）／ｓ｝を、
｛α・ｓｉｎ（５・θm）／ｓ｝としたものを、位相補償部２２の機能ブロックとして並列に追加する。すなわち、（２）式に替えて（３）式を用いる。
Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）＝Ｉdev・（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）
＋Ｉdev・｛α・ｓｉｎ（θｍ）／ｓ｝
＋Ｉdev・｛α・ｓｉｎ（５・θｍ）／ｓ｝…（３）
つまり、高次高調波の位相補償も並列して実行する。
The description so far is based on the premise that the control will be good if the primary component of the rotation frequency is mainly reflected in the current command value Iref of the motor 1. However, some motors have high-order harmonic components superimposed on the induced voltage or inductance. In such a case, a response to a higher frequency (for example, the fifth or seventh order) is required. For example, when a quintic component appears remarkably, {α · sin (θm) / s} in the second term of equation (2) is
The component {α · sin (5 · θm) / s} is added in parallel as a functional block of the
V (u, v, w) = Idev. (Kp + Ki / s)
+ Idev · {α · sin (θm) / s}
+ Idev · {α · sin (5 · θm) / s} (3)
That is, phase compensation for higher harmonics is also performed in parallel.
次に、３相電流選択部１０の作用について説明する。一般に３相のモータ制御においては、ｄｑ軸のベクトル制御であっても、３相電流制御であっても３相の電流検出値が必要である。しかし、電流検出器のコストや検出アルゴリズムの制約から２相のみしか検出できない場合がるため、残りの１相は３相電流値の合計がゼロであることから演算にて求めることになる。
すると、上記の演算により誤差が拡大する可能性がある。例えば、実際の電流値が
Ｉｕ＝１０Ａ，Ｉｖ＝−５Ａ，Ｉｗ＝−５Ａであり、いまＵ相，Ｖ相が検出できるが、１Ａの誤差が乗っていることから、Ｉｕ＝１１Ａ，Ｉｖ＝−４Ａで検出したとする。この場合、Ｗ相電流Ｉｗを演算で求めると、Ｉｗ＝−７Ａとなるため、検出できた他の２相に比べて誤差が２倍に増加する。
Next, the operation of the three-phase
Then, there is a possibility that the error is enlarged by the above calculation. For example, the actual current values are Iu = 10A, Iv = −5A, Iw = −5A, and now the U phase and V phase can be detected, but since an error of 1A is present, Iu = 11A, Iv = Suppose that it is detected at -4A. In this case, when the W-phase current Iw is obtained by calculation, Iw = −7 A, and thus the error is doubled compared to the other two phases that can be detected.
このような事態を回避するため、３相電流選択部１０は、電圧指令生成部１１において、電圧指令を直接生成するために使用する相電流を、電流検出器１４（ｕ，ｖ，ｗ）で実際に検出できた２相を指定する信号を出力する。上記の例では、Ｕ相とＶ相のみについて図２に示す機能ブロックにより演算を行う。その結果、得られるのはＵ相とＶ相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖのみであるが、残ったＷ相の電圧指令Ｖｗについては、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖとの合計がゼロであることから演算により求める。このように、実際に検出されている相電流のみを用いることで、電流検出器１４の誤差の影響が他の相へ拡大することが防止される。
In order to avoid such a situation, the three-phase
以上のように本実施形態によれば、モータ制御装置は、位置検出部３によりロータの回転位置θｅを検出し、電流検出器１４によりモータ１の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。回転数制御部６，出力電圧飽和補償部８が、回転数指令ωrefや出力電圧の飽和を回避するための制御指令に応じて、ベクトル制御におけるｄ，ｑ軸電流指令値Ｉdref，Ｉqrefを出力すると、２相／３相変換部７は、ｄｑ軸電流指令値を、ロータの回転位置θｅに基づいて３相座標系の３相電流指令値Ｉuref，Ｉvref，Ｉwrefに変換する。
As described above, according to the present embodiment, the motor control device detects the rotational position θe of the rotor by the
そして、電圧指令生成部１１は、電流検出器１４により検出される３相電流との偏差ＩdevについてＰＩ制御演算を行った結果と、偏差Ｉdevについて、ロータの回転位置θｅに応じて変動する補正値ｓｉｎ（θｍ）を乗じた結果とを加算して３相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成する。これにより、制御帯域が低い制御系においても、電流制御の追従性が良く、トルクリップル及び騒音の少ないモータ駆動制御を実現することができる。
また、位相補償部２２は、演算において補正値ｓｉｎ（θｍ）の重みを決定するための瞬時位相補償ゲインαを使用し、そのゲインαを、モータ１の回転数ωｅと同期して変化させるようにした。したがって、回転数ωｅが上昇することに従い制御応答性が低下することを防止し、位相補償項の寄与を効果的に増加させることができる。
Then, the
The
また、３相電流選択部１０は、３相電流のうち、電流検出器１４により検出できた相の電流について電圧指令を生成させ、電流検出器１４により検出できなかった相の電圧指令については、生成させた電圧指令に基づき演算により生成させるので、電流検出器１４の誤差の影響が他の相へ拡大することを防止できる。この場合、３相電流選択部１０は、ＰＷＭ制御による所定の通電パターンに従って電流の検出相が変化する際に、電流検出器１４により検出された２相について電圧指令を生成させるので、電流検出器１４として３シャント方式の抵抗を用いる場合の誤差を低減できる。
The three-phase
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これらの新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
瞬時位相補償ゲインαを、図４とは異なるパターンで変化させても良い。また、瞬時位相補償ゲインαを、ロータの回転位置と同期して変化させたり、或いは回転数と前記回転位置との双方の変化に応じて変化させても良い。
Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
The instantaneous phase compensation gain α may be changed in a pattern different from that in FIG. The instantaneous phase compensation gain α may be changed in synchronization with the rotational position of the rotor, or may be changed in accordance with changes in both the rotational speed and the rotational position.
また、瞬時位相補償ゲインαを、一定の値にしても良い。この場合、電圧指令生成部１１に推定回転数ωｅを入力する必要はない。
インバータ回路の下アーム側に各相のシャント抵抗を挿入することに替えて、インバータ回路の直流部にシャント抵抗を１つだけ挿入しても良い。但しこの場合、１ＰＷＭ周期内で２相の電流が検出可能となるように、３相ＰＷＭパルスの位相を調整する。
また、例えばＣＴのような電流センサを使用する場合は、２相にのみ配置すれば良い。
更に、電流センサを３相全てに配置する場合には、３相電流選択部１０は不要である。
出力電圧飽和補償部８は、必要に応じて設ければ良い。出力電圧飽和補償部８が不要である場合、ｄ軸電流指令Ｉdrefについては、例えばモータの回転数指令に応じて、低／中回転数領域ではゼロとし、高回転数領域では負の値に設定するように、切り替える構成を配置すれば良い。
位置検出部は、位置センサを使用するものに限らず、例えばモータの誘起電圧を検出して回転位置を推定するものでも良い。すなわち、位置センサレス制御を行う制御装置に適用しても良い。
Further, the instantaneous phase compensation gain α may be a constant value. In this case, it is not necessary to input the estimated rotational speed ωe to the
Instead of inserting a shunt resistor for each phase on the lower arm side of the inverter circuit, only one shunt resistor may be inserted in the DC part of the inverter circuit. However, in this case, the phase of the three-phase PWM pulse is adjusted so that a two-phase current can be detected within one PWM cycle.
For example, when a current sensor such as CT is used, it may be arranged in only two phases.
Furthermore, when the current sensors are arranged in all three phases, the three-phase
The output voltage saturation compensation unit 8 may be provided as necessary. When the output voltage saturation compensator 8 is not required, the d-axis current command Idref is set to zero in the low / medium rpm region and set to a negative value in the high rpm region, for example, according to the motor rpm command. In such a case, a configuration for switching may be arranged.
The position detection unit is not limited to the one using the position sensor, and may be one that estimates the rotational position by detecting the induced voltage of the motor, for example. That is, you may apply to the control apparatus which performs position sensorless control.
図面中、１はモータ、２は位置センサ（位置検出部）、３は位置検出部、６は回転数制御部（ｄｑ軸指令値出力部）、７は２相／３相変換部（指令値座標変換部）、８は出力電圧飽和補償部（ｄｑ軸指令値出力部）、１０は３相電流選択部（制御相選択部）、１１は電圧指令生成部、１３はインバータ回路（電力変換器）、１４は電流検出器（電流検出部）、２１はＰＩ演算部（ＰＩ制御部）、２２は位相補償部（位置補正部）を示す。 In the drawings, 1 is a motor, 2 is a position sensor (position detection unit), 3 is a position detection unit, 6 is a rotation speed control unit (dq axis command value output unit), and 7 is a 2-phase / 3-phase conversion unit (command value). Coordinate conversion unit), 8 an output voltage saturation compensation unit (dq axis command value output unit), 10 a three-phase current selection unit (control phase selection unit), 11 a voltage command generation unit, and 13 an inverter circuit (power converter) , 14 indicates a current detector (current detection unit), 21 indicates a PI calculation unit (PI control unit), and 22 indicates a phase compensation unit (position correction unit).
Claims (5)
前記モータのロータ回転位置を検出する位置検出部と、
前記モータの相電流を検出する電流検出部と、
制御指令に応じて、ベクトル制御におけるｄｑ軸電流指令値を出力するｄｑ軸指令値出力部と、
前記ｄｑ軸電流指令値を、前記ロータの回転位置に基づいて３相座標系の３相電流指令値に変換する指令値座標変換部と、
前記３相電流指令値と、前記電流検出部により検出される３相電流との偏差に応じて、前記電力変換器に出力する３相電圧指令を生成する電圧指令生成部とを備え、
前記電圧指令生成部は、
前記偏差についてＰＩ制御演算を行うＰＩ制御部と、
前記偏差について、前記ロータの回転位置に応じて変動する補正値を乗じる位置補正部とを有し、
前記ＰＩ制御部の演算結果と、前記位置補正部の演算結果とを加算して前記３相電圧指令を生成することを特徴とするモータ制御装置。 A power converter that converts a direct current into a three-phase alternating current by controlling on and off of a plurality of bridge-connected switching elements according to a predetermined energization pattern, and outputs the three-phase alternating current to a motor winding;
A position detector for detecting a rotor rotational position of the motor;
A current detector for detecting a phase current of the motor;
A dq axis command value output unit that outputs a dq axis current command value in vector control in accordance with the control command;
A command value coordinate conversion unit that converts the dq-axis current command value into a three-phase current command value in a three-phase coordinate system based on the rotational position of the rotor;
A voltage command generator that generates a three-phase voltage command to be output to the power converter according to a deviation between the three-phase current command value and the three-phase current detected by the current detector;
The voltage command generator is
A PI control unit that performs a PI control calculation on the deviation;
A position correction unit that multiplies a correction value that varies according to the rotational position of the rotor with respect to the deviation;
The motor control device, wherein the calculation result of the PI control unit and the calculation result of the position correction unit are added to generate the three-phase voltage command.
前記電流検出部により検出できなかった相の電圧指令については、前記生成させた電圧指令に基づき演算により生成させる制御相選択部を備えることを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。 The voltage command generation unit is configured to generate the voltage command for the phase current detected by the current detection unit among the three-phase currents,
3. The motor control device according to claim 1, further comprising a control phase selection unit that generates a voltage command of a phase that cannot be detected by the current detection unit based on the generated voltage command.
前記モータのロータ回転位置を検出すると共に、前記モータの相電流を検出し、
制御指令に応じて、ベクトル制御におけるｄｑ軸電流指令値を出力し、
前記ｄｑ軸電流指令値を、前記ロータの回転位置に基づいて３相座標系の３相電流指令値に変換し、
前記３相電流指令値と検出された３相電流との偏差についてＰＩ制御演算を行った結果と、前記偏差について前記ロータの回転位置に応じて変動する補正値を乗じた結果とを加算して前記３相交流を出力するための３相電圧指令を生成することを特徴とするモータの３相電圧指令生成方法。 By switching on and off a plurality of switching elements connected in a bridge according to a predetermined energization pattern, the direct current is converted into a three-phase alternating current and used for motor control to output the three-phase alternating current to a motor winding.
Detecting the rotor rotational position of the motor and detecting the phase current of the motor;
According to the control command, the dq axis current command value in vector control is output,
Converting the dq-axis current command value into a three-phase current command value in a three-phase coordinate system based on the rotational position of the rotor;
The result obtained by performing the PI control calculation on the deviation between the three-phase current command value and the detected three-phase current is added to the result obtained by multiplying the deviation by a correction value that varies according to the rotational position of the rotor. A three-phase voltage command generation method for a motor, which generates a three-phase voltage command for outputting the three-phase alternating current.
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